JPH11506599A

JPH11506599A - 新規なソフト・スイッチ３相ブースト整流器及び電圧インバータ

Info

Publication number: JPH11506599A
Application number: JP8523044A
Authority: JP
Inventors: リー，フレッド・シー; ジャン，イーミン
Original assignee: ヴァージニア・テック・インテレクチュアル・プロパティーズ・インコーポレーテッド
Priority date: 1995-01-23
Filing date: 1996-01-23
Publication date: 1999-06-08
Anticipated expiration: 2016-01-23
Also published as: EP0806077A4; US5633793A; JP3207431B2; WO1996023346A1; EP0806077A1

Abstract

(57)【要約】ソフト・スイッチング技術を用いて又は用いずに、ブースト整流器のダイオード逆回復損失を減少するために、ブースト整流器の直流レールに超高速ダイオード（Ｄ）が挿入される。また、ブリッジ・スイッチ（Ｓ_ap〜Ｓ_cn）の短いターンオン過渡時間の間のみ動作する簡単な補助回路（Ｌ_r、Ｄ_aux、Ｓ_aux）をＤＣレールにまたがるように付加することによって、完全な零電圧遷移（ＺＶＴ）及び零電流遷移（ＺＣＴ）も達成させる。同様に、ＺＶＴとＺＣＴの両方を達成するために、従来の電圧源インバータのＤＣレールに、簡単で安価な補助回路を付加することもできる。

Description

【発明の詳細な説明】新規なソフト・スイッチ３相ブースト整流器及び電圧インバータ発明の説明発明の背景発明の分野本発明は、ソフト・スイッチ３相変換器（コンバータ）に関連し、より詳細には、性能、信頼性及び力率修正（パワー・ファクタ・コレクション、power fact or correction）（ＰＦＣ）を向上させるために、３相変換器のＤＣレール側に改良がなされた３相整流器及びインバータに関連する。従来技術の説明従来のダイオード／サイリスタ・ブリッジ整流器は、公共事業ネットワークを妨害する強い高調波電流を発生させる。設備の品質を維持するために、整流器の高調波出力電流を制限することが法律で提案されている。従って、電力電子装置を製造する会社は、新しい力率修正（ＰＦＣ）技術と、ＰＦＣを製品に組み込む方法とを常に探求している。図１及び図２はＰＦＣを提供する従来技術の変換器の一例である。図１は高電力の応用に好適な３相ブースト整流器であり、不変の力率を連続的入力電流に与える。３つの交流（ＡＣ）相であるＶ_a、Ｖ_b、Ｖ_cは、ブリッジ・スイッチング・ネットワークを介して平滑用キャパシタＣ₀で平滑されて、直流（ＤＣ）負荷に供給される。スペクトルの反対側で、図２は従来技術の３相電圧源インバータを示す。ここでは、ＤＣ電圧源Ｖ_inはブリッジ・スイッチング・ネットワークによって、３相ＡＣ電流ｉ_a、ｉ_b、ｉ_cに変換され出力される。このタイプのインバータは、モータ・ドライブ及び無停電電源（Uninte rrupted Power Supply）（ＵＰＳ）システムにおいて広く用いられている。図１の整流器及び図２のインバータの両方に対して、ソフト・スイッチング技術が適用されなければ、６つのブリッジのアンチパラレル（anti-parallel）のダイオードによって、高いＤＣレール電圧に起因する重大なリバース・リカバリ（逆回復時間）の問題が発生する。高電力の応用に対して、ＢＪＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯのような少数キャリヤ・スイッチング・デバイスがしばしば用いられるが、それらはターンオフ時に重大なテール電流の問題を有しており、これにより、スイッチング損失を更に悪化させ、力率を劣化させる。したがって、ソフト・スイッチング技術を用いずに変換器を高いスイッチング周波数（即ち、２０ＫＨｚ以上）で動作させるのは非常に困難である。従来技術の整流器及びインバータ回路を改善するために多くの研究が行われており、パルス幅変調（ＰＷＭ）の技法が主に推奨されている。多くの有用なソフト・スイッチングＰＷＭ技法が開発されているが、満足できるものはない。最も進んだ使用可能なソフト・スイッチング技術は、共振ＤＣリンク、準共振（quas i-resonant）ＤＣリンク、及び空間ベクトル・ベース零電圧遷移（zero-voltage transition）である。共振ＤＣリンク技術の主な欠点は、共振コンポーネントが主電力経路にあり、共振により、スイッチの電圧又は電流ストレスを増加させることである。準共振ＤＣリンク技術はより複雑な制御が必要であり、より多くの循環エネルギを発生し、高い導電損失の原因となる。空間ベクトル・ベース零電圧遷移技術は、高速デジタル信号プロセッサを用いてのみ実施でき、多くの補助コンポーネントを必要とする。更に、これらすべての技術は、零電圧スイッチングに関するもののみである。今日まで、適当な零電流スイッチング技術は開発されていない。発明の概要従って、本発明の目的は、３相変換器のための簡単かつ効率的なソフト・スイッチング技術を提供することである。本発明の別の目的は、ブースト整流器のＤＣレールへの簡単な改良を提供し、零電圧遷移（ＺＶＴ、zero-voltage-transition）及び零電流遷移（ＺＣＴ、zer o-current-transition）を可能にすることである。本発明の更に別の目的は、電圧源インバータのＤＣレールへの簡単な改良を提供し、零電流遷移（ＺＣＴ）及び零電圧遷移（ＺＶＴ）を可能にすることである。本発明のこれら及び他の目的は、比較的簡単且つ安価なコンポーネントを従来の変換器回路のＤＣレールに付加することによって、達成される。ブースト整流器に対しては、アンチパラレル・スイッチング・ダイオードよりも１オーダー速い超高速ダイオードが、ＤＣレールにスイッチング・ネットワークの後に挿入される。これによって、逆回復電流がこのダイオードによってのみ決定され、従って、ハード・スイッチング技術を用いたとしても、より少ない逆回復損失となることが予期される。零電流遷移（ＺＣＴ）及び零電圧遷移（ＺＶＴ）もまた、ブリッジ・スイッチの短いターンオン又はターンオフの過渡の間にのみ動作する簡単な補助ネットワークをＤＣレールにまたがって付加することによって、達成される。同様に、ＺＶＴ又はＺＣＴの何れかを実現するために、簡単で安価な補助回路が、図２に示される従来の電圧源インバータのＤＣレールに付加される。図面の簡単な説明上述及び他の目的、特徴、及び利点は、以下の本発明の好適な実施例の詳細な説明及び図面を参照すると、より良く理解できる。図１は、従来技術の３相ブースト整流器である。図２は、従来技術の３相電圧源インバータである。図３は、ダイオード逆回復損失を減少させるための本発明に従った改良された３相ブースト整流器である。図４は、ＺＶＴを達成するための本発明による３相ブースト整流器である。図５は、図４に示すＺＶＴ整流器における、コンピュータ生成した動作シミュレーションである。図６は、本発明に従ったＺＣＴ三相ブースト整流器である。図７は、図６に示すＺＣＴ整流器の動作のコンピュータ生成したシミュレーションである。図８は、本発明に従ったＺＶＴ電圧源変換器である。図９は、ｉ_a＜０、及びｉ_b＞ｉ_c＞０に対しての、図８に示すＺＶＴ電圧源変換器に対する制御波形の図である。図１０は、図８に示すＺＶＴ電圧源インバータのコンピュータ・シミュレーションである。図１１は、本発明に従ったＺＣＴ電圧源インバータである。図１２は、ｉ_a＜０及びｉ_c＞ｉ_b＞０に対しての、図８に示すＺＣＴ電圧源インバータに対する制御波形の図である。図１３は、図１１に示すＺＣＴ電圧源インバータのＺＣＴ動作の、コンピュータ生成したシミュレーションである。図１４は、本発明に従った双方向ＺＶＴ変換器である。図１５は、本発明に従った双方向ＺＣＴ変換器である。本発明の好適な実施例の詳細な説明ここで図面の図３を参照すると、本発明に従った３相ブースト整流器が示されている。この整流器は図１に示した整流器と類似しており、３相入力Ｖ_a、Ｖ_b、Ｖ_cと、６つのブリッジ・スイッチＳ_ap、Ｓ_an、Ｓ_bp、Ｓ_bn、Ｓ_cp、Ｓ_cnを備えるブリッジ・スイッチング・ネットワークとを有する。以下、これらのスイッチを単にＳという。各ブリッジ・スイッチＳは、関連するアンチパラレル・ダイオードを有する。これらのアンチパラレル・ダイオードは、個別のコンポーネントであるか、又はＭＯＳＦＥＴのようなアクティブ・スイッチの場合には寄生ダイオード（ボディ・ダイオード）であるかの何れでもよい、ということが理解できる。本発明によると、超高速ダイオードＤが、ＤＣ負荷を供給する平滑用キャパシタＣ₀の前段でＤＣレールに挿入される。超高速ダイオードＤを導入することにより、スイッチング・ブリッジのダイオードにもたらされるダイオード逆回復を軽減し、かつソフト・スイッチングを容易にする。図１に示した従来技術の３相ブースト整流器において、アクティブ・スイッチＳ（各相に１つ）がターンオンのときに、その前に導電している何れのアンチパラレル・ダイオードにも、以下のような高電圧がかかる。Ｖ０≧Ｖ_{line peak}・３／Π この高電圧は、遅いアンチパラレル・ブリッジ・ダイオードにおいて極めて大きい逆回復電流スパイクを発生し、それが大きなターンオン損失の原因となる。ブリッジ・ダイオードよりもかなり速い（例えば、１０倍速い）ものとして選択された超高速ダイオードＤにより、逆回復電流が決定される。従って、ソフト・スイッチング技術を実施しなくとも、ターンオン損失が大きく減少され、力率が向上され、スイッチング周波数が大きく増加される。しかしながら、更にソフトスイッチングを用いることにより、より多くの利点が実現されることに留意されたい。例えば、零電圧スイッチング技術は、ダイオードの逆回復の問題を完全に解決し、容量性のターンオン損失を除く。零電流スイッチング技術は、ＩＧＢＴ、ＧＴＯその他のターンオフ損失を除く。従って、ソフト・スイッチングを更に用いると、スイッチング周波数をより高くできる。これによって、フィルタのインダクタのサイズ及び回路のコストを、大きく節約できる。図４を参照すると、図３に示したＤＣレール・ダイオードＤを用いて、ＤＣ側に１つの簡単な補助ネットワークのみを付加することによって、零電圧遷移ＺＶＴを実現することが可能である。提案されるＺＶＴ３相ブースト整流器が図４に示されており、補助ネットワークは、共振インダクタＬ_r、補助スイッチＳ_aux、及び補助ダイオードＤ_auxからなる。補助ネットワークは、ブリッジ・スイッチの短いターンオンの過渡期間でのみ動作する。ブリッジ・スイッチＳがターンオンのときに同期して、補助ＺＶＴネットワークが、スイッチング・サイクルあたり一度だけ動作するようにすることが好ましい。動作において、補助スイッチＳ_aux は、ブリッジ・スイッチＳのターンオン前の短い期間ターンオンされる。これにより、電流がインダクタＬ_rに蓄積される。Ｌ_rの電流がひとたび最高の入力相電流に到達すると、Ｌ_rとブリッジ・キャパシタンスとの間で共振が開始される。この共振によってブリッジ電圧が零に下げられ、ブリッジ・スイッチＳに対してＺＶＴ状態が達成される。図５は、ＺＶＴ動作を確証するためのコンピュータ生成したシミュレーションを示す。このシミュレーションは、時間ｔ＝１６０ μｓで発生する１つのターンオン過渡状態を示す。電流が上昇開始する前にスイッチ電圧が零に下がるので、ターンオン損失がない。図６を参照すると、共振インダクタＬ_r、共振キャパシタＣ_r、補助スイッチＳ_aux 、及び補助ダイオードＤ_auxからなる補助ネットワークを有するＺＣＴ３相ブースト整流器が示されている。補助ネットワークは、図４に示されたネットワークと類似であるが、共振キャパシタＣ_rが付加されている。ＺＣＴネットワークは、ブリッジ・スイッチＳの短いターンオフ過渡期間の間でのみ動作する。ここでもまた、ブリッジ・スイッチＳがターンオフのときに同期して、補助ＺＣＴネットワークがスイッチング・サイクルあたり１回だけ動作するようにすることが好ましい。動作において、補助スイッチングＳ_auxは、ブリッジ・スイッチＳのターンオフの前に短い期間ターンオンされる。Ｃ_rの初期電圧に起因するＬ_rとＣ_r との間の共振により、電流がＬ_rに蓄積される。Ｃ_rの電流がひとたび最高の入力相電流に到達すると、３相の電流のすべてがブリッジ・ダイオードを通じてのみ流れ、ブリッジ・スイッチの何れにも電流が残らない。このようにして、ブリッジ・スイッチＳに対してＺＣＴターンオフ状態が達成される。図７は、時間ｔ＝１６０μｓでのターンオン過渡状態に対するＺＣＴ動作のシミュレーションを示す。スイッチ電圧とスイッチ電流との間にオーバーラップがなく、ターンオフ損失がないことを示していることに留意されたい。本発明のブースト整流器回路のすべては新規なＤＣレール・ダイオードＤを備え、これにより、６ステップのＰＷＭ動作を自然に提供することが見いだされている。ＰＷＭ動作は、このようなダイオードを備えない従来技術の回路では、より複雑な制御回路を必要とするものである。なお、６ステップのＰＷＭとは、簡単に説明すると、３６０°のライン・サイクルにおいて、６０°毎に１つの、６つの最適のブリッジ電圧ベクトルの組み合わせを用いるものを意味している。最適のブリッジ電圧ベクトルの組み合わせは、零ベクトルと、入力電圧ベクトルに最も近い２つのブリッジ電圧ベクトルとの組み合わせである。６ステップＰＷＭのもとでは、ブースト・インダクタは、入力電圧ベクトル（零ベクトル）でのみ充電され、これにより、出力電圧がブースト・インダクタの充電に関与することを許容する他のＰＷＭスキームと比較して、入力電流リップルが最小となる。本発明は本来６ステップＰＷＭ動作を行う。なぜなら、ＤＣレール・ダイオードＤによって、出力電圧がブースト・インダクタ充電プロセスに関与することが妨げられるからである。従って、不所望のベクトルが除かれ、ブースト・インダクタ電流リップルが自動的に最小化される。このＤＣレール・ダイオードＤによる上記の利点に加えて、更に別の大きな利点は、同じ分岐（脚、leg）の両方のスイッチＳ又はスイッチング・ブリッジの相が導電したときでも、シュート・スルー（shoot-through）電流が発生する可能性がなくなる。シュート・スルーとは、従来のブースト整流器の出力キャパシタが、同じ分岐の両方のスイッチが導電するときに短絡されることをいう。本発明のＤＣレール・ダイオードを備えると、短絡経路が排除されるため、従来の回路よりも高い信頼性が得られる。上述の整流器と同様に、ＤＣレール側にアクテッブ・スイッチを付加することによって、ＺＶＴ及びＺＣＴを電圧源インバータでも実現できる。ここで図８を参照すると、本発明に従ったソフト・スイッチングＺＶＴ電圧源インバータが示されている。ソフト・スイッチングを必ずしも必要としない２０ＫＨｚインバータのスイッチング周波数は十分に高く、ほとんどのモータ・ドライブ・システムに対しての音響的ノイズを避けることができるが、それでもなお、ソフト・スイッチングは好ましいものである。第１に、現在入手可能なデバイスを用いて、ハード・スイッチングの高電力回路に対して２０ＫＨｚを達成するのは困難である。第２に、無停電電源（uninterrupted power supply）（ＵＰＳ）に対して、スイッチング周波数を増加してフィルタのインダクタのサイズを低減させることが、常に要求されている。第３に、双方向に電流が流れるものに対する応用については、オフラインの整流器は、再生（リジェネレーション）（即ち、インバータとして逆に動作する）の間は、インバータとして動作できるべきである。動作において、図８に示したインバータは、ＤＣレール・スイッチＳ_Rがオフのときにブリッジ・スイッチがターンオン（即ち、ゲート駆動制御信号を与えることによる）され、それによって、スイッチは零電圧ターンオン状態のもとにあることとなる。次に、ＤＣレールスイッチＳ_Rは、Ｌ_r、Ｓ_aux、Ｄ_auxを備えるＺＶＴネットワークに支援されてターンオンされる。ｉ_a＜０でかつｉ_c＞ｉ_b＞０の場合に対しての動作の一例が図９に示されている。このような同期ターンオンのスキームを用いた場合には、各スイッチング・サイクルの開始でターンオンされるべきブリッジ・スイッチＳは、Ｓ_an、Ｓ_bp、Ｓ_cpであるべきである。実際、ＤＣレール・スイッチが存在するため、１つのブリッジ・スイッチ及びＤＣレール・スイッチＳ_Rのみを動作させる、大変簡単なＰＷＭスキームが用いられる。これによって、Ｓ_an及びＳ_bpが常にオンに保持され、Ｓ_cp及びＳ_Rのみがスイッチングされて出力電流制御がなされる。このようにして、ＤＣレール電圧は、各スイッチング・サイクルの終わりでの惰性動作（フリーホイーリング）状態の間零に維持され、従って、次のスイッチング・サイクルの開始でＳ_cpに対して零電圧ターンオン状態を提供する。図９において、Ｓ_cpはＳ_Rよりも前にゲート制御され、それによって零電圧状態でターンオンされ、これはフリーホイーリング状態を変化させない。時間ｔ₀において、共振インダクタＬ_rに電流を蓄積するために補助スイッチＳ_auxがターンオンされる。共振インダクタＬ_rは、ブリッジ・スイッチとＤＣレール・スイッチＳ_Rの間のキャパシタンスと共振し、時間ｔ₁でＳ_R のターンオンに対しての零電流遷移を提供する。時間ｔ₂及びｔ₃は電流制御によって決定される。S_cpは、Ｓ_dcがターンオフされた後の任意のときにターンオンされる。時間ｔ₅で、別のスイッチング・サイクルが開始する。ＺＶＴ動作を検証するためのシミュレーシュンを行った。その結果は図１０に示されており、該図は、ｔ＝１６０μｓでのブリッジ・スイッチ及びＤＣレール・スイッチの零電圧ターンオンを明確に示している。図１１を参照すると、零電流遷移（ＺＣＴ）電圧源インバータが示されている。動作原理は、ＤＣレール・スイッチＳが、Ｌ_r、Ｃ_r、Ｄ_aux、Ｓ_auxを備えるＺＣＴネットワークに補助されて最初にターンオフされることである。ブリッジ・スイッチの駆動信号は、ＤＣレール・スイッチＳのターンオフの後に取り除かれ、それによって、これらスイッチは零電圧ターンオフ状態の下にあることとなる。従って、スイッチがターンオフされた後、スイッチに電圧が印加されない。図１２の例示は、ＺＶＴ電圧源インバータを説明するために上記で用いた例と同じである。しかしながら、ＺＶＴ電圧源インバータとは異なり、ターンオフの瞬間が同期されている。Ｓ_an及びＳ_bpが常にオンである所与の状況の下では、１つのブリッジ・スイッチＳ_cp及びＤＣスイッチＳのみが動作している。図１２の制御波形は、時間ｔ₁でＳのターンオフに対して零電流遷移を提供するために時間ｔ₀ でＳ_auxがゲート制御されることを示す。Ｓがターンオフされた後、ＤＣリンク電圧は零に降下し、従って、電圧がかかることなく時間ｔ₂でＳ_cpがターンオフされ得る。時間ｔ₃及びｔ₄は電流制御ループによって決定される。時間ｔ₅で、別のスイッチング・サイクルが開始する。ＺＣＴ動作を検証するために、シミュレーションを実行した。その結果は図１３に示されている。ブリッジ・スイッチ又はＤＣレール・スイッチに対するスイッチ電流とスイッチ電圧との間にオーバーラップがないことに留意されたい。ＤＣレール・ダイオードＤを導入することによって、電力が一方向のみに流れるという、望ましくない制限が課せられる。しかしながら、遠隔通信システムやコンピュータ・システムのように、これが問題とはならない多くの応用分野がある。図８及び図１１に示した回路は整流器回路に対してソフト・スイッチングを提供しないが、ＤＣレール・スイッチＳ_Rのアンチパラレル・ダイオードが超高速ダイオードであるならば、アンチパラレル・ブリッジ・ダイオードの逆回復を軽減するように働く。従って、上記提案された回路もまた、双方向の電力動作にある程度は対処できる。双方向の動作に対してソフト・スイッチングが必要ならば、図１４及び図１５に示される回路を用いればよい。図１４は双方向ＺＶＴ変換器を示し、この変換器は、図４に示したブースト整流器と図８に示した電圧源インバータとのハイブリッド回路である。スイッチＳ’及びスイッチＳ_aux1が開いた状態に保持されたならば、この回路は図４のブースト整流器と同一であることに留意されたい。また、Ｓ_aux2が開いた状態であるならば、この回路は図８の電圧源インバータと機能的に等価となる。同様に、図１５は双方向ＺＣＴ電圧源インバータを示し、このインバータは、図６に示したブースト整流器と図１１に示した電圧源インバータとのハイブリッド回路である。スイッチＳ’及びスイッチＳ_aux1が開いた状態に維持されたならば、この回路は図４のブースト整流器と同一である。Ｓ_aux2が開いた状態であるならば、この回路は図８の電圧源インバータと機能的に等価となる。従って、スイッチＳ、Ｓ_aux1、Ｓ_aux2に依存して、図１４及び図１５の回路は、ブースト整流器又は電圧源インバータの何れかとして、双方向動作する。本発明を１つの好適な実施例に関して説明したが、当業者には、請求項の技術思想及び範囲内で、本発明に変更を行って実施できることが明らかであろう。

Claims

【特許請求の範囲】１．３相交流電源を直流電源に変換する３相ブースト整流器において、３相交流電力入力と、前記交流電力入力と直流レール出力との間に接続され、各々が関連するアンチパラレル・ダイオードを有する複数のスイッチを備えるスイッチング・ブリッジと、前記スイッチング・ブリッジと前記直流レールを接続し、前記アンチパラレル・ダイオードよりも高速である超高速回復ダイオードとを備えることを特徴とする３相ブースト整流器。２．請求項１に記載の３相ブースト整流器において、該整流器はさらに、零電圧遷移を達成するための前記スイッチング・ブリッジにまたがって接続される補助回路を備え、該補助回路は、前記超高速ダイオードの両端に接続される、直列に接続された共振インダクタ及び補助ダイオードと、前記共振インダクタと前記補助ダイオードの間に接続される第１の極と、アースに接続される第２の極とを有する補助スイッチとを備えることを特徴とする３相ブースト整流器。３．請求項１に記載の３相ブースト整流器において、該整流器はさらに、零電流遷移を達成するための前記スイッチング・ブリッジにまたがって接続される補助回路を備え、該補助回路は、前記超高速ダイオードの両端に接続される、直列に接続された共振キャパシタ、共振インダクタ及び補助ダイオードと、前記共振インダクタと前記補助ダイオードの間に接続される第１の極と、アースに接続される第２の極とを有する補助スイッチとを備えることを特徴とする３相ブースト整流器。４．直流電源を３相交流出力に変換するための零電圧遷移電圧源インバータにおいて、直流電力入力と、前記直流電力入力と前記３相交流出力の間に接続されたスイッチング・ブリッジと、前記直流電力入力と前記スイッチング・ブリッジの間に接続された補助回路であって、前記直流電力入力の直流レールに接続されたレール・スイッチ、前記レール・スイッチの両端に接続される、共振インダクタと直列に接続された補助スイッチ、及び第１の端部が接続された前記補助スイッチと前記共振インダクタの間に接続され、第２の端部がアースに接続される補助ダイオードを備える補助回路とを備えることを特徴とする零電圧遷移電圧源インバータ。５．直流電源を３相交流出力に変換するための零電流遷移電圧源インバータにおいて、直流電力入力と、前記直流電力入力と前記３相交流出力の間に接続されたスイッチング・ブリッジと、前記直流電力入力と前記スイッチング・ブリッジの間に接続された補助回路であって、前記直流電力入力の直流レールに接続されたレール・スイッチ、前記レール・スイッチの両端に接続される、共振インダクタ及び共振キャパシタと直列に接続された補助スイッチ、及び第１の端部が接続された前記補助スイッチと前記共振インダクタの間に接続され、第２の端部がアースに接続される補助ダイオードを備える補助回路とを備えることを特徴とする零電圧遷移電圧源インバータ。６．双方向零電圧遷移（ＺＶＴ）変換器において、直流電力端子と、前記直流電力端子と３相交流端子の間に接続されたスイッチング・ブリッジと、前記直流電力端子の直流レールに接続されたレール・スイッチと、前記レール・スイッチと並列に接続された超高速ダイオードと、前記直流電力端子と前記スイッチング・ブリッジの間に接続される補助回路であって、前記レール・スイッチの両端に接続される、共振インダクタと直列に接続された第１補助スイッチ及びアンチパラレル・ダイオード、及び第１の端部が前記第１補助スイッチと前記共振インダクタの間に接続され、第２の端部がグラウンドに接続された第２補助スイッチ及びアンチパラレル・ダイオードを備える補助回路とを備え、変換器は、前記レール・スイッチ及び前記第１補助スイッチが開いているときにはブースト整流器となり、前記第２補助スイッチが開いたときには電圧源インバータとなることを特徴とする双方向零電圧遷移変換器。７．双方向零電流遷移（ＺＣＴ）変換器において、直流電力端子と、前記直流電力端子と３相交流端子の間に接続されたスイッチング・ブリッジと、前記直流電力端子の直流レールに接続されたレール・スイッチと、前記レール・スイッチと並列に接続された超高速ダイオードと、前記直流電力端子と前記スイッチング・ブリッジの間に接続される補助回路であって、前記レール・スイッチの両端に接続される、共振インダクタ及び共振キャパシタと直列に接続された第１補助スイッチ及びアンチパラレル・ダイオード、及び第１の端部が前記第１補助スイッチと前記共振インダクタの間に接続され、第２の端部がグラウンドに接続された第２補助スイッチ及びアンチパラレル・ダイオードを備える補助回路とを備え、変換器は、前記レール・スイッチ及び前記第１補助スイッチが開いているときにはブースト整流器となり、前記第２補助スイッチが開いたときには電圧源インバータとなることを特徴とする双方向零電流遷移変換器。