CN108521849A - 功率转换装置的控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明是能以较高效率对马达进行驱动的直接型功率转换装置的控制装置。对单相交流电压进行全波整流后的整流电压被施加于第一直流电源线和第二直流电源线之间。放电开关和电容器在第一直流电源线和第二直流电源线之间彼此串联连接。升压电路对整流电压进行升压，并且对电容器进行充电。逆变器在放电开关非导通时输入有整流电压以作为直流电压，在放电开关导通时输入有电容器的两端电压以作为直流电压，逆变器将输入后的直流电压转换成交流电压并且向马达输出。开关控制部在第一期间范围内将放电开关维持为非导通，在第一期间以外的第二期间内对放电开关的导通/非导通进行切换。充电放电期间设定部将马达的转速比速度阈值高时的第一期间设定得比转速比速度阈值低时的第一期间短。

Description

功率转换装置的控制装置
技术领域
本发明涉及一种对功率转换装置进行控制的装置。
背景技术
专利文献1～3记载有直接型功率转换装置。上述直接型功率转换装置包括二极管整流器、逆变器以及充电放电电路。
二极管整流器对单相交流电压进行全波整流，并且将整流后的整流电压输出于一对直流电源线(直流链路)之间。
充电放电电路设置于直流链路，包括缓冲电路和升压电路。缓冲电路具有在一对直流电源线之间彼此串联连接的开关和电容器。通过对开关进行导通来使电容器放电从而将功率赋予直流链路。
升压电路将来自二极管整流器的整流电压升压从而对电容器充电。藉此使充电放电电路从直流链路接受功率。逆变器的输入电压(直流链路的直流电压)在上述开关导通时与被升压后的电容器的电压一致，在上述开关未导通时与整流电压一致。逆变器输入有直流链路的直流电压，将该直流电压转换成交流电压，并且将上述交流电压输出。
现有技术文献
专利文献
专利文献1:日本专利特开2015-084637号公报
专利文献2：日本专利特开2015-065731号公报
专利文献3：日本专利特开2015－076921号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
期望以较高的效率对马达进行驱动。
因此，本发明的目的在于提供一种能够以较高的效率对马达进行驱动的直接型功率转换装置的控制装置。
解决技术问题所使用的技术手段
在本发明的功率转换装置的控制装置的第一形态中，上述功率转换装置包括：第一直流电源线和第二直流电源线(LH、LL)；整流电路(3)，上述整流电路(3)将单相交流电压全波整流为整流电压，并且将上述整流电压施加于上述第一直流电源线和上述第二直流电源线之间；放电开关(Sc)和电容器(C4)，上述放电开关(Sc)和上述电容器(C4)在上述第一直流电源线和上述第二直流电源线之间彼此串联连接；升压电路(4a)，上述升压电路(4a)对上述整流电压进行升压，并且对上述电容器进行充电；以及逆变器(5)，上述逆变器(5)在上述放电开关非导通时输入有上述整流电压以作为上述第一直流电源线和上述第二直流电源线之间的直流电压(Vdc1)，在上述放电开关导通时输入有上述电容器的两端电压以作为上述直流电压，上述逆变器(5)将输入后的上述直流电压转换成交流电压并且向马达(6)输出，上述功率转换装置的控制装置对上述放电开关进行控制，其中，上述控制装置包括：开关控制部(11)，上述开关控制部(11)在第一期间(T1)范围内将上述放电开关维持为非导通，在上述第一期间以外的第二期间(T2)内对上述放电开关的导通/非导通进行切换；以及充电放电期间设定部(12)，上述充电放电期间设定部(12)将上述马达的转速比速度阈值(ωref)高时的上述第一期间设定得比上述转速比上述速度阈值低时的上述第一期间短。
在第一形态的功率转换装置的控制装置的基础上，在本发明的功率转换装置的控制装置的第二形态中，上述转速(ωm)比上述速度阈值(ωref)高时的上述第一期间(T1)的长度为零。
在第一形态或第二形态的功率转换装置的控制装置的基础上，在本发明的功率转换装置的控制装置的第三形态中，上述转速(ωm)比上述速度阈值(ωref)低时的上述第一期间(T1)是上述整流电压比规定值大的期间。
在第一形态至第三形态的任一形态的功率转换装置的控制装置的基础上，在本发明的功率转换装置的控制装置的第四形态中，上述充电放电期间设定部(12)的上述速度阈值是向上述马达(6)施加的上述交流电压的振幅达到上限值时的上述转速。
发明效果
根据本发明的功率转换装置的控制装置的第一形态和第四形态，由于电容器的两端电压比整流电压高，因此能够通过将放电开关导通来使直流电压高于整流电压。
由于当转速较低时，放电开关在第二期间内导通，因此虽然能够使直流电压高于整流电压，但由于放电开关在第一期间内维持非导通，因而使直流电压与整流电压一致。也就是说，无法在第一期间内向逆变器输入比整流电压大的直流电压。
另一方面，当转速较高时，在更长的第二期间内对放电开关的导通/非导通进行切换。因此，能够使转速较高时的直流电压高于转速较低时的直流电压。
此外，若越增长第二期间，则越能够提高向马达所能够施加的电压的最大值(最大输出施加电压)，因此能够抑制马达的电流的增大，能够实现马达的高速旋转以及马达在高负载下的运转。另一方面，当转速较低时能够减小直流电压。为了减小直流电压，需要缩短放电开关的导通期间(也就是说，使电容器放电的期间)，因此也能够相应地减小升压电路的动作量。随着升压电路的动作量减小，在升压电路产生的损失降低。因此，能够提高转速较低时的效率。
如上所述，能够在转速较低时提高效率，并且在转速较高时抑制马达的电流的增大，从而能够实现高负载下的运转。
根据本发明的功率转换装置的控制装置的第二形态，能够最大限度地增大向马达输出的最大输出施加电压。
根据本发明的功率转换装置的控制装置的第三形态，与采用整流电压比电压基准值小的期间作为第一期间的情况相比，能够增大直流电压。
本发明的目的、特征、方面及优点通过以下详细的说明和附图会变得更为清楚。
附图说明
图1是表示应用了实施方式所示的控制方法的直接型功率转换装置的结构的框图。
图2是示意性地表示第一方式的各种参数的一例的图。
图3是示意性地表示第二方式的各种参数的一例的图。
图4是表示控制部的动作的一例的流程图。
图5是用于表示动作的一例的图。
图6是表示等效电路的一例的图。
具体实施方式
(1.直接型功率转换装置的结构)
图1是表示应用了本实施方式所示的控制方法的直接型功率转换装置的结构的框图。上述直接型功率转换装置包括转换器3、功率缓冲电路4以及逆变器5。
转换器3是单相整流电路，例如经由滤波器2与单相交流电源1连接。滤波器2包括电抗器L2和电容器C2。电抗器L2连接在单相交流电源1的两个输出端中的一个和转换器3之间。电容器C2在单相交流电源1的两个输出端之间与电抗器L2串联连接。滤波器2除去电流的高频成分。也可省略滤波器2。为简单起见，以下忽略滤波器2的作用进行说明。
转换器3例如采用二极管电桥，包括二极管D31～D34。二极管D31～D34构成桥式电路，对作为从单相交流电源1输入的输入电压的单相交流电压Vin进行单相全波整流而将其转换成整流电压Vrec，并且将该整流电压Vrec在直流电源线LH、LL(上述直流电源线LH、LL形成所谓的直流链路)之间输出。在直流电源线LH施加有比直流电源线LL高的电位。输入电流Iin从单相交流电源1流入转换器3。
功率缓冲电路4是与直流链路进行功率交换的电路，具有升压电路4a、缓冲电路4b以及二极管D42。缓冲电路4b包括电容器C4。升压电路4a对整流电压Vrec进行升压而对电容器C4进行充电。
缓冲电路4b还包括与二极管D42反向并联连接的晶体管(此处是绝缘栅型的双极型晶体管：以下略称“IGBT”)Sc。晶体管Sc相对于电容器C4在直流电源线LH侧以串联的方式连接于直流电源线LH、LL之间。此处，反向并联连接是指：A的正方向和B的正方向彼此相反，并且A与B并联连接。具体而言，晶体管Sc的正方向是从直流电源线LL朝向直流电源线LH的方向，二极管D42的正方向是从直流电源线LH朝向直流电源线LL的方向。晶体管Sc和二极管D42能够一起作为一个开关元件(第一开关)进行把握。
升压电路4a例如包括二极管D40、电抗器L4和晶体管(此处为IGBT)SL。二极管D40包括阴极和阳极，上述阴极连接在第一开关和电容器C4之间。
电抗器L4连接在直流电源线LH和二极管D40的阳极之间。晶体管SL连接在直流电源线LL和二极管D40的阳极之间。在晶体管SL反向并联地连接有二极管D41，两者能够一起作为一个开关元件(第二开关)进行把握。上述升压电路4a作为所谓的升压斩波器被公知。
电容器C4通过升压电路4a进行充电，从而产生比整流电压Vrec高的两端电压Vc。具体而言，电流从直流电源线LH经由第二开关向直流电源线LL流通，从而在电抗器L4积蓄能量，然后通过使第二开关断开来使上述能量经由二极管D40积蓄于电容器C4。藉此，功率缓冲电路4能够从直流链路接受功率。
由于两端电压Vc比整流电压Vrec高，因而基本上在二极管D42中没有电流流通。因此，第一开关的导通/非导通仅取决于晶体管Sc的导通/非导通。因此，以下，不仅晶体管Sc，有时包括该晶体管Sc和二极管D42的第一开关(放电开关)也被称为开关Sc。能够通过将开关Sc导通来使电容器C4放电，从而使功率缓冲电路4向直流链路提供功率。
此外，由于直流电源线LH的电位比直流电源线LL的电位高，因而基本上在二极管D41没有电流流通。因此，第二开关的导通/非导通仅取决于晶体管SL的导通/非导通。因此，以下，不仅晶体管SL，有时包括该晶体管SL和二极管D41的第二开关也被称为开关SL。
二极管D42在直流电源线LH上连接于电抗器L4和开关Sc之间。二极管D42的正向是从转换器3朝向逆变器5的方向。二极管D42在例如开关Sc接通时防止电抗器L4短路。
逆变器5将直流电源线LH、LL之间的直流电压转换成交流电压，并且将上述交流电压输出至输出端Pu、Pv、Pw。若以功率的方式对此进行说明，则直流功率从直流链路输入至逆变器5，该逆变器5向马达6输出交流功率。逆变器5包括六个开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn。开关元件Sup、Svp、Swp分别连接在输出端Pu、Pv、Pw和直流电源线LH之间，开关元件Sun、Svn、Swn分别连接在输出端Pu、Pv、Pw和直流电源线LL之间。逆变器5构成所谓的电压型逆变器，包括六个二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn。
二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn均将其阴极朝向直流电源线LH侧配置，均将其阳极朝向直流电源线LL侧配置。二极管Dup在输出端Pu和直流电源线LH之间与开关元件Sup并联连接。同样地，二极管Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn分别与开关元件Svp、Swp、Sun、Svn、Swn并联连接。
开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn例如采用IGBT。
交流电压从逆变器5施加至马达6。马达6根据上述交流电压而旋转。马达6对未图示的负载(例如压缩机)进行驱动。在采用压缩机作为负载的情况下，上述压缩机例如可以装载于空调机。在图1中示出了马达6的等效电路。在具体的一例中，U相的绕组的电感成分Lu和电阻成分Ru彼此串联连接，上述串联体的一端与输出端Pu连接。V相和W相的绕组也是相同的方式。此外，上述这些串联体的另一端彼此相互连接。
为了对功率转换装置进行控制，控制装置10向开关SL、Sc以及逆变器5输出开关信号。关于功率转换装置的控制方法，在后面进行详细说明。
(2.控制方法)
在上述这样的功率转换装置中，若开关Sc设为非导通，则能够向逆变器5输入整流电压Vrec。另一方面，若使开关Sc导通，则能够向逆变器5输入电容器C4的两端电压Vc。也就是说，输入至逆变器5的直流电压Vdc1在开关Sc非导通时与整流电压Vrec一致，在开关Sc导通时与两端电压Vc一致。
在本实施方式中，导入维持开关Sc非导通的期间T1和对开关Sc的导通/非导通进行切换的期间T2。期间T2是期间T1以外的期间。因此，若使期间T1变长，则期间T1变短。
图2示意性地表示输出至逆变器5的直流电压Vdc1以及开关Sc的开关状态的一例。此外，在图2的例示中，为了参考，也示出了单相交流电压Vin、输入电流Iin以及在电抗器L4中流动的电流iL。如图2例示的那样，开关Sc在期间T1内维持非导通(图2中是断开)。因此，在期间T1内，直流电压Vdc1与整流电压Vrec(＝|Vin|)一致。
在图2的例示中，在期间T2内，开关状态被涂成黑色表示。此外，若在时间轴上放大上述期间T2，则如图2的右侧所示，在期间T2内，开关Sc的导通/非导通被反复切换。因此，在期间T2内，直流电压Vdc1在开关Sc导通时与两端电压Vc一致，在开关Sc非导通时与整流电压Vrec一致。在期间T2内，能够根据上述开关Sc导通的占空比将直流电压Vdc1的平均值控制在整流电压Vrec和两端电压Vc之间。也就是说，在期间T2内，能够增大直流电压Vdc1的平均值使之比整流电压Vrec大。此外，此处所说的直流电压Vdc1的平均值是指例如在开关Sc的开关周期内的直流电压Vdc1的平均值(以下，也称为第一平均值)。
如上所述，在期间T1内，能够使直流电压Vdc1与整流电压Vrec一致，在期间T2内，能够将直流电压Vdc1的平均值控制为比整流电压Vrec高的期望值。
其次，对单相交流电压Vin的一个周期内的直流电压Vdc1的平均值(以下称为第二平均值)的最大值和期间T1的长度的关系进行考察。如上所述，在期间T1内，能够使直流电压Vdc1与整流电压Vrec一致，在期间T2内，能够将直流电压Vdc1控制为比整流电压Vrec高的值。因此，随着期间T1变短，能够增大直流电压Vdc1的第二平均值的最大值。反过来说，随着期间T1变长，直流电压Vdc1的第二平均值的最大值降低。
在本实施方式中，将马达6的转速ωm比速度阈值高时的期间T1设定得比转速ωm比速度阈值低时的期间T1短。例如当转速ωm比速度阈值高时，将期间T1设定为零。若采用零作为期间T1，则从期间T1的长短的观点出发，能够将直流电压Vdc1控制为最高。反过来说，当转速ωm较低时，将期间T1设定得较长。
图3示意性地表示采用零作为期间T1时的直流电压Vdc1以及开关Sc的开关状态的一例。此外，在图3的例示中，为了参考，示出了单相交流电压Vin、输入电流Iin以及电流iL。如图3的例示那样，开关Sc在整个期间(T2)内反复进行导通/非导通的切换。因此，能够在整个期间内使直流电压Vdc1的第一平均值比整流电压Vrec高。
此外，施加于马达6的交流电压的振幅随着马达6的转速ωm变高而变高。此外，逆变器5能够向马达6输出的交流电压的振幅的最大值取决于直流电压Vdc1。具体而言，上述最大值随着直流电压Vdc1变大而变大。因此，当转速ωm较低时，不需要将直流电压Vdc1设置得较高。
因此，在本实施方式中，当转速ωm较低时，将期间T1设定得较长(例如图2)。藉此，能够降低转速ωm较低时的直流电压Vdc1的第二平均值的最大值。例如，为了简单起见，若假定即使期间T1的长度发生了改变也不改变期间T2的占空比，则由于上述期间T1的扩大，使得直流电压Vdc1的第二平均值降低。
此外，若如上所述增长期间T1而缩短期间T2，则开关Sc能够导通的期间、也就是说能够使电容器C4放电的期间也缩短，从而能够降低放电量。由于以使电容器C4的充电量和放电量平衡的方式进行控制，因而由于放电量的降低，从而使升压电路4a向电容器C4充电的充电量也减少。也就是说，开关SL的接通期间在转速ωm比速度阈值低时比转速ωm比速度阈值高时短。藉此，使在升压电路4a中流动的电流减小。因此，还能够降低在升压电路4a处产生的损失。因此，若将期间T1设定得较长来降低直流电压Vdc1，则与将期间T1设定得较短的情况相比，能够以较高的效率驱动马达6。
相反地，当转速ωm较高时，将期间T1设定得较短(例如图3)。藉此，能够增大转速ωm较高时的直流电压Vdc1的第二平均值的最大值。也就是说，与将期间T1设定得较长的情况相比，能够将直流电压Vdc1控制得更高。因此，能够向马达6输出具有更大振幅的交流电压。进而，能够以较高的转速ωm对马达6进行适当的驱动。
此外，若增大交流电压的振幅直至逆变器5能够输出的最大值，则能够通过执行例如弱励磁控制(或者弱磁通控制，以下相同)来增大转速ωm。然而，在上述弱励磁控制中，在马达6中流动的交流电流的振幅相对于转速ωm的增大而急剧地增大。上述电流的增大需要提高例如电路(转换器3、功率缓冲电路4、逆变器5以及马达6)的电流容量，上述这一点是不希望的。
在本实施方式中，当转速ωm比速度阈值高时，能够将直流电压Vdc1控制得更高，从而使逆变器5能够向马达6输出具有更大振幅的交流电压。因此，能够将进一步地提高弱励磁控制所需要的转速ωm的值。藉此，能够降低在马达6中流动的交流电流的振幅。因此，能够降低电路中要求的电流容量，能够降低制造成本。
接着，对执行上述控制的结构进行说明。在图1的例示中设置有速度检测部9和控制装置10。速度检测部9对马达6的转速ωm进行检测。例如在速度检测部9输入有在马达6中流通的交流电流iu、iv、iw。上述交流电流iu、iv、iw通过公知的电流检测部进行检测。速度检测部9根据交流电流iu、iv、Iw算出马达6的转速ωm，并且向控制装置10输出该转速ωm。
控制装置10包括开关控制部11和充电放电期间设定部12。此外，此处，控制装置10构成为包括微型计算机和存储装置。微型计算机执行程序中记载的各处理步骤(换言之为工序)。上述存储装置能够由例如一个或多个ROM(Read Only Memory)、RAM(Random AccessMemory)、能够进行改写的非易失性存储器(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)以及硬盘装置等各种存储装置构成。上述存储装置存放各种信息和数据等，另外存放微型计算机所执行的程序，另外提供用于执行程序的作业区域。此外，微型计算机能够把握为：作为与程序中记载的各处理步骤对应的各种设备而起作用，或者实现与各处理步骤对应的各种功能。此外，控制装置10不限定于此，也可利用硬件实现通过控制装置10执行的各种工序、或者实现的各种设备或各种功能的一部分或全部。
在充电放电期间设定部12输入有通过速度检测部9检测出的转速ωm。充电放电期间设定部12根据上述转速ωm如上述那样对期间T1(进一步说是期间T2)的长度进行设定，并且向开关控制部11输出表示期间T1的长度的信息M。
图4是表示充电放电期间设定部12的动作的一例的流程图，图5是用于说明上述动作的图。如图4所示，首先在步骤ST1中，充电放电期间设定部12对转速ωm是否比速度阈值ωref高进行判断。速度阈值ωref例如存储于存储部，充电放电期间设定部12读取上述速度阈值ωref，并且对转速ωm是否比速度阈值ωref高进行判断。例如能够采用比较器来进行上述判断。
当判断转速ωm比速度阈值ωref低时，在步骤ST2中，充电放电期间设定部12将期间T1确定为第一值。以下，也将基于第一值的期间T1的控制称为第一方式。另一方面，在步骤ST1中，当判断转速ωm比速度阈值ωref高时，在步骤ST2中，充电放电期间设定部12将期间T1设定为比第一值小的第二值(例如零)。以下，也将基于第二值的期间T1的控制称为第二方式。藉此，如图5所示，当转速ωm比速度阈值ωref低时，采用第一方式，当转速ωm比速度阈值ωref高时，采用第二方式。
开关控制部11分别生成向功率缓冲电路4的开关SL、Sc以及逆变器5的开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn输出的控制信号SSc、SSL、SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSvn、SSwn，并且向功率缓冲电路4和逆变器5输出上述控制信号。此外，除了信息M，在开关控制部11还输入有控制所需要的各种参数(例如波峰值Vm、Im、电源角速度ω、d轴电流id以及q轴电流iq)以及各种指令值(例如转速指令值ωm*)，根据上述参数和指令值生成上述控制信号。能够采用例如专利文献1～3的方法作为控制信号的生成方法。关于控制的具体例，在后面进行详细的说明。
此外，转速ωm比速度阈值ωref低时的期间T1(例如图2)也可是整流电压Vrec(＝|Vin|)比电压基准值Vref(例如波峰值Vm的√2分之一)高的期间。也就是说，当整流电压Vrec较高时，使开关Sc维持非导通。藉此，如图2的例示那样，在期间T1内，峰值(波峰值)附近的整流电压Vrec表现为直流电压Vdc1。另一方面，若采用整流电压Vrec比电压基准值Vref低的期间作为期间T1，则在期间T1内，最低值(零)附近的整流电压Vrec表现为直流电压Vdc1。也就是说，能够通过采用整流电压Vrec比电压基准值Vref高的期间作为期间T1来增大直流电压Vdc1。从有效地利用来自单相交流电源1的交流电压这一点来看，上述方式是较佳的。
此外，也可设置多个速度阈值。例如当转速ωm比第一速度阈值低时，可以将期间T1设定为第一值，当转速ωm比第一速度阈值高且比第二速度阈值低时，可以将期间T1设定为第二值(<第一值)，当转速ωm比第二速度阈值高时，则可以将期间T1设定为第三值(<第二值)。
(2－1.具体的控制方法)
以下，为了参考，对开关Sc、SL以及逆变器5的具体的控制的一例进行说明。作为一例，在转速ωm比速度阈值ωref低的第一方式中，将期间T1设定为整流电压Vrec(＝|Vin|)比波峰值Vm的√2分之一高的期间(参照图2)。此时，在单相交流电压Vin的每四分之一周期，期间T1、期间T2进行切换。另一方面，在转速ωm比速度阈值ωref高的第二方式中，将期间T1设定为零(参照图4)。
(2－1－1.基本的考虑方法)
首先对第一方式和第二方式共通的考虑方法进行说明。将输入功率因子设为1，则输入转换器3的输入功率Pin由下式表示。另外，导入了单相交流电压Vin的波峰值Vm和电源角速度ω、输入电流Iin的波峰值Im以及时间t。电源角速度ω和时间t的乘积ωt表示单相交流电压Vin的相位角。此外，交流波形作为该交流波形的相位角ωt的正弦值和波峰值的乘积来进行把握。
(数学式1)
式(1)的最右边的第二项表示功率脉动。输入功率Pin的变动幅度是式(1)的最右边的第二项的振幅，表示为Vm·Im/2。此外，转换器3向直流链路输出的功率理想上与输入转换器3的输入功率Pin相等。因此，输出功率Pin也能够把握为输入至直流链路的功率。此外，由于上述功率如上述那样脉动，以下有时会将上述功率称为脉动功率Pin。为了降低从直流链路向逆变器5输出的直流功率Pdc的脉动，只要以使式(1)的最右边的第二项的振幅降低的方式使功率缓冲电路4与直流链路进行功率交换即可。以下，将功率缓冲电路4所交换的功率称为缓冲功率Pbuf。例如，导入1以下的正变量k，并通过下式确定缓冲功率Pbuf。
(数学式2)
也就是说，缓冲功率Pbuf表示为从单相交流电源1(或者还经由滤波器2，以下相同)输入的输入功率Pin的直流部分(Vm·Im/2)、相对于相位角ωt的两倍的值(2ωt)的余弦值cos(2ωt)以及变量k的乘积。
图6是表示功率的一例的图表。在图6的例示中示出了两张图表，在各图表中示出了输入功率Pin、缓冲功率Pbuf以及输出功率Pout。输出功率Pout是逆变器5输出的功率，关于这点，在后面进行说明。在两张图表中，变量k不同。
从图6也可知，缓冲功率Pbuf在第二期间T12取正值，在除该第二期间T12以外的第一期间T11取负值，其中，在上述第二期间T12中，单相交流电压的相位角ωt为0以上π/4以下、3π/4以上5π/4以下或者7π/4以上2π以下。也就是说，功率缓冲电路4在第二期间T12将缓冲功率Pbuf的绝对值提供给直流链路，在第一期间T11从直流链路接受缓冲功率Pbuf的绝对值。
由于单相交流电压Vin表示为Vm·sin(ωt)，因而能够换一种说法对上述范围进行说明，即在单相交流电压Vin的绝对值比其波峰值Vm的1/√2倍的值低时，功率缓冲电路4输出正的功率，在上述单相交流电压Vin的绝对值比其波峰值Vm的1/√2倍的值高时，上述功率缓冲电路4输出负的功率。
使用输入功率Pin和缓冲功率Pbuf并且通过下式表示逆变器5输出的输出功率Pout。此外，输入至逆变器5的直流功率Pdc和逆变器5所输出的输出功率Pout理想上彼此相等。
(数学式3)
如式(3)的最右边的第二项所示，输出功率Pout的脉动的变动幅度表示为(1－k)·Vm·Im/2。由于变量k比0大并且在1以下，因而上述变动幅度比脉动功率Pin的变动幅度(式(1)的最右边的第二项的振幅)小。也就是说，通过使功率缓冲电路4与直流链路进行式(2)的缓冲功率Pbuf的交换，从而使上述直流链路将变动幅度比脉动功率Pin的变动幅度小的直流功率Pdc输出至逆变器5。此外，变量k与脉动功率Pin的变动幅度和直流功率Pdc的变动幅度之差的大小相当，表示降低功率脉动的程度。随着上述变量k变大，功率脉动降低。例如当k＝1时可知，由于式(3)的最右边的第二项为0，因而能够抵消脉动。以下，变量k也称为补偿率k。
若对上述脉动的降低进行定性的说明，则在脉动功率Pin较大时(第一期间T11)，功率从直流链路输入至功率缓冲电路4，该功率缓冲电路4对功率进行积蓄，在脉动功率Pin较小时(第二期间T12)，功率缓冲电路4向直流链路输出功率，从而降低向逆变器5输入的直流功率Pdc(＝输出功率Pout)的脉动。
(2－1－2.等效电路)
图6示出图1所示电路的等效电路。在图6所示的等价电路中，从转换器3向逆变器5流动的电流irec1等效地表示为开关Srec导通时经由该开关Srec的电流irec1。同样地，电容器C4的放电电流等效地表示为开关Sc导通时经由该开关Sc的电流ic。此外，在逆变器5中的输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LH、LL中的任意一方共用连接时经由逆变器5流向马达6的电流也等效地表示为开关Sz导通时经由该开关Sz流通的零相电流iz。此外，在图6中示出了构成升压电路4a的电抗器L4、二极管D40以及开关SL，并且对在电抗器L4中流通的电流iL进行了附注。
在像这样得到的等效电路中，将开关Srec、Sc、Sz分别导通的占空比drec、dc、dz以及输入逆变器5的直流电流Idc导入，使得下式成立。
(数学式4)
由于电流irec1、ic、iz分别是将直流电流Idc乘以占空比drec、dc、dz而得到的，因而上述电流是开关Srec、Sc、Sz的开关周期中的平均值。此外，电流iL也同样是开关SL的开关周期中的平均值。
此外，由于直流电流Idc是开关Srec、Sc、Sz分别导通的电流irec1、ic、iz的总和，因而下式成立。其中，0≤drec≤1、0≤dc≤1、0≤dz≤1。
(数学式5)
drec+dc+dz＝1…(5)
因此，能够将占空比drec、dc、dz看作是直流电流Idc相对于各电流irec1、icd、iz的电流分配率。此外，由于占空比drec是对转换器3与直流电源线LH、LL连接而使电流能够流向逆变器5的期间进行设定的占空比，因而以下有时也称为整流占空比drec。此外，由于占空比dc是电容器C4放电的占空比，因而以下有时也称为放电占空比dc。此外，由于占空比dz是逆变器5中无论其输出的电压如何也一定使零相电流iz流通的占空比，因而以下有时也称为零占空比dz。
在流通有零相电流iz的期间内，逆变器5无法利用直流电源线LH、LL中的直流电压。因此，能够以下述的方式对直流电源线LH、LL之间的直流电压中的、逆变器5能够进行功率转换的期间内的假想的直流电压(以下称为“假想直流电压”)Vdc进行考虑。假想直流电压Vdc也能够将施加于直流电源线LH、LL之间的电压作为逆变器5所能输出的电压的最大值的、对开关Sc、SL和逆变器5的开关进行控制的周期中的平均值进行把握。
(数学式6)
Vdc＝Vrec·drec+Vc·dc+0·dz…(6)
(2－1－3.第一方式)
缓冲功率Pbuf如上述那样在第一期间T11内取负值。也就是说，在第一期间T11内，功率缓冲电路4从直流链路接受缓冲功率Pbuf。此时，功率缓冲电路4不需要向直流链路输出功率。也就是说，电容器C4不需要向直流链路放电。因此，在第一期间T11内，可以使开关Sc维持非导通。也就是说，上述期间T1可以采用第一期间T11。此时，在期间T1内，将放电占空比dc维持为零。
此外，缓冲功率Pbuf如上述那样在第二期间T12内取正值。也就是说，在第二期间T12内，通过对开关Sc的导通/非导通进行切换，来使电容器C4向直流链路放电。换言之，上述期间T2采用第二期间T12。
此外，在第二期间T12内，功率缓冲电路4不需要从直流链路接受功率。因此，在第二期间T12内，可以使开关SL维持非导通。换言之，可以将使开关SL导通的升压占空比dL在第二期间T12内维持为零。
在上述这样的控制中，在第一期间T11内，功率缓冲电路4仅专门接受功率，不向直流链路提供功率。另一方面，在第二期间T12内，功率缓冲电路4仅专门提供功率，不从直流链路接受功率。
(2－1－4.第二方式)
与上述例子不同的是，功率缓冲电路4可以允许在整个期间范围内进行功率的交换。也就是说，虽然在第一期间T11内功率缓冲电路4与直流链路进行功率交换，但作为第一期间T11内的功率收支，功率缓冲电路4从直流链路接受式(2)所示的缓冲功率Pbuf。也就是说，在第一期间T11内，功率缓冲电路4从直流链路接受的功率PL比向直流链路提供的功率Pc大。同样地，作为第二期间T12内的功率收支，功率缓冲电路4向直流链路提供式(2)所示的缓冲功率Pbuf。也就是说，在第二期间T12内，功率Pc比功率PL大。在上述方式中，在整个期间范围内对开关Sc的导通/非导通进行切换。因此，上述方式相当于在上述第二方式中将维持开关Sc非导通的期间T1设定为零的情况。也就是说，整个期间相当于对开关Sc的导通/非导通进行反复切换的期间T2。
(2－1－4－1.第一方式的具体控制方法)
此处，对专利文献2记载的控制信号的生成方法进行说明。首先，将假想直流电压Vdc与波峰值Vm之比导入以作为电压利用率R。随着上述电压利用率R变高，从而利用单相交流电压Vin。在第一期间T11(期间T1)内，分别采用式(6)和式(7)对使电压利用率R最大的整流占空比drec和放电占空比dc进行设定。但是，如专利文献2所记载的那样，上述设定是在假想直流电压Vdc恒定的情况下使电压利用率R最大的设定。此时，电压利用率R为(1/√2)。由于在第一期间T11(期间T1)内dc＝0，因而开关Sc未导通。此外，在第二期间T12(期间T2)内电容器C4未充电，因此电流iL未流动(也参照图2)。
(数学式7)
(数学式8)
在上述“第一设定”中，在维持上述电压利用率R的同时，也就是说在维持式(7)、式(8)的占空比的同时，使输入至逆变器5的直流电流Idc脉动，从而得到满足式(2)的缓冲功率Pbuf。
具体而言，将满足下式的直流电流Idc输入至逆变器5。满足下式的逆变器5的控制能够通过对电流指令值进行控制来实现。关于上述电流指令值的控制，在后面进行说明。
(数学式9)
在第二期间T12(期间T2)内，由于如上述那样将电流iL设为零，因而使电流irec与电流irec1相等，使电流irec与乘积drec·Idc相等。因此，下式成立。但是，鉴于电压利用率R，采用Vm/Vdc＝√2。
(数学式10)
由于电流irec表现为输入电流Iin的绝对值，因此输入电流Iin与正弦波不同。因此，在本实施方式中，波峰值Im是将输入电流Iin的有效值(也就是说，输入电流Iin的平方的时间平均值)作为有效值而呈正弦波的电流的波峰值。
但是，在式(10)中，不取决于k的值，当cos(2ωt)＝0时，|sin(ωt)|＝1/√2，电流irec采用值Im/√2。因此，在本实施方式中，当相位角ωt为π/4、3π/4时(即第二期间T12和第一期间T11的边界)，电流irec的波峰值Im能够作为电流irec(即电流Iin的绝对值)所取的值的√2倍来进行把握。
根据式(10)，第二期间T12(期间T2)内从单相交流电源1输入的功率通过式(11)求出。
(数学式11)
Pin＝Vm·Im·sin2(ωt)·(1-(1-k)cos(2ωt))…(11)
另一方面，输入至逆变器5的功率、即逆变器5所消耗的输出功率Pout通过直流电流Idc和假想直流电压Vdc的乘积求出，并且根据式(12)求出。
(数学式12)
因此，若求出式(11)和式(12)之差，可得式(13)，并且该式(13)与式(2)一致。
(数学式13)
因此，说明了利用式(9)对直流电流Idc进行设定的妥当性。
此外，在第一期间T11(期间T1)内，以式(14)的方式对电流iL进行设定。若这样做，则在第一期间T11(期间T1)内在功率缓冲电路4中积蓄的功率以式(15)的方式进行计算，上述功率的绝对值与表示缓冲功率Pbuf的式(2)相等，极性相反。因此可知，利用式(14)对电流iL进行设定是妥当的。
(数学式14)
(数学式15)
上述电流iL通过开关SL的导通/非导通进行控制。也就是说，通过对开关SL进行适当的控制，能够将电流iL设为式(14)所示的值。由于用于使电流iL接近期望的值的开关SL的控制作为升压斩波器电路的控制是公知的，因而省略详细的说明。
此外，通过式(5)、式(7)以及式(8)来提供用于控制开关Srec、Sc、Sz的占空比drec、dc、dz。但是，实际而言，并不设置开关Srec，而仅使该开关Srec出现在等效电路中。因此，根据占空比dc、dz分别对开关Sc和逆变器5进行控制，从而等效地对开关Srec进行控制。也就是说，在第二期间T12内，根据式(7)的占空比dc来对开关Sc的导通/非导通进行控制，在第一期间T11内，根据式(8)的占空比dc将开关Sc控制为非导通。
此外，在第二期间T12内，根据由式(5)和式(7)求出的零占空比dz来使逆变器5采用零电压矢量。零电压矢量是开关元件Sup、Svp、Swp全部设为非导通、或者开关元件Sun、Svn、Swn全部设为非导通时的电压矢量。在第一期间T11内，根据由式(5)和式(8)求出的零占空比dz来使逆变器5采用零电压矢量。
如上所述，通过对开关SL、Sc和逆变器5进行控制，从而能够分别根据占空比drec、dc、dz来等效地使开关Srec、Sc、Sz导通。进而，能够降低直流功率Pdc的脉动。
此外，在上述第一方式中，即使如上所述使电压利用率R最大化，该电压利用率R的值仍为1/√2。也就是说，假想直流电压Vdc的最大值是波峰值Vm的√2分之一。
(2－1－5.第二方式)
接着，对在第二方式中在整个期间范围内对开关Sc的导通/非导通进行切换的情况进行说明。此处，对专利文献1记载的控制信号的生成方法进行说明。缓冲功率Pbuf表示为从直流链路向功率缓冲电路4输入的功率PL和从功率缓冲电路4向直流链路输出的功率Pc之差(Pc－PL)。由于当功率PL从直流链路向功率缓冲电路4输入时，电容器C4进行充电，因而以下也将功率PL称为充电功率PL。另一方面，由于当功率Pc从功率缓冲电路4向直流链路输出时，电容器C4进行放电，因而以下也将功率Pc称为放电功率Pc。
作为上述充电功率PL和放电功率Pc的一例，分别通过式(16)和式(17)确定。
(数学式16)
PL＝k1·Vm·Im·sin2(ωt)…(16)
(数学式17)
Pc＝k1·Vm·Im·cos2(ωt)
＝k1·Vm·Im·cos(2ωt)+PL…(17)
k1是补偿率k的二分之一。如式(16)所示，充电功率PL是输入功率Pin的k1倍的功率，如式(17)所示，放电功率Pc是输入功率Pin的交流成分的(-2·k1)倍加上充电功率PL而成的功率。
通过式(16)、(17)以及Pbuf＝Pc－PL可知，式(2)是满足的。
在专利文献2、3中，上述这样的充电功率PL和放电功率Pc分别在电源相位的排他性期间(期间T1及期间T2)内在功率缓冲电路4和直流链路之间进行交换，与上述专利文献2、3不同，在电源相位中不设定排他性期间。
但是，在Pc＞PL(即Pbuf＞0)的第二期间(以下也称为“放电主体期间”)T12内，相比充电，放电是主体，在Pc＜PL(即Pbuf＜0)的第一期间(以下也称为“充电主体期间”)T11内，相比放电，充电是主体。从式(5)、(6)可知，(n+1/4)π≤ωt≤(n+3/4)π的期间是充电主体期间，(n+3/4)π≤ωt≤(n+5/4)π的期间是放电主体期间(n是整数，以下相同)。
在第二方式中，期间T1为零，第一期间T11和第二期间T12两者都包含于期间T2。
接着，对转换器3输出的电流irec中的、从转换器3向逆变器5流通的电流irec1根据值k1(＝补偿率k的二分之一)进行设定的技术进行说明。
在转换器3的输出侧施加有式(18)所示的整流电压Vrec。
(数学式18)
Vrec＝|Vin|＝Vm·|sin(ωt)|…(18)
此外，从转换器3直接向逆变器5输入的功率Prec是从输入功率Pin减去充电功率PL后的部分。也就是说，由于Prec＝Pin－PL成立，因而下式(19)也成立。
(数学式19)
Prec＝(1-k1)·Vm·Im·sin2(ωt)＝|Vin|·irec1…(19)
因此，电流irec1由下式(20)表示。
(数学式20)
irec1＝(1-k1)·Im·|sin(ωt)|…(20)
在式(1)中，由于输入电流Iin表示为Im·sin(ωt)，即由于将输入电流Iin呈正弦波状的波形作为前提，因而电流iL满足下式(21)。这是因为：从图1可知，转换器3输出的电流irec等于电流irec1和电流iL之和。
(数学式21)
iL＝k1·Im·|sin(ωt)|…(21)
若导入从电容器C4流向逆变器5的放电电流ic，则从功率缓冲电路4输出的放电功率Pc表示为乘积Vc·ic。因此，为了使放电功率Pc满足式(17)，只要使放电电流ic满足下式(22)即可。
(数学式22)
根据式(20)、(22)、(4)，整流占空比drec、放电占空比dc分别通过下式(23)、(24)设定。
(数学式23)
(数学式24)
也就是说，根据功率收支的要求采用式(20)、(22)、(23)、(24)，并且将输入电流Iin设为正弦波状，根据使作为上述各式的前提的式(1)满足的要求来采用式(21)。
此外，在转换器3采用二极管电桥的情况下，如上所述，转换器3无法主动地以式(23)所示的整流占空比drec进行开关。因此，按照由式(23)、(24)、(5)确定的零占空比dz和放电占空比dc来分别对逆变器5和开关Sc进行开关，从而能够得到式(20)所示的电流irec1。
不过，从直流链路输入至逆变器5的直流功率Pdc是假想直流电压Vdc和直流电流Idc的乘积。此外，由于逆变器5从直流链路获得从脉动功率Pin和放电功率Pc之和减去充电功率PL而得到的直流功率Pdc(＝Pin+Pc－PL)，因而下式(25)成立。
(数学式25)
但是，在目前为止的设定中，没有对假想直流电压Vdc、直流电流Idc中的任意一个进行限制。也就是说，一旦确定了值k1(＝补偿率k的二分之一)，无论怎样设定假想直流电压Vdc、直流电流Idc，只要该假想直流电压Vdc和直流电流Idc满足式(25)，就能够对占空比drec、dc、dz进行设定。
在专利文献1中，还增加了使电压利用率(＝Vdc/Vm)最大的条件来算出占空比derc、dc、dz。例如将占空比dz设定为零。从式(5)以及式(6)可知，其原因是，当零占空比dz为零时，假想直流电压Vdc变得最大。
若零占空比dz为零，则根据式(5)、(23)、(24)能够得到式(26)。
(数学式26)
零占空比dz是指在逆变器5中将开关元件Sup、Svp、Swp全部接通或将开关元件Sun、Svn、Swn全部接通的占空比。放电占空比dc是将开关Sc接通的占空比，升压占空比dL是将开关SL接通的占空比。例如，开关控制部11根据各占空比dz、dc、dL来生成逆变器5以及功率缓冲电路4的控制信号。例如，通过对各占空比和载波的比较来生成各控制信号。
此外，在专利文献1中，如下所述那样生成逆变器5的控制信号。首先算出转速ωm和转速指令值ωm*的偏差，并且对上述偏差Δω进行比例积分控制。与此同时，根据马达6的交流电流iu、iv、iw以及交流电压(指令值)来算出输出功率Pout，并且取出上述输出功率Pout的脉动成分。接着，算出上述脉动成分和目标脉动成分(即式(3)的最右边的第二项)的偏差ΔP，并且对上述偏差ΔP进行比例积分控制。接着，将对偏差Δω进行比例积分控制的结果和对偏差ΔP进行比例积分控制的结果相加来生成电流指令值。此外，根据上述电流指令值来生成对逆变器5进行控制的控制信号。由于根据上述电流指令值来生成控制信号是公知的，因而省略详细的说明。
在第二式中，能够通过对各占空比drec、dc、dz、dL进行调节来例如使假想直流电压Vdc维持为波峰值Vm而恒定。另一方面，在第一方式中，由于在第一期间T11(期间T1)内dc＝0成立，因而无法将假想直流电压Vdc设置得比整流电压Vrec高(参照式(6))。例如在图2的情况下，如上所述，假想直流电压Vdc的最大值为波峰值Vm的√2分之一。因此，第二方式能够增大假想直流电压Vdc。
此外，在上述例子中，将转速比速度阈值高时的期间T1设定得比转速比速度阈值低时的期间T1短。此外，如上所述，转速与施加于马达6的交流电压的振幅具有大致正的相关关系。充电放电期间设定部12也可以以在施加于马达6的交流电压的振幅达到上限时缩短期间T1的方式进行设定。也就是说，也可采用向马达6施加的交流电压的振幅达到上限时的转速ωm的值作为速度阈值ωref。上述上限由直流电压Vdc1确定。因此，能够通过对交流电压的振幅和直流电压Vdc1进行比较来检测出上述振幅达到上限这一情况。
这样，能够通过在向马达6施加的交流电压的振幅达到上限时将期间T1设定得较短来增大直流电压Vdc1、增大能够向马达6输出的交流电压的振幅的上限，从而进一步增大转速ωm。因此，不采用弱励磁(弱磁通)控制也能够增大转速。此外，也可采用逆变器5输出的交流电压的指令值作为上述振幅。也就是说，也可设定为在上述交流电压的振幅指令值达到上限时(例如，当达到直流电压Vdc1时)缩短期间T1。
此外，在上述例子中，虽然以数学式(3)为前提进行控制，但也不仅限于此。
虽然对本发明的功率转换装置的控制装置进行了详细的说明，但上述说明在所有方面仅是例示，本发明的功率转换装置的控制装置并不限定于此。未例示的无数变形例应被认为不脱离本发明的功率转换装置的控制装置的范围就能想到。

Claims (4)

1.一种功率转换装置的控制装置，所述功率转换装置包括：
第一直流电源线和第二直流电源线(LH、LL)；
整流电路(3)，所述整流电路(3)将单相交流电压全波整流为整流电压，并且将所述整流电压施加于所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间；
放电开关(Sc)和电容器(C4)，所述放电开关(Sc)和所述电容器(C4)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间彼此串联连接；
升压电路(4a)，所述升压电路(4a)对所述整流电压进行升压，并且对所述电容器进行充电；以及
逆变器(5)，所述逆变器(5)在所述放电开关非导通时输入有所述整流电压以作为所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间的直流电压(Vdc1)，在所述放电开关导通时输入有所述电容器的两端电压以作为所述直流电压，所述逆变器(5)将输入后的所述直流电压转换成交流电压并且向马达(6)输出，
所述功率转换装置的控制装置对所述放电开关进行控制，其特征在于，包括：
开关控制部(11)，所述开关控制部(11)在第一期间(T1)范围内将所述放电开关维持为非导通，在所述第一期间以外的第二期间(T2)内对所述放电开关的导通/非导通进行切换；以及
充电放电期间设定部(12)，所述充电放电期间设定部(12)将所述马达的转速比速度阈值(ωref)高时的所述第一期间设定得比所述转速比所述速度阈值低时的所述第一期间短。
2.如权利要求1所述的功率转换装置的控制装置，其特征在于，
所述转速(ωm)比所述速度阈值(ωref)高时的所述第一期间(T1)的长度为零。
3.如权利要求1或2所述的功率转换装置的控制装置，其特征在于，
所述转速(ωm)比所述速度阈值(ωref)低时的所述第一期间(T1)是所述整流电压比规定值大的期间。
4.如权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置的控制装置，其特征在于，
所述速度阈值是向所述马达(6)施加的所述交流电压的振幅达到上限时的所述转速。
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