CN107078658B - 直接型电力转换器用控制装置 - Google Patents

Abstract

在直接型电力转换器所具有的功率缓冲电路中，即使缓冲电容器的静电电容发生变化，也抑制其两端电压的变动。控制装置(10)具有充电控制部(103)。充电控制部(103)具有振幅确定部(103a)、充电指令生成部(103b)以及充电动作控制部(103c)。振幅确定部(103a)对针对缓冲电容器的两端电压(Vc)的平均值的指令值即平均电压指令值(Vc*)与两端电压(Vc)的偏差(ΔVc)至少进行比例积分控制，来确定输入到变流器的输入电流的振幅(Im)。充电指令生成部(103b)将根据放电占空比(dc)、整流占空比(drec)、功率的分配率而确定的函数(F(θ))乘以振幅(Im)，来确定充电指令(iL*)。充电动作控制部(103c)根据充电指令(iL*)控制缓冲电容器的充电动作。

Description

直接型电力转换器用控制装置

技术领域

该发明涉及对具有经由直流链路而相互连接的变流器、逆变器、功率缓冲电路的直接型电力转换器进行控制的技术。

背景技术

为了根据从单相交流电源输入的单相交流电压得到直流电压，一般使用全波整流电路作为变流器。但是，在全波整流电路的输出中存在具有该单相交流电压的频率的2倍的频率的功率脉动。因而，为了降低该功率脉动，在全波整流电路的输出侧与负载之间需要缓冲功率的功率缓冲电路。

在后述的非专利文献1～3、专利文献1～4中，公开了使电容器经由开关元件与直流链路连接的技术。提出了如下技术：该电容器(以下也称为“缓冲电容器”)作为电压源而发挥功能，通过与电源电压一起驱动负载，来降低对缓冲电容器要求的静电电容(静電容量)并进行功率脉动的补偿。

特别地，在非专利文献1～2、专利文献1～4中，也提出了如下技术：使用电抗器和开关实现升压斩波器的功能，使在缓冲电容器的两端产生的电压(以下称为“两端电压”)升压。

在非专利文献2中示出了如下情况，为了实现上述升压斩波器的功能而导致流过电抗器的电抗器电流不连续(不连续模式)。电抗器电流的指令值(以下也称为“电抗器电流指令”)取决于输入至全波整流电路的输入电流。在非专利文献2中也示出了如下技术：得到两端电压的最大值与最小值来估计输入电流。

此外，在专利文献2中公开了将两端电压的平均值控制为恒定的技术。在专利文献3中示出了电抗器电流不仅在不连续模式下流通，还在临界模式下流通的情况。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2011-193678号公报

专利文献2：日本特开2014-107935号公报

专利文献3：日本特许第5454732号公报

专利文献4：日本特开2014-96976号公报

非专利文献

非专利文献1：大沼、伊東、「充電回路付加アクティブバッファ付単相三相電力変換器の回路構成制御法」、平成22年電気学会全国大会、4-057(2010)(大沼、伊东、《增加了充电电路的具有活动缓冲区的单相三相电力转换器的电路结构控制方法》、2010年电气学会全国大会、4-057(2010))

非专利文献2：大沼、伊東、「充電回路付加アクティブバッファ付単相三相電力変換器の実機検証」、平成22年電気学会産業応用部門大会、1-124(2010)(大沼、伊东、《增加了充电电路的具有活动缓冲区的单相三相电力转换器的实际验证》、2010年电气学会产业应用部门大会、1-124(2010))

非专利文献3：大沼、伊東「新単相-三相電力変換器コンデンサ容量の低減法の基础検証」、電気学会半導体電力変換研資料、SPC-08-16(2008)(大沼、伊东《基于新的单相-三相电力转换器的电容器电容的降低方法及其验证、电气学会半导体电力转换研究资料、SPC-08-16(2008))

发明内容

发明要解决的课题

但是，从小型化的观点考虑，缓冲电容器不期望应用薄膜电容器。因而，在作为缓冲电容器而采用的电容器的种类中，列举了陶瓷电容器、电解电容器作为选择项。

在电解电容器中，静电电容的容许范围为±20％～±30％，变动大。而且，存在由于劣化而静电电容降低的倾向。当缓冲电容器的电压随着静电电容的变化而变动时，在输入电流的估计中，误差增大。这招致了两端电压的变动，当该变动显著时，认为直接型电力转换器陷入无法运转的状态。

因此，本发明的目的在于提供即使缓冲电容器的静电电容发生变化，也使其两端电压的变动不显著的技术。

用于解决课题的手段

该发明的直接型电力转换器用控制装置是用于控制直接型电力转换器的控制装置(10)。

所述直接型电力转换器具有：直流链路(7)，其包含第1电源线(LH)和第2电源线；变流器(3)，其输入单相交流电压(Vin)，使所述第1电源线比所述第2电源线电位高，向所述直流链路输出脉动功率(Pin)；功率缓冲电路(4)，其设置于所述第1电源线与所述第2电源线之间，按照将所述脉动功率(Pin)的交流成分(Pin＾)乘以分配率(k)而得的缓冲功率(Pbuf)来进行缓冲；以及逆变器(5)，其将所述第1电源线与所述第2电源线之间的直流电压(Vdc)转换为交流电压。

所述功率缓冲电路包含：放电电路(4a)，其具有电容器(C4)和开关(Sc、D42)，该开关(Sc、D42)相对于所述电容器在所述第1电源线侧串联地连接于所述第1电源线与所述第2电源线之间；以及充电电路(4b)，其对所述电容器进行充电。

而且，所述控制装置具有逆变器控制部(101)、放电控制部(102)以及充电控制部(103)。

所述逆变器控制部根据所述变流器与所述直流链路导通的占空比即整流占空比(drec)、所述开关导通的占空比即放电占空比(dc)以及所述逆变器输出的电压的指令值(Vu*、Vv*、Vw*)来输出对所述逆变器的动作进行控制的逆变器控制信号(SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn)。

所述放电控制部根据所述放电占空比输出使所述开关导通的放电开关信号(SSc)。

所述充电控制部包含：振幅确定部(103a)，其对针对所述电容器的两端电压的平均值的指令值即平均电压指令值(Vc*)与所述两端电压之间的偏差(ΔVc)至少进行比例积分控制，来确定输入到所述变流器的输入电流(Iin)的振幅(Im)；充电指令生成部(103b)，其将根据所述放电占空比、所述整流占空比、所述分配率而确定的所述单相交流电压的相位(ωt)的函数(F1(ωt)、F2(ωt)、F3(ωt))乘以所述振幅，来确定针对流过所述充电电路的电流(il)的充电指令(iL*)；以及充电动作控制部(103c)，其根据所述充电指令对所述充电电路的充电动作进行控制。

例如所述放电占空比以及所述整流占空比被设定为，使得所述功率缓冲电路(4)在所述相位(ωt)的二倍的余弦值(cos(2ωt))为负的期间从所述直流链路接受功率，在所述余弦值为正的期间向所述直流链路授予功率。

或者例如所述功率缓冲电路(4)从所述直流链路(7)接受的功率(Pl)以及所述功率缓冲电路(4)向所述直流链路授予的功率(Pc)都被设定为以所述单相交流电压(Vin)的频率的二倍的频率为基本频率进行变动。

期望设所述输入电流(Iin)的波形为正弦波来确定所述函数。

期望所述充电控制部(103)的响应性是所述单相交流电压(Vin)的频率的二倍的1/10以下。

发明效果

即使包含功率缓冲电路在内的放电电路所具有的电容器(缓冲电容器)的静电电容产生变化，也使其两端电压的变动不显著。

该发明的目的、特征、形式以及优点通过以下的详细说明和附图将更加清楚。

附图说明

图1是示出本实施方式的直接型电力转换器的结构的框图。

图2是例示出本实施方式的控制装置的结构的框图。

图3是示意性地示出图1所示的直接电力转换器的功率的收支的框图。

图4是示出图1所示的直接型电力转换器的等效电路的图。

图5是示出缓冲电容器的两端电压的平均值、最大值、最小值以及变动量的关系的曲线图。

图6是示出在采用与专利文献2的技术对应的技术的情况下，缓冲电容器的静电电容减少的情况下的各个量的状态的曲线图。

图7是示出在采用与专利文献2的技术对应的技术的情况下，缓冲电容器的静电电容增大的情况下的各个量的状态的曲线图。

图8是示出在第1实施方式中，缓冲电容器的静电电容减少的情况下的各个量的状态的曲线图。

图9是示出在第1实施方式中，缓冲电容器的静电电容增大的情况下的各个量的状态的曲线图。

图10是示出第2实施方式中的直接型电力转换器的动作的曲线图。

图11是示出第2实施方式中的直接型电力转换器的动作的曲线图。

图12是示出用于通过直流电流进行控制的结构的一例的框图。

图13是示出第3实施方式中的直接型电力转换器的动作的曲线图。

图14是示出第3实施方式中的直接型电力转换器的动作的曲线图。

图15是示出在第3实施方式中，缓冲电容器的静电电容减少的情况下的各个量的状态的曲线图。

图16是示出在第3实施方式中，缓冲电容器的静电电容增大的情况下的各个量的状态的曲线图。

图17是示出图1所示的直接型电力转换器的变形的电路图。

具体实施方式

A.现有技术的问题点的分析.

在进行实施方式的详细说明之前，对现有技术的问题点进行分析，以易于理解本发明。

(i)第1现有技术：在非专利文献2中，设两端电压的最大值为电压指令，检测两端电压的最小值，由此来控制两端电压。但是，由于设两端电压的最大值为电压指令，因此，即使在逆变器的负载较轻的情况下，两端电压的平均值也较高(例如参照专利文献2的图7)。这会招致功率缓冲电路中的开关损失的增大。

(ii)第2现有技术：的确，在专利文献1中也揭示了根据检测出的两端电压的最大值以及最小值求出电抗器电流指令来控制两端电压的平均值的方法。但是，由于该控制受到全波整流电路输出的电压的脉动的影响较大，因此，控制系统的响应性较差(例如参照专利文献2的图10)。

(iii)第3现有技术：在专利文献2中，设两端电压的平均值为电压指令来求出电抗器电流指令，从而控制两端电压。由此，在使平均值恒定的基础上改善响应性(例如参照专利文献2的图6)。

但是，第1～3的现有技术都不是根据两端电压本身来估计输入电流，而是根据其平均值、最大值、最小值来估计输入电流。因而，当缓冲电容器的静电电容变动时，输入电流的误差增大。这可能成为两端电压的动作点变动的原因。

用式子来说明该内容。根据上述各种文献公知的是：导入输入至全波整流电路的输入电流Iin的振幅Im、作为全波整流电路的整流对象的单相交流电压Vin(＝Vm·sin(ωt)：t是时间)的振幅Vm和角速度ω、缓冲电容器的静电电容C、两端电压的最大值Vcmax、最小值Vcmin，则下式(1)成立。

式1

进而，导入两端电压的平均值Vavg(＝(Vcmax+Vcmin)/2)，则下式(2)也成立(例如参照专利文献2)。

式2

此外，为了使输入电流Iin的波形为正弦波状，并且使功率因数为1(即为了使Iin＝Im·sin(ωt))，根据下式(3)确定电抗器电流指令il*。如上所述，由于振幅Im通过式(1)、(2)而得到，因此，电抗器电流指令il*取决于两端电压的最大值Vcmax、最小值Vcmin。

式3

另外，公知的是，在设置了缓冲电容器的情况下，当导入逆变器5输出的功率Pout、两端电压Vc时，下式(4)成立(例如参照非专利文献3)。

式4

如第1现有技术那样，当两端电压Vc的最大值Vcmax被固定为指令值时，功率Pout也由于负载的变动而变动，由此，两端电压Vc的平均值Vavg也变动。与此相对，如第3现有技术那样，当平均值Vavg被固定为指令值时，两端电压Vc的变动量(Vcmax-Vcmin)变动。

例如在Vm＝230√2(V)、Im＝16√2(A)、Pout＝3680(W)的情况下的两端电压Vc的平均值Vavg、最大值Vcmax、最小值Vcmin以及变动量(Vcmax-Vcmin)的关系如图5所示。可知的是，当根据该关系将式(1)、(2)所示的振幅Im固定时，通过平均值Vavg、最大值Vcmax、最小值Vcmin或者变动量(Vcmax-Vcmin)确定两端电压Vc的动作点，换言之，两端电压Vc的动作点的设定存在自由度。

在这些第1～3的现有技术中，当缓冲电容器的静电电容变动时，由于与在式(1)、(2)中采用的静电电容C存在差异，因此，在通过式(1)、(2)估计振幅Im的情况下，通过(3)设定的电抗器电流指令il*变得不符合实际的静电电容。

图6是示出在采用第3现有技术(与专利文献2的技术对应)的情况下，时刻0.1秒以后的缓冲电容器的实际的静电电容比时刻0.1秒以前的该静电电容减少3成的情况下的各个量的状态的曲线图。另外，设逆变器的负载为三相平衡负载，并导入流过负载的负载电流iu、iv、iw。

如根据式(1)而理解的那样，缓冲电容器的实际静电电容的减少相当于在估计振幅Im时的计算中使用的静电电容C过大。因而，振幅Im的估计值也过大，电抗器电流指令il*也过大，平均值Vavg也上升。此外，关于输入电流Iin，电抗器电流指令il*也过大，由此，招致了振幅Im的增大。

在第3现有技术中，由于控制为在式(2)中使平均值Vavg保持恒定，因此在时刻0.1秒以后，变动量(Vcmax-Vcmin)变大(图6中的最大值Vcmax与最小值Vcmin的偏离急剧增大)。而且，电抗器电流指令il*也随着平均值Vavg的上升而减少，最终达到平衡状态。

但是，到达平衡状态后的平均值Vavg变大，不仅是缓冲电容器，构成逆变器的开关元件也要求大的耐压。

图7是示出在采用第3现有技术的情况下，时刻0.1秒以后的缓冲电容器的实际静电电容比时刻0.1秒以前的该静电电容增大3成的情况下的各个量的状态的曲线图。

在该情况下，通过与图6所示的情况相反的动作，平均值Vavg下降。但是，平均值Vavg的下降使升压斩波器的功能减弱。

B.提出的技术的基本思想.

如“A.现有技术的问题点的分析”中所观察的那样，当检测最大值Vcmax、最小值Vcmin来进行两端电压Vc的控制时，在缓冲电容器的实际静电电容产生变动的情况下，电抗器电流指令il*所受的影响变大。

因此，在本申请所提出的技术中，赋予了针对两端电压Vc的平均值的指令值(以下，称为“平均电压指令值”)Vc*，但与其进行比较的不是平均值Vavg，而是两端电压Vc本身。而且，通过对平均电压指令值Vc*与两端电压的偏差ΔVc至少进行比例积分控制，来确定振幅Im。

而且，通过将根据直接型电力转换器进行动作的各种方式而确定的函数(在后面的各实施方式中详细叙述)与根据偏差ΔVc而确定的振幅Im相乘，得到了作为电抗器电流指令il*的基础的充电指令(这与“电抗器电流指令il*”存在差异：该差异在后述的“C.电力转换器及其控制装置的结构”中进行说明)。

由此，与在式(1)、式(2)中基于依赖于静电电容C而估计出的振幅Im的情况不同，电抗器电流指令il*根据实际的缓冲电容器的静电电容而适当确定。

C.电力转换器及其控制装置的结构.

图1是示出能够共通地应用在后述的各实施方式中说明的方式的、直接型电力转换器的结构的框图。该直接型电力转换器具有变流器3、功率缓冲电路4、逆变器5以及直流链路7。

变流器3例如经由滤波器2与单相交流电源1连接。滤波器2具备电抗器L2和电容器C2。电抗器L2设置在单相交流电源1的两个输出端中的一个输出端与变流器3之间。电容器C2设置在单相交流电源1的两个输出端之间。滤波器2去除电流的高频成分。也可以省略滤波器2。为了简略，以下忽略滤波器2的功能进行说明。

直流链路7具有直流电源线LH、LL。

变流器3例如采用二极管桥，且具备二极管D31～D34。二极管D31～D34构成桥电路，对从单相交流电源1输入的输入电压、即单相交流电压Vin进行单相全波整流而转换为整流电压Vrec(＝|Vin|)，将该整流电压Vrec输出至直流电源线LH、LL之间。直流电源线LH被施加比直流电源线LL的电位更高的电位。在变流器3中，从单相交流电源1流入了输入电流Iin，并输出电流irec(＝|Iin|)。

功率缓冲电路4具有放电电路4a以及充电电路4b，与直流链路7之间进行功率的授予接受。放电电路4a包含电容器C4作为缓冲电容器，充电电路4b使整流电压Vrec升压并对电容器C4进行充电。

放电电路4a还包含二极管D42以及与其逆并联连接的晶体管(这里是绝缘栅型双极型晶体管：以下简称“IGBT”)Sc。晶体管Sc相对于电容器C4位于直流电源线LH侧，且与电容器C4串联连接在直流电源线LH、LL之间。

这里逆并联连接是指正向彼此互逆地并联连接。具体而言，晶体管Sc的正向是从直流电源线LL向直流电源线LH的方向，二极管D42的正向是从直流电源线LH向直流电源线LL的方向。将晶体管Sc和二极管D42可以综合理解为一个开关元件(开关Sc)。电容器C4通过开关Sc的导通进行放电，向直流链路7授予功率。

充电电路4b包含例如二极管D40、电抗器L4以及晶体管(这里为IGBT)Sl。二极管D40具备负极和正极，该负极连接于开关Sc与电容器C4之间。该结构公知为所谓的升压斩波器。

电抗器L4连接于直流电源线LH与二极管D40的正极之间。晶体管Sl连接于直流电源线LL与二极管D40的正极之间。二极管D41与晶体管Sl逆并联连接，两者可以综合理解为一个开关元件(开关Sl)。具体而言，晶体管Sl的正向是从直流电源线LH向直流电源线LL的方向，二极管D41的正向是从直流电源线LL向直流电源线LH的方向。

电容器C4由充电电路4b充电，产生高于整流电压Vrec的两端电压Vc。具体而言，通过使电流从直流电源线LH经由开关Sl流向直流电源线LL，电抗器L4中蓄积能量，之后断开开关Sl，由此该能量经由二极管D40被蓄积在电容器C4中。

两端电压Vc高于整流电压Vrec，因此基本上二极管D42中不流通电流。因此开关Sc的导通/不导通主要取决于晶体管Sc的这一点。这里，二极管D42发挥作用，使得确保在两端电压Vc低于整流电压Vrec的情况下的逆耐压，并且使得在逆变器5异常停止时从感性负载6回流到直流链路7的电流逆导通。

此外，直流电源线LH的电位高于直流电源线LL的电位，因此基本上二极管D41中不流通电流。因此开关Sl的导通/不导通主要取决于晶体管Sl的这一点。这里，二极管D41是用于带来逆耐压、逆导通的二极管，虽然作为内置于通过IGBT实现的晶体管Sl中的二极管而进行例示，但二极管D41本身不参与电路动作。

逆变器5将直流电源线LH，LL之间的直流电压转换为交流电压，输出至输出端Pu、Pv、Pw。逆变器5包含六个开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn。开关元件Sup、Svp、Swp分别连接于输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LH之间，开关元件Sun、Svn、Swn分别连接于输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LL之间。逆变器5构成所谓的电压型逆变器，包含六个二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn。

二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn均配置为其负极朝向直流电源线LH侧，其正极朝向直流电源线LL侧。二极管Dup与开关元件Sup并联连接于输出端Pu与直流电源线LH之间。同样地，二极管Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn分别与开关元件Svp、Swp、Sun、Svn、Swn并联连接。从输出端Pu、Pv、Pw分别输出负载电流iu、iv、iw，它们构成了三相交流电流。例如开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn采用IGBT。

感性负载6例如是旋转机，图示出了表示是感性负载的等效电路。具体而言，电抗器Lu与电阻Ru彼此串联连接，该串联体的一端与输出端Pu连接。关于电抗器Lv、Lw与电阻Rv、Rw也同样如此。另外，这些串联体的另一端之间彼此连接。

当将感性负载6作为同步机来例示控制系统时，速度检测部9检测流过感性负载6的负载电流iu、iv、iw，并将根据它们而得的旋转角速度ωm、q轴电流Iq以及d轴电流Id赋予给直接型电力转换器用的控制装置10。

控制装置10除了输入旋转角速度ωm、q轴电流Iq以及d轴电流Id之外，还输入单相交流电压Vin的振幅Vm、角速度ω(或者是角速度ω与时间t之积即相位θ＝ωt)、旋转角速度的指令值ωm*、q轴电压的指令值Vq*、d轴电压的指令值Vd*以及两端电压Vc、电压Vl。这里，电压Vl是施加于电抗器L4的电压。

图2是例示出控制装置10的结构的框图。控制装置10具有逆变器控制部101、放电控制部102以及充电控制部103。

逆变器控制部101根据在后述的“D.功率缓冲电路4的动作的概略”中说明的放电占空比dc、整流占空比drec以及逆变器5输出的电压的指令值Vu*、Vv*、Vw*输出逆变器控制信号SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn。逆变器控制信号SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn分别控制开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn的动作。

逆变器控制部101具有输出电压指令生成部1011，该输出电压指令生成部1011根据相位θ(＝ωt)、q轴电流Iq、d轴电流Id、旋转角速度ωm及其指令值ωm*生成指令值Vu*、Vv*、Vw*。

逆变器控制部101还具有振幅调制指令部1012、乘法加法运算部1013、比较部1014以及逻辑运算部1015。

振幅调制指令部1012根据放电占空比dc和整流占空比drec来控制乘法加法运算部1013的动作。乘法加法运算部1013(为了简便，仅通过乘法器的标号来示出)进行指令值Vu*、Vv*、Vw*与放电占空比dc和整流占空比drec的乘法加法运算而生成信号波M。比较部1014将信号波M与载波CA的值的比较结果输出到逻辑运算部1015。逻辑运算部1015对该比较结果进行逻辑运算，输出逆变器控制信号SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn。

放电控制部102具有占空比运算部1021以及比较器1022。占空比运算部1021除了根据相位θ、振幅Vm、两端电压Vc之外，还根据直接型电力转换器工作的各种方式而均从直流链路7输入逆变器5能够利用的直流电压Vdc或者直流电流Idc，并生成放电占空比dc和整流占空比drec。由于放电占空比dc以及整流占空比drec的生成根据直接型电力转换器工作的各种方式而不同，因此，对后述的各实施方式的每种实施方式进行说明。

比较器1022对放电占空比dc与载波CA进行比较，生成使开关Sc导通的放电开关信号SSc。

由于这样的逆变器控制部101以及比较器1022的动作本身是公知的技术(非专利文献1～2、专利文献1等)，因此，这里省略其细节。

但是，在后述的实施方式中，输出电压指令生成部1011为了制作指令值Vu*、Vv*、Vw*，有时需要振幅Vm、振幅Im(这如上述那样根据偏差ΔVc而确定)以及在后述的“D.功率缓冲电路4的动作的概略”中说明的分配率k(0≤k≤1)。

充电控制部103具有振幅确定部103a、充电指令生成部103b以及充电动作控制部103c。

振幅确定部103a包含减算器1031和比例积分控制器1032。减算器1031根据两端电压Vc以及平均电压指令值Vc*求出偏差ΔVc。比例积分控制器1032对偏差ΔVc进行比例积分控制来确定振幅Im。振幅Im对指令值Vu*、Vv*、Vw*造成影响，逆变器5的动作受到指令值Vu*、Vv*、Vw*的影响，进行使偏差ΔVc变小的动作。因而，振幅Im的确定只要对偏差ΔVc至少进行比例积分控制就足够。当然，也可以代替比例积分控制器1032，而采用进行比例积分微分控制的要素。

充电指令生成部103b包含充电波形表1033和乘法器1034。充电波形表1033输入分配率k和相位θ(＝ωt)，输出针对相位θ的函数F(θ)(＝F(ωt))。乘法器1034将振幅Im与函数F(ωt)相乘，来确定充电指令iL*。针对函数F(ωt)，在各个实施方式中存在差异，因此，单独地对每个实施方式进行说明。

充电动作控制部103c根据充电指令iL*控制充电电路4b的动作。更具体而言，生成控制开关Sl的充电开关信号SSl，以使得流过电抗器L4的电抗器电流il成为与充电指令iL*对应的电抗器电流指令il*。为了生成该充电开关信号SSl，需要电压Vl，因此，它也被输入至充电动作控制部103c。

充电动作控制部103c例如作为生成充电开关信号SSl的临界模式调制部而发挥功能，以使得电抗器电流il在临界模式下流动。在非专利文献2中，以电抗器电流il在不连续模式下流动为前提来对电抗器L4的电感的值进行限制。但是，在本申请所提出的技术中，即使该电感根据上述限制发生变动而对两端电压Vc造成影响，振幅确定部103a的动作也会吸收该变动导致的影响。

通过以上结构，能够将“B.提出的技术的基本思想”所示的技术具现化。

D.功率缓冲电路4的动作的概略.

设输入功率因素为1，则输入到变流器3的瞬时输入功率Pin由下式(5)表示。

式5

瞬时输入功率Pin具有式(5)的右边的第2项所示的交流成分(-1/2)·Vm·Im·cos(2ωt)(以下，也称为“交流成分Pin＾”)。因而，以下，也将瞬时输入功率Pin称为脉动功率Pin。

图1所示的电力转换器能够如下述那样进行理解。

变流器3输入单相交流电压Vin，输出脉动功率Pin：

功率缓冲电路4从直流链路7输入接受功率(受納電力)Pl，并向直流链路7输出授予功率(授与電力)Pc：

逆变器5从直流链路7输入从脉动功率Pin与授予功率Pc之和中减去接受功率Pl而得的输入功率Pdc(＝Pin+Pc-Pl)，并输出负载电流iu、iv、iw。如果忽视逆变器5的损失，则输入功率Pdc等于功率Pout(参照式(4))。

图3是示意性地示出图1所示的直接电力转换器中的功率的收支的框图。缓冲的功率(以下，称为“缓冲功率Pbuf”)等于从授予功率Pc中减去接受功率Pl而得的功率差(Pc-Pl)。此外，由变流器3至逆变器5的功率Prec等于Pin-Pl。因而，Pdc＝Prec+Pc成立。

另外，使用下式(6)来导入分配率k。

式6

即，如果k＝0，则逆变器5从直流链路7直接输入脉动功率Pin作为输入功率Pdc。这意味着Pbuf＝0，相当于完全没有给功率缓冲电路4分配电力的情况。如果k＝1，则Pdc＝Pin-Pin＾。这相当于如下情况：功率缓冲电路4与直流链路7之间发送接收相当于交流成分Pin＾的绝对值|Pin＾|的电力。

即，分配率k示出了交流成分Pin＾的绝对值|Pin＾|以何种程度被分配给功率缓冲电路4作为缓冲功率Pbuf。

E.直接型电力转换器的等效电路和各种占空比.

图4示出了作为图1所示的直接型电力转换器的等效电路。该等效电路例如在非专利文献2、专利文献1、3、4等中进行了介绍。在该等效电路中，电流irec1等效地表示为开关Srec导通时经由该开关Srec的电流irec1。同样地，放电电流ic等效地表示为开关Sc导通时经由该开关Sc的电流ic。

此外，在逆变器5中，当输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LH、LL的任意一方公共连接时，经由逆变器5流入感性负载6的电流也等效地表示为当开关Sz导通时经由开关Sz而流通的零相电流iz。

此外在图4中，示出了构成充电电路4b的电抗器L4、二极管D40以及开关Sl，标注了流经电抗器L4的电抗器电流il。

在这样得到的等效电路中，将开关Srec、Sc、Sz导通的各自的占空比drec、dc、dz导入。其中，如通过上述文献而公知的那样，0≤drec≤1、0≤dc≤1、0≤dz≤1、drec+dc+dz＝1。

由于占空比drec是设定变流器3与直流链路7连接而能够使逆变器5中流过电流的期间的占空比，因此，指的是上述整流占空比drec。

由于占空比dc是电容器C4放电的占空比，因此，指的是上述放电占空比dc。

由于占空比dz是与逆变器5中输出的电压无关地必定流通零相电流iz的占空比，因此称作零占空比dz。

由于电流irec1、ic、iz分别是将输入到逆变器5的直流电流Idc乘以占空比drec、dc、dz而得的，因此，它们是开关Srec、Sc、Sz的开关周期中的平均值。此外，占空比drec、dc、dz也能够看作是直流电流Idc相对于各电流irec1、ic、iz的电流分配率。

另外，在变流器3采用二极管桥的情况下，变流器3无法主动地通过整流占空比drec进行开关。因而，逆变器5与开关Sc分别根据零占空比dz和放电占空比dc而进行开关，由此，能够得到电流irec1。

逆变器5在流通零相电流iz的期间内，无法利用直流链路7中的直流电压。因而，在直流链路7中用于向逆变器5供给电力的直流电压在电力转换中具有意义。换言之，逆变器5在电力转换中未使用的瞬时的直流电压在考察电压利用率时没有意义。在电力转换中具有意义的直流电压Vdc能够如下式(7)那样表现。

式7

Vdc＝Vrec·drec+Vc·dc+O·dz…(7)

另一方面，直流电压Vdc也可以理解为逆变器5能够输出的电压的最大值的、作为控制开关Sc、Sl或逆变器5的开关的周期内的平均而被施加在直流链路7的电压。逆变器5按照零占空比dz这样的比率能够有助于直流链路7的电压，但在与零占空比dz对应的期间中逆变器5与直流电源线LL、LH的任意一方绝缘。

在图4中，直流电压Vdc被标注为在逆变器5以及表示其负载的电流源Idc(其中流通有直流电流Idc)的两端产生的电压。

以下，具体说明直接型电力转换器进行动作的各种方式。

F.第1实施方式.

将第1实施方式与在专利文献2中介绍的直接型电力转换器的动作进行比较来进行说明。

在专利文献2所示的技术中，为了消除上述交流成分Pin＾，按照每个单相交流电压Vin的四分之一周期((1/4)周期)交替地进行不同的控制(以下，也将这样的控制简单地称为“四分之一周期控制”)。具体而言，按照每个单相交流电压Vin的四分之一周期而交替地进行Pl＝Pin＾、Pc＝0的控制和Pl＝0、Pc＝-Pin＾的控制。由此，在整个期间，Pdc＝Pin+Pc-Pl＝Pin-Pin＾＝(1/2)·Vm·Im成立，避免了功率脉动。这相当于在式(6)中k＝1的情况。

在本申请中，也仿照专利文献2，将从直流链路7接受了接受功率Pl的期间(这是相位ωt的二倍的余弦值cos(2ωt)为负的期间)称为接受期间(受納期間)，将向直流链路7授予了授予功率Pc的期间(这是余弦值cos(2ωt)为正的期间)称为授予期间(授与期間)。

(f-1)占空比的设定.

在专利文献2中，放电占空比dc通过下式(8)而设定，根据采用该放电占空比dc以及设输入电流Iin为正弦波的前提，通过式(3)来确定电抗器电流指令il*。这里，直流电流Idc能够被设定为指令值。

式8

此外，此时的整流占空比drec通过下式(9)来设定，由此，直流电压Vdc能够成为恒定值(例如专利文献1等)。

式9

在第1实施方式中，作为式(3)、(8)、(9)中的振幅Im，采用从振幅确定部103a得到的振幅Im，占空比运算部1021根据式(8)、(9)生成占空比drec、dc。即，在本实施方式中，占空比运算部1021输入振幅Vm、Im、直流电流Idc、相位ωt。

其中，从直流链路7输入到逆变器5的输入功率Pdc是直流电压Vdc与直流电流Idc之积。而且，由于逆变器5从直流链路7得到从脉动功率Pin与授予功率Pc的和中减去接受功率Pl而得的输入功率Pdc(＝Pin+Pc-Pl)，因此，下式(10)成立。

式10

因而，式(8)、(9)可以如下式(11)、(12)那样变形，代替直流电流Idc而将直流电压Vdc作为指令值输入到占空比运算部1021。

式11

式12

(f-2)关于电抗器电流il.

另外，在临界模式下，在开关Sl导通的期间ΔT1，电抗器电流il从0上升到峰值，在开关Sl非导通的期间ΔT2，电抗器电流il从峰值下降至0，期间ΔT1、ΔT2被交替设定。当这些上升、下降都被近似为相对于时间呈线形变化时，电抗器电流il平均地按照上述峰值的一半流动。

考虑对功率缓冲电路4施加整流电压Vrec＝|Vin|＝Vm·|sin(ωt)|，导入电抗器L4的电感L，期间ΔT1如下式(13)那样表示。

式13

因而，作为式(13)中的电抗器电流il，采用式(3)中的电抗器电流指令il*，使开关Sl导通的期间ΔT1如下式(14)那样确定。

式14

在式(14)中，振幅Im通过振幅确定部103a而得到，系数2·L/Vm能够理解为电压控制系统的比例增益。因而，如果式(15)所示的充电指令iL*被确定，则期间ΔT1通过电压反馈控制而被确定。

式15

iL*＝1m·F1(ωt)

这里，函数F1(ωt)是上述函数F(ωt)，是在本实施方式中采用的相位θ(＝ωt)的函数。如“B.提出的技术的基本思想”中概略说明的那样，充电指令iL*通过振幅Im与函数F1(ωt)的积而确定。

而且，函数F1(ωt)根据通过式(8)或式(11)所确定的放电占空比dc、通过式(9)或式(12)所确定的整流占空比drec、以及相当于1的分配率k而确定。

充电动作控制部103c使计数器进行动作，直至得到充电指令iL*，则转换至充电开关信号SSl的(开关Sl导通)期间ΔT1。计数器中的转换系数也与上述系数2·L/Vm同样地，作为电压控制系统的比例增益而发挥作用。

关于充电开关信号SSl，期间ΔT1开始计数的时刻是开关Sl接通的时刻，该时刻以施加于电抗器L4的电压Vl减少而成为0作为契机。在临界模式下，可以在电抗器电流il减少而成为0时将开关Sl从断开(off)切换为接通(on)，电抗器电流il减少而成为0的时刻可以理解为电压Vl减少而成为0的时刻。

(f-3)效果.

图8以及图9都是示出采用在本实施方式中提出的技术的情况下的各个量的状态的曲线图。图8示出了时刻0.1秒以后的缓冲电容器的实际的静电电容比时刻0.1秒以前的该静电电容减少3成的情况，图9示出了时刻0.1秒以后的缓冲电容器的实际的静电电容比时刻0.1秒以前的该静电电容增大3成的情况。

通过图8与图6的比较以及图9与图7的比较可以理解的是，与采用专利文献2的技术的情况相比，在本实施方式所提出的技术中，变动量(Vcmax-Vcmin)的变动存在残留，但振幅Im的变动小，电抗器电流指令il*的峰值的变动也较小。振幅Im的平均值这里是大约23A左右。

另外，为了使这样的振幅Im的变动变小，期望使充电控制部103的响应性为单相交流电压Vin的频率(ω/(2π))的二倍的1/10以下。更具体而言，期望使振幅确定部103a的尤其是比例积分控制器1032的控制频带为整流电压Vrec的基本频率的1/10以下。振幅Im的变动伴随着该控制频带的降低而以20dB/dec降低。

如上所述，根据本实施方式，即使缓冲电容器的实际的静电电容变动，电抗器电流指令il*的峰值的变动也得到抑制，因而，避免了两端电压Vc显著变化。

G.第2实施方式.

第2实施方式对分配率k、整流占空比drec、放电占空比dc与在第1实施方式中采用的值不同的情况进行说明。

式(11)、(12)所示的整流占空比drec、放电占空比dc能够使直流电压Vdc恒定。如果这考虑Vrec＝Vm·|sin(ωt)|的话，则也理解为式(7)恒等地成立。

其中，drec≤1，并且在授予期间，|sin(ωt)|≤1/√2，因此，由式(12)的右边所示的授予期间的整流占空比可知，只要使直流电压Vdc恒定，则该值就不会超过振幅Vm的1/√2倍。

因此，在本实施方式中，介绍通过采用下式(16)作为直流电压Vdc，来提高直流电压Vdc与振幅Vm的比R(以下，称为“电压利用率R”)的技术，表示采用该技术的情况下的函数F(ωt)即函数F2(ωt)。

式16

以下，依次说明：利用式(16)设定直流电压Vdc而使电压利用率R能够超过1/√2；存在有用于(近似地)得到该直流电压Vdc的整流占空比drec、放电占空比dc；以及这种情况下的电抗器电流指令il*、函数F2(ωt)。

(g-1)电压利用率R的提高.

接受期间的电压利用率R的平均值Ra通过下式(17)来求出。此外，授予期间与接受期间具有π/2的相位差，且正弦波形与余弦波形具有π/2的相位差，因此授予期间中的平均值Ra与接受期间中的相等。

式17

因而，无论在授予期间还是接受期间，平均看来，电压利用率R都被改善为第1实施方式所示的情况下的4/π(＞1)倍。

(g-2)占空比的设定.

在本实施方式中，在接受期间中，使得drec＝1、dc＝0。关于这样的整流占空比drec、放电占空比dc，能够设定为满足赋予给它们的条件、即0≤drec≤1、0≤dc≤1、drec+dc+dz＝1。

由此，式(7)的右边的计算结果与式(16)的右边中的对应于接受期间的部分一致。

而且，在授予期间中，分别通过式(18)、(19)来设定整流占空比drec以及放电占空比dc。

式18

式19

在授予期间，0≤|sin(ωt)|≤1/√2，因此，在式(18)中设定的整流占空比drec满足赋予给它的条件0≤drec≤1。此外，在授予期间，0≤cos(2ωt)≤1，因此，通过使两端电压Vc比振幅Vm高，在式(19)中设定的放电占空比dc能够满足0≤dc≤1、drec+dc+dz＝1。另外，为了后文叙述方便，预先导入电压比α＝Vc/Vm。

如上所述，设定整流占空比drec以及放电占空比dc，由此，通过下式(20)求出授予期间的直流电压Vdc。

式20

关于式(20)，当在授予期间中，例如相位ωt取值3π/4～5π/4时，非常近似于式(16)。具体而言，判断式(16)表示的直流电压Vdc在整个授予期间的积分值与式(20)所示的直流电压Vdc在整个授予期间的积分值之差小于1％。

根据以上内容可知，在接受期间中，使得dc＝dz＝0，在授予期间，使用式(18)、(19)所示的占空比drec、dc，由此，能够使直流电压Vdc的波形近似于式(16)，由此，改善了电压利用率R。

(g-3)关于电抗器电流il.

在授予期间中，放电占空比dc与第1实施方式所采用的式(11)相比，本实施方式所采用的式(19)为Vm/Vdc倍。由式(17)可知，在本实施方式中，Vdc/Vm＝2√2/π，因此，本实施方式中的放电占空比dc是第1实施方式中的放电占空比dc的π/(2√2)倍。

因而，关于在授予期间中通过放电电流ic授予直流链路7的电荷量，当考虑分配率k时，本实施方式是第1实施方式的k·π/(2√2)倍。因而，在接受期间中流过的电抗器电流il与第1实施方式相比，也必须是k·π/(2√2)倍。因而，考虑式(3)并通过下式(21)设定电抗器电流指令il*。

式21

因而，根据式(15)、(21)并通过式(22)得到本实施方式中的函数F2(ωt)。

式22

iL*＝Im·F2(ωt)

函数F2(ωt)根据如下内容而确定：在接受期间通过值0确定并且在授予期间通过式(19)确定出的放电占空比dc、在接受期间通过值1确定并且在授予期间通过式(18)确定出的整流占空比drec以及分配率k。

另外，根据后面图10以及图11所示的电流irec也可知，在本实施方式中，式(3)的根据即输入电流Iin的波形为正弦波不成立。因而，严格来说，为了得到式(22)而应用式(3)是没有根据的。

但是，如下述那样，作为接受期间整体来看，即使输入电流Iin的波形不是正弦波，式(3)也是妥当的。因而，即使在本实施方式中，也可以设输入电流Iin的波形为正弦波来确定函数F2(ωt)。

即，当考虑仅在接受期间流通电抗器电流il时，式(3)所示的电抗器电流指令il*与整流电压Vrec之积等于交流成分Pin＾即可。

计算上述积而得到下式(23)，可知积Vrec·il*等于交流成分Pin＾。

式23

另外，式(6)、(10)不依赖于整流占空比drec以及放电占空比dc而成立，因此，即使在本实施方式中，也使用它们并通过下式(24)求取直流电流Idc。其中，直流电压Vdc通过式(16)来近似。

式24

在本实施方式中，与第1实施方式的函数F1(ωt)同样地，能够使用函数F2(ωt)得到充电指令iL*，与第1实施方式同样地，即使缓冲电容器的实际静电电容变动，也避免了两端电压Vc显著变化。

(g-4)各个量的状态.

图10以及图11都是示出图1所示的直接型电力转换器的动作的曲线图，都示出了根据本实施方式设定占空比drec、dc、dz的情况下的动作。其中，在图10中示出了在k＝1的情况，在图11中示出了k＝1/3的情况。

图10以及图11中都是在最上一栏示出占空比drec、dc、dz，在从上面开始数第二栏示出直流电压Vdc(参照式(16))、构成该直流电压Vdc的电压Vrec·drec、Vc·dc(参照式(7))以及直流电流Idc(参照式(24))，在从上面开始数第三栏示出电流irec、ic、il、irec1，在最下栏示出瞬时功率Pin、Pout、Pbuf。此外，标号T1、T2分别表示授予期间和接受期间。

图10和图11中均是横轴采用相位ωt以“度”为单位来表示。此外，电流Idc、irec、ic、il、irec1将振幅Im换算为√2。电压Vrec·drec、Vc·dc将振幅Vm换算为1，设定为α＝1.5。作为如上换算后的电压、电流的乘积，求出瞬时功率Pin、Pout、Pbuf。在授予期间T1电抗器电流il为零，因此电流irec1与电流irec一致。在接受期间T2中，dc＝0，电压Vrec·drec与直流电压Vdc一致。

如上所述，占空比drec、dc不取决于分配率k，因此，直流电压Vdc以及构成该直流电压Vdc的电压Vrec·drec、Vc·dc在图10和图11中都表示相同波形。

其中，直流电流Idc由式(24)表示，取决于分配率k，因此，图10所示的k＝1的情况与图11所示的k＝1/3的情况非常不同。

在图10以及图11中，关于从上面开始数第三栏所示的电流ic、il，与k＝1相比，在k＝1/3的情况下减小。这样的电流il、ic的减小降低了功率缓冲电路4中采用的电抗器L4、电容器C4所要求的功率容量，从小型化及低价化的观点来看为优选。

(g-5)用于与分配率k对应地分配功率的脉动量的技术的一例.

在本节中，列举了用于实现了式(24)并与分配率k对应地分配功率的脉动量的技术的一例。

关于通常的交流负载的动作，采用进行周知的dq轴的控制的情况为例。dq轴上的功率式一般由式(25)表示。标号V*、I分别表示施加于交流负载的电压的指令值和流经交流负载的电流。它们均为交流，因此表示它们为复数的小圆点分别标在标号V*、I上。其中，假设q轴电压理想地追随其指令值(以下，称为“q轴电压指令值”)Vq*，d轴电压理想地追随其指令值(以下，称为“d轴电压指令值”)Vd*。

式25

从直流电源线LH、LL提供给逆变器5的功率中不存在无效功率，因此该功率忽略式(25)的第2项，由式(26)表示。

式26

Pdc＝Vd*·Id+Vq*·Iq…(26)

因此，进行使式(26)的交流成分与式(6)的右边第2项一致的控制，由此能够进行实现式(24)的控制。图12将用于进行上述控制的结构的一例表示为框图。该结构例如设置于在图2中表示为输出电压指令生成部1011的结构。

在图12的结构中，对表示公知技术的部分简单进行说明，根据电流相位指令值β*求出三角函数值cosβ*、-sinβ*，根据三角函数值cosβ*、-sinβ和电流指令值Ia*，生成q轴电流指令值Iq*和d轴电流指令值Id*。假设感性负载6是旋转机，根据其旋转角速度ωm、该旋转机的磁场磁通Φa、旋转机的d轴电感Ld与q轴电感Lq、q轴电流指令值Iq*与d轴电流指令值Id*、以及q轴电流Iq与d轴电流Id，求出q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*。根据q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*生成用于控制逆变器5的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。

例如图1所示的结构中，速度检测部9检测流经感性负载6的负载电流iu、iv、iw，将由这些而得的旋转角速度ωm、q轴电流Iq以及d轴电流Id赋予控制装置10。

下面对用于进行使式(26)的交流分量与式(6)的右边第2项一致的控制的处理部71进行说明。处理部71具备直流电力计算部711、脉动成分提取部712、脉动成分计算部713、减法器714、加法器715、PI处理部716。

直流电力计算部711输入q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*以及q轴电流Iq和d轴电流Id，根据上述式(26)计算输入功率Pdc，将其提供给脉动成分提取部712。

脉动成分提取部712提取式(6)的交流成分并输出。脉动成分提取部712例如通过高通(high pass)滤波器HPF实现。

脉动成分计算部713输入振幅Vm、Im、角速度ω、分配率k，求出式(6)的右边第2项。振幅Vm和角速度ω能够作为从单相交流电源1而获得的信息输入脉动成分计算部713(参照图1)。振幅Im能够从振幅确定部103a输入。

如上所述，期望的处理是使式(26)的交流成分与式(6)的右边第2项一致，因此进行控制，使得脉动成分提取部712的输出与脉动成分计算部713的输出之差减小即可。因此通过减法器714求出该差，将PI处理部716对该差实施的比例积分控制而得的值输出至加法器715。

加法器715进行利用PI处理部716的输出校正通常处理中的电流指令值Ia*的处理。具体而言，首先作为求出电流指令值Ia*的通常处理，利用减法器701求出旋转角速度ωm与该指令值ωm*之间的偏差。该偏差在PI处理部702中接受比例积分控制，暂时求出电流指令值Ia*。进而，加法器715进行利用来自PI处理部716的输出使电流指令值Ia*増加的处理。

由此，对由处理部71校正后的电流指令值Ia*应用上述的公知技术，生成q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*。这样的控制是针对关于q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*以及q轴电流Iq和d轴电流Id的反馈而实施的控制，使得减法器714输出的差收敛于0。即，通过这样的控制能够使式(26)的交流成分与式(6)的右边第2项一致。

H.第3实施方式.

(h-1)占空比的设定.

第3实施方式不采用在第1实施方式和第2实施方式中采用的“四分之一周期控制”。即，在本实施方式中，按照不特别设定接受期间、授予期间的区别的方式确定整流占空比drec、放电占空比dc。其中，与第1实施方式和第2实施方式同样地，整流占空比drec、放电占空比dc不依赖于分配率k。

具体而言，整流占空比drec以及放电占空比dc分别由式(27)、(28)确定。

式27

式28

如后述那样，两端电压Vc存在脉动，但被控制为大致恒定，因此，放电占空比dc与1+cos(2ωt)成比例，并且以单相交流电压Vin的二倍的频率为基本频率进行变动。而且，如上所述，在本实施方式中，以接受期间、授予期间没有区别的方式确定放电占空比dc，因此，功率缓冲电路4授予直流链路7的授予功率Pc也以单相交流电压Vin的二倍的频率为基本频率进行变动。

通过式(27)、(28)求出式(29)，式(7)恒等地成立。因而，直流电压Vdc能够成为恒定值。

式29

而且，只要Vdc≤Vm，则满足0≤drec≤1。此外，通过将直流电压Vdc设定为两端电压Vc以下，能够设定为满足0≤dc≤1、drec+dc+dz＝1。

(h-2)关于电抗器电流il.

接下来，求出式(6)成立所要求的电抗器电流il、即电抗器电流指令il*。如上述那样，输入功率Pdc用直流电压Vdc与直流电流Idc之积来表示，因此，根据式(24)、(27)并通过下式(30)求出电流irec1。

式30

而且，为了使输入电流Iin为正弦波，电抗器电流指令il*由下式(31)确定。如通过式(31)所理解的那样，电抗器电流指令il*以单相交流电压Vin的二倍的频率为基本频率进行变动。此外，整流电压Vrec也同样地变动。因而，功率缓冲电路4从直流链路7接受的接受功率Pl也以单相交流电压Vin的二倍的频率为基本频率进行变动。

结果，在本实施方式中，接受功率Pl、授予功率Pc都被设定为以单相交流电压Vin的二倍的频率为基本频率进行变动。

式31

此外，根据式(31)并通过式(32)得到本实施方式中的函数F3(ωt)。

式32

iL*＝Im·F3(ωt)

函数F3(ωt)根据通过式(28)确定出的放电占空比dc、通过式(27)确定出的整流占空比drec以及分配率k来确定。

(h-3)各个量的状态.

图13以及图14都是示出图1所示的直接型电力转换器的动作的曲线图，都示出了根据本实施方式设定占空比drec、dc、dz的情况下的动作。其中，在图13中示出了k＝1的情况，在图14中示出了k＝1/3的情况。

在图13以及图14中，都是在最上一栏示出占空比drec、dc、dz，在从上面开始数第二栏示出直流电压Vdc(参照式(29))、构成该直流电压Vdc的电压Vrec·drec、Vc·dc(参照式(7))以及直流电流Idc(参照式(24))，在从上面开始数第三栏示出电流irec、ic、il、irec1，在最下栏示出瞬时功率Pin、Pout、Pbuf。

图13和图14中均是横轴采用相位ωt以“度”为单位来表示。此外，电流Idc、irec、ic、il、irec1将振幅Im换算为√2，设定为R＝0.96、α＝1.5。电压Vrec·drec、Vc·dc将振幅Vm换算为1。作为如上换算后的电压、电流的乘积，求出瞬时功率Pin、Pout、Pbuf。

如上所述，占空比drec、dc不取决于分配率k，因此，直流电压Vdc以及构成该直流电压Vdc的电压Vrec·drec、Vc·dc在图13和图14中都表示相同波形。

其中，直流电流Idc由式(24)表示，取决于分配率k，因此，图13所示的k＝1的情况与图14所示的k＝1/3的情况大不相同。特别是在k＝1的情况下，直流电压Vdc为恒定，相应地，直流电流Idc不依赖于相位ωt而保持恒定。

另外，在本实施方式中也了解到，能够采用在“(g-5)与分配率k对应地分配功率的脉动量的技术的一例”中介绍的结构。

在图13以及图14中，与k＝1相比，在k＝1/3的情况下，从上面开始数第三栏所示的电流ic、il减小。这样的电流il、ic的减小降低了功率缓冲电路4中采用的电抗器L4、电容器C4所要求的功率容量，从小型化及低价化的观点来看为优选。

(h-4)效果.

图15以及图16都是示出采用在本实施方式中提出的技术的情况下的各个量的状态的曲线图。图15示出时刻0.1秒以后的缓冲电容器的实际的静电电容比时刻0.1秒以前的该静电电容减少3成的情况，图16示出时刻0.1秒以后的缓冲电容器的实际的静电电容比时刻0.1秒以前的该静电电容增大3成的情况。

另外，在本实施方式和第1实施方式中，使输入功率Pdc一致，但在本实施方式中，电压利用率R为0.96，相对于此，在第1实施方式中，电压利用率R为1/√2(≒0.71)，因此，在本实施方式中，与第1实施方式相比，负载电流iu、iv、iw的振幅变小。

通过图15与图6的比较以及图16与图7的比较可以了解到，与采用专利文献2的技术的情况相比，在本实施方式所提出的技术中，变动量(Vcmax-Vcmin)的变动存在残留，但振幅Im的变动小，电抗器电流指令il*的峰值的变动也较小。振幅Im的平均值与第1实施方式同样地是大约23A左右。

为了使这样的振幅Im的变动变小，如在第1实施方式中说明的那样，期望使充电控制部103的响应性为单相交流电压Vin的频率(ω/(2π))的二倍的1/10以下。

在本实施方式中，与第1实施方式的函数F1(ωt)同样地，能够使用函数F3(ωt)得到充电指令iL*，与第1实施方式同样地，即使缓冲电容器的实际的静电电容变动，也避免了两端电压Vc显著变化。

I.变形.

在采用上述所示的任意技术的情况下，也能够将滤波器2设置于变流器3与功率缓冲电路4之间。

图17是示出了作为该变形的、滤波器2设置在变流器3与功率缓冲电路4之间的情况下的、仅这些元件附近的电路图。

采用这样的结构时，优选在直流电源线LH中在滤波器2与放电电路4a之间设置二极管Do。二极管Do的正极配置在滤波器2侧，负极配置在放电电路4a侧。

利用二极管Do能够防止电容器C2的两端电压因开关Sc的开关而受到电容器C4的两端电压Vc的影响。该效果例如在专利文献4中介绍。

对本发明进行了详细说明，但上述说明在所有方面均为例示，本发明不限于此。可理解为能够在不脱离本发明范围的情况下想到未例示的无数变形例。

Claims (8)

1.一种直接型电力转换器用控制装置，其是用于控制直接型电力转换器的控制装置，其中，

所述直接型电力转换器具有：

直流链路，其包含第1电源线和第2电源线；

变流器，其输入单相交流电压，使所述第1电源线比所述第2电源线电位高，向所述直流链路输出脉动功率；

功率缓冲电路，其设置于所述第1电源线与所述第2电源线之间，按照将所述脉动功率的交流成分乘以分配率而得的缓冲功率来进行缓冲；以及

逆变器，其将所述第1电源线与所述第2电源线之间的直流电压转换为交流电压，

所述功率缓冲电路包含：

放电电路，其具有电容器和相对于所述电容器配置在所述第1电源线侧的开关，所述开关与所述电容器串联地连接于所述第1电源线与所述第2电源线之间；以及

充电电路，其对所述电容器进行充电，

所述控制装置具有：

逆变器控制部；

放电控制部；以及

充电控制部，

所述逆变器控制部根据所述变流器与所述直流链路导通的占空比即整流占空比、所述开关导通的占空比即放电占空比以及所述逆变器输出的电压的指令值来输出对所述逆变器的动作进行控制的逆变器控制信号，

所述放电控制部根据所述放电占空比输出使所述开关导通的放电开关信号，

所述充电控制部包含：

振幅确定部，其对针对所述电容器的两端电压的平均值的指令值即平均电压指令值与所述两端电压之间的偏差至少进行比例积分控制，来确定输入到所述变流器的输入电流的振幅；

充电指令生成部，其将根据所述放电占空比、所述整流占空比、所述分配率而确定的所述单相交流电压的相位的函数乘以所述振幅，来确定针对流过所述充电电路的电流的充电指令；以及

充电动作控制部，其根据所述充电指令对所述充电电路的充电动作进行控制。

2.根据权利要求1所述的直接型电力转换器用控制装置，其中，

所述功率缓冲电路对所述放电占空比以及所述整流占空比进行设定，使得在所述相位的二倍的余弦值为负的期间从所述直流链路接受功率，在所述余弦值为正的期间向所述直流链路授予功率。

3.根据权利要求1所述的直接型电力转换器用控制装置，其中，

所述功率缓冲电路从所述直流链路接受的功率以及所述功率缓冲电路向所述直流链路授予的功率都被设定为以所述单相交流电压的频率的二倍的频率为基本频率进行变动。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的直接型电力转换器用控制装置，其中，

设所述输入电流的波形为正弦波来确定所述函数。

5.根据权利要求1所述的直接型电力转换器用控制装置，其中，

所述充电控制部的响应性是所述单相交流电压的频率的二倍的1/10以下。

6.根据权利要求2所述的直接型电力转换器用控制装置，其中，

所述充电控制部的响应性是所述单相交流电压的频率的二倍的1/10以下。

7.根据权利要求3所述的直接型电力转换器用控制装置，其中，

所述充电控制部的响应性是所述单相交流电压的频率的二倍的1/10以下。

8.根据权利要求4所述的直接型电力转换器用控制装置，其中，

所述充电控制部的响应性是所述单相交流电压的频率的二倍的1/10以下。