WO2004017151A1 - 磁気エネルギーを回生するパルス電源装置 - Google Patents

磁気エネルギーを回生するパルス電源装置 Download PDF

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Ryuichi Shimada
Taku Takaku
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Definitions

  • Pulse power supply that regenerates magnetic energy
  • the present invention relates to a pulse power supply for supplying a pulse current to an inductive load.
  • a high-voltage charged energy source capacitor which supplies a large current to an inductive load, is connected to the load using a semiconductor such as an ignitron, a discharge gap switch, or a thyristor as a switch. Therefore, a pulse power supply for starting a capacitor discharge is generally used.
  • These discharge switches usually have a diode called a clamp circuit connected in parallel with the load or in parallel with the capacitor.After the current reaches its maximum, the diode turns on with the reversal of the capacitor voltage, and the load turns on. The current circulates through the diode, preventing reverse charging of the capacitor, and the clamped current continues to attenuate with the time constant LZR due to the electrical resistance of the load.
  • Pulsed high-field bending electromagnets of small medical synchrotron accelerators need to operate in such a way that the magnetic field rises with time rather than using the maximum magnetic field. It is required to increase the pulse rate. Also, in the case of a gas-excited laser power supply, high-speed voltage rise and high repetition are required, and high repetition control is required as a discharge power supply. I was
  • FIG. 2 is for explaining the basic operation of the present invention.
  • the power supply has a snubber-energy regeneration type current switch.
  • the capacitor that temporarily stores the snubber energy corresponds to the energy source capacitor in the present invention.
  • Japanese Patent Laid-Open No. 2000-358359 "Current forward / reverse bidirectional switch for regenerating snubber energy" discloses a current switch of a snubber energy regeneration system (Patent Document 1).
  • Patent Document 1 discloses that the magnetic energy of the breaking current circuit is temporarily stored in the snubber capacitor. To be released to the load at the next conduction It is a current switch.
  • the energy source capacitor is charged with all the energy, and the load is driven only by the energy. At the end of the pulse, the magnetic energy remaining in the load is regenerated to the energy source capacitor. The point to try is different from that described in Patent Document 1.
  • the load is an inductive load, which is represented by resistance R and inductance L.
  • R resistance
  • L inductance
  • capacitor 1 is charged as shown in Fig. 2 (charging circuit is omitted), and when switch S1 and switch S2 are turned on, the charge of the capacitor starts to flow to the load.
  • the load current circulates through the diode, enters a freewheeling state, and the load current is written as “the path through which the main current flows”. In two directions in the same direction.
  • the discharge can be started, maintained, and reduced by turning on and off the switch at an arbitrary timing, and the magnetic energy is applied to the capacitor with the same polarity. It is regenerated.
  • FIG. 4 is a principle diagram for developing the present invention bidirectionally.
  • FIG. 2 This figure differs from Fig. 2 in that four units connected in parallel with a diode and a switch are mounted in anti-series and anti-parallel as shown in the figure, so that bidirectional current can flow to the load. The point is that magnetic energy is regenerated in the capacitor 1 when the switch is turned off (the charging circuit is omitted here as in Fig. 2).
  • FIG. 5 shows a simulation circuit and a waveform of the result showing that the energy supply to the energy source capacitor 1 can be supplemented by the low-voltage / high-current power supply 5 inserted in the discharge circuit.
  • the voltage and load current increase with the number of discharges. This is because the discharge current increases when a voltage higher than the DC resistance is injected from an external power supply.
  • the current value of the pulse current can be controlled by increasing or decreasing the voltage of the external power supply.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the basic principle of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the sequence of the current, voltage and switch shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the basic principle of the current bidirectionalization of the present invention.
  • FIG. 5 shows a computer simulation model diagram for analyzing the basic principle of the method for assisting the capacitor voltage of the present invention, and a simulation waveform of the load current and the capacitor voltage.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
  • Fig. 4 differs from Fig. 4 in that, when a deflection electromagnet 6 for an accelerator, which is a specific example of a load, is excited by a pulse current via a current transformer 3, four power MOS FETs are connected in reverse series and anti-parallel. This is where it is configured with a connection. As a result, the four power MOS FETs constitute a bridge circuit.
  • the power MOS FET used here has a high breakdown voltage, turns on and off quickly, and has conduction loss. It is assumed that the power MOSFET is a silicon-powered (SiC) power MOS FET that has few features and that a body-to-body diode (also called a parasitic diode) can be used effectively as a substitute for a parallel diode.
  • SiC silicon-powered
  • the effect of the present invention can also be exerted in a reverse conducting GTO thyristor, or in a unit in which a diode and a semiconductor switch such as an IGBT are connected in parallel.
  • a switch that does not flow (block) current in the forward direction when the switch is off, but conducts in the reverse direction is called a reverse conduction type semiconductor switch.
  • Examples thereof include the power MOS FET, the reverse conducting GTO thyristor, and a unit in which a diode is connected in parallel with a semiconductor switch such as an IGBT.
  • a gate signal is given to the G1 to G4 from the control device 7 to the power MOS FET switch shown in FIG. 1, but the direction of the current can be changed by selecting a pair for "crossing" of Gl and G2. The direction becomes forward, and when the pair G 3 and G 4 is selected, the direction of the current becomes reverse. This is necessary to enable the flow of magnetization reset current for improving the excitation characteristics of the current transformer for pulse operation of a small medical accelerator bending electromagnet. '
  • a low-voltage high-current power supply 5 is inserted between the inductive load 6 and the switch 2. By applying this voltage in series to the discharge current, the energy is discharged every discharge. Can be replenished.
  • the capacitor 1 can be charged like a snubber capacitor. Without preparing another high-voltage power supply, it is possible to obtain a fast-start pulse current with only a low-voltage power supply. Mochi Of course, the general method of connecting a charging power source to the capacitor 1 and charging the capacitor is also effective. Industrial applicability
  • the gate signal of the bidirectional current switch having a bridge configuration composed of four semiconductor switches connected in parallel with a diode is used as the switch of the current generating energy source capacitor.
  • the current to the inductive load can be started, maintained, and stopped at high speed.
  • magnetic energy is regenerated to the capacitor with the same polarity.
  • the charge voltage of the capacitor can be increased or decreased while repeating the discharge cycle.
  • the total capacitance of the four switch elements can be halved individually if the withstand voltage is given in two series of power MOS FETs, and the pulse conduction current flows in two arms in parallel. In consideration of the above, this is also half, so that it can be handled basically without increasing the voltage and current capacity as compared with the conventional pulse power supply.

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Abstract

放電回路に蓄積された磁気エネルギーをコンデンサに回生し、次回の放電エネルギーとする、高繰り返しでパイポーラーパルス電流を供給するパルス電源装置を提供するため、４個の逆導通型半導体スイッチにてブリッジ回路を構成し、その直流端子に充電されたエネルギー源コンデンサを接続、その交流端子に前記誘導性負荷を接続するとともに、前記各逆導通型半導体スイッチのゲートに制御信号を与えて、放電電流の上昇、維持、さらに減少時には、全ゲートをオフにしてスイッチのダイオード作用にて電流の磁気エネルギーがエネルギー源コンデンサに自動的に回生できるように制御する。また、放電回路に大電流電源を挿入することにより、放電により生じたエネルギー損失を補填し、高繰り返し放電を可能とする。

Description

磁気エネルギーを回生するパルス電源装置
技術分野
本発明は、 誘導性負荷にパルス電流を供給するためのパルス電源装置 に関するものである。
明 田
背景技術
誘導性の負荷に大電流を供給する湯合、 通常、 高電圧で充電されたェ ネルギ一源コンデンサを、 スィッチとしてィグナイ トロン、 放電ギヤッ プスィッチ、 サイリス夕などの半導体を用いて、 負荷に接続して、 コン デンサ放電を開始させるパルス電源が一般的である。
これら、 放電スィッチには通常、 クランプ回路と呼ばれるダイオード が負荷に並列、 もしくはコンデンサに並列に接続されており、 電流が最 大になった後は、 コンデンサ電圧の逆転と共にダイオードがオンし、 負 荷電流がダイオードに環流することで、 コンデンサの逆充電を防ぎ、 ク ランプされた電流は負荷の電気抵抗により時定数 LZRで減衰しながら 流れ続ける。
一方、 パルス電流の用途の中には、 減衰波形よりも、 立ち上がり時が 重要であると言う分野も多い。 小型医療用シンクロ トロン加速器のパル ス強磁場偏向電磁石などにおいては、最大の磁界を利用するのではなく、 磁界を時間と共に上昇させる運転が必要であるが、 このため、 電流を速 く減衰させてパルスレートを大きくすることが求められている。 また、 ガス励起レーザー電源の場合も、 高速な電圧の立ち上がりと高繰り返し を要求されており、 放電電源として、 高繰り返し可能な制御が求められ ていた。
放電電流が必要な電流値に達した場合、 スィツチの制御により放電電 流の上昇を停止させるには、 スィッチをイダナイ トロン、 放電ギャップ スィッチ、 サイリス夕のようなオン制御のみのスィッチから、 GTOサイ リス夕や IGBT (Insulated- gate Bipolar Transistor) のようにゲ一ト信 号による自己消弧能力を持った半導体スィツチに換えればできる。
しかし、 負荷側の誘導性電流は電圧零でクランプされ、 ダイオードに よるフリ一ホイ一リング状態で LZ Rの長い時定数で減衰するのみであ る。 ここに、 エネルギーの無駄と、 減衰を待つ時間が必要で、 容量の増 加や高繰り返しを求めるパルス電源の技術的問題となっていた。
フリーホイーリング状態の電流を遮断し、 その磁気エネルギーをコン デンサに回生することが出来れば、 負荷において、 無駄に消費されてい たエネルギーを減らせるばかりでなく、 コンデンサにもどったエネルギ 一は次回のエネルギ一として回生されるので、 エネルギー効率の高い、 高繰り返し可能なパルス電流発生電源の実現が可能となる。 発明の開示
第 2図は、 本発明の基本動作を説明するためのものである。 電源側は スナバ一エネルギー回生方式の電流スィツチの構成をしている。 スナバ 一エネルギーを一時的に蓄積するコンデンザが、 本発明ではエネルギー 源コンデンサに相当する。 スナバ一エネルギー回生方式の電流スィツチ については、 特開 2000— 358359 「スナバ一エネルギーを回生する電流 順逆両方向スィッチ」 （特許文献 1 ) に開示されている。本発明では前記 のスナバ一エネルギ一を回生する電流スィツチの構成を利用しているが. 前記特許文献 1に開示されているのは、 遮断電流回路の磁気エネルギー をスナバ一コンデンサに一時的に蓄え、 次回の導通時に負荷に放出する 電流スィッチである。 これに対して、 本発明では、 エネルギー源コンデ ンサに全エネルギーが充電されており、 そのエネルギーのみで負荷を駆 動し、 パルス終了の際、 負荷に残った磁気エネルギーをエネルギ 源コ ンデンサに回生しょうとする点が特許文献 1に記載のものと異なってい る。
第 2図の例では負荷は誘導性負荷で、抵抗 Rとィンダクタンス Lで表 してあるが、 気体レーザーの場合は放電電極部であり、 加速器偏向電磁 石ではトランス結合されたダイポールコイルになるが、 いずれも Lと R の直列接続の負荷とみなされる。 放電パルスの時間が の時定数よ りじゆうぶん短い場合、 ィンダクタンス部の磁気エネルギーが供給した エネルギーの大部分を占めることが多い。
第 2図の動作シーケンスを第 3図で説明する。 始めにコンデンサ 1に 第 2図の極性のように充電しておき （充電回路は省略）、 スィッチ S 1 と スィッチ S 2をオンした場合、 コンデンサの電荷は負荷に流れ始める。 電流が最大になりコンデンザの電圧が負 （ダイォードの順方向電圧分） になると、 負荷電流はダイオードを介して環流し、 フリーホイーリング 状態になり負荷電流は 「メイン電流の流れるパス」 と書かれているよう な方向に、 2並列で流れ続ける。 ここで、 フリーホイーリング状態の電 流が 2並列で流れ続ける状態があることがこのスィッチ構成と動作の特 徵であり、 これにより、 スィッチの電流容量は半分で済むことになり、 経済的である。
つぎに、 S 1と S 2を共にオフにすれば、 フリーホイ一リング状態の 電流は遮断され、 2つのダイオードを介して、 コンデンサ 1は同じ極性 で再充電されることで、 電流は急速に減少し、 電流が零になるとダイォ 一ドは逆電流を阻止するため、 電流は停止する。
スィッチ S l， S 2をオンした後、 コンデンサ電圧が残っている内に S I , S 2のどちらか一方をオフすれば、 負荷電流はその値からフリー ホイ一リング状態になり、 コンデンサ電圧は維持される。 再びスィッチ をオンすれば電流は上昇を再開する。 このように、 スィッチの高速なォ ン /オフでコンデンサ放電電流の PWM制御が出来る可能性がある。 こ の機能はスナバー回生方式の単なる電流スィツチではできなかったこと である。
第 2図の構成のスィツチとダイオードを用いれば、 スィッチのオン Z オフを任意のタイミングで行うことにより、 放電を開始、 維持、 減少さ せることができ、 かつ、 磁気エネルギーはコンデンサに同じ極性で回生 される。
第 4図は本発明を電流双方向に発展させる原理図である。
この図が第 2図と異なるところは、 ダイオードとスィツチを並列接続 したュニットを 4つ、 図のように逆直列 ·逆並列に取り付けたことによ り、 負荷に双方向の電流を流せるようにした点であり、 スィッチをオフ したときにコンデンサ 1に磁気エネルギーが回生される点は同じである (ここでも図 2と同様に充電回路は省略してある）。
負荷への電流の向きを変えるには、 動作スィッチ群を 「たすき掛け」 に、 すなわち、 電流順方向には S 1及び S 2をオン， 電流逆方向には S 3及び S 4をオンに選択すれば可能である。 なお、 ここでいう 「"たすき 掛け" にペアを選択する」 とは、 4つのスィッチが 4角形状に配置され ているときに、 互いに対角線上に位置するペアを選択することを意味す る。 順逆の最大電流の大きさに応じたスィツチとダイォードの容量を選 択することで合理的な設計をすることが好ましい。
第 5図は、 エネルギー源コンデンサ 1へのエネルギー補充を放電回路 に挿入した低電圧大電流電源 5で可能なことを示すシミュレーション回 路と結果の波形を表すものである。 第 5図の波形によるとコ 圧と負荷電流が放電回数と共に上昇しているが、 これは、 直流抵抗分の 電圧以上の電圧を外部電源から注入することで、 放電電流が上昇するも のである。 このように、 外部電源の電圧を増減すれば、 パルス電流の電 流値を制御できる。
また、 運転に先立って低電圧大電流電源 5により、 回路に電圧を印加 すれば抵抗で決まる電流が流れるが、 その電流を電流スィツチで遮断す ることで、磁気エネルギーがコンデンサ 1に回生され、充電されるので、 コンデンサ充電のための高圧電源を用意することなく、 低電圧電源のみ で高速立ち上げのパルス電流を得ることもできる。
図面の簡単な説明
第 1図は本発明の実施例を説明する図である。
第 2図は本発明の基本原理を説明する図である。
第 3図は第 2図の電流と電圧およびスィツチのシーケンスを説明する 図である。
第 4図は本発明の電流双方向化の基本原理を説明する図である。
第 5図は本発明のコンデンサ電圧を補助する方法の基本原理を解析す る計算機シミュレーションのモデル図、 および負荷の電流、 コンデンサ 電圧のシミユレ一ション波形である。 発明を実施するための最良の形態
第 1図は本発明の実施形態を示す回路図である。 同図が第 4図と異な るところは、 負荷の具体例である加速器用偏向電磁石 6を電流トランス 3を介してパルス電流で励磁する場合、 パワー MOS FETを 4つを逆直 列 ·逆並列に接続したもので構成してあるところである。 結果として、 前記 4つのパヮ一 MOS FETはプリッジ回路を構成している。
ここで用いるパワー MOS FETは高耐圧でオン · オフが速く、 導通損 が少ない特徴があり、 かつ、 ボディ一ダイオード （寄生ダイオードとも 呼ばれる） が並列ダイオードの代用として有効に利用できるシリコン力 ーパイ ド （SiC) のパワー MOS FETを想定している。
ボディ一ダイオードが実用にならない現在のシリコン製のパワー MOS FETを用いても、 逆導通状態になった時にゲート制御で強制的に オン状態にすることで、 代用可能である。 代用品として逆導通型 GTO サイリス夕、 またはダイォ一ドと IGBT等の半導体スィツチとの並列接 続したュニッ トなどでも本発明の効果は発揮できる。
なお、 本発明においては、 スィッチがオフの場合に順方向には電流を 流さない （阻止） が、 逆方向には導通するタイプのスィッチを逆導通型 半導体スィッチと呼んでいる。 前記パワー MOS FETや逆導通型 G T O サイリス夕、 ダイオードと IGBT等の半導体スィツチとの並列接続した ュニッ トなどはその例である。
第 1図のパヮ一 MOS FETスィッチに制御装置 7から G 1〜 G 4にゲ —ト信号を与えるが、 G l、 G 2の 「たすき掛け」 にペアを選択するこ とにより電流の向きが順方向になり、 G 3、 G 4のペアを選択すると電 流の向きが逆方向になる。 これは、 小型医療用加速器偏向電磁石のパル ス運転用電流トランスの励磁特性改善のための磁化リセッ ト電流を流す ことを可能にするために必要である。 '
また、 第 1図において、 誘導性負荷 6 とスィッチ 2の間に低電圧大電 流電源 5が揷入されているが、 この電圧を放電電流に直列に印加するこ とで、 エネルギーを放電毎に補給することができる。 また、 初回に低電 圧大電流電源 5により、 回路に電流 4を流しておき、 電流スィッチ 2で 遮断することで、 コンデンサ 1をスナバ一コンデンサのように充電でき るので、 コンデンサ充電のために別の高電圧電源を用意することなく、 低電圧電源のみで高速立ち上げのパルス電流を得ることができる。 もち ろん、 コンデンサ 1に充電電源を接続して、 コンデンサを充電する一般 的方法も有効である。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明によれば、 電流発生用エネルギー源コンデンサ のスィッチとしてダイォ一ドと並列接続した 4つの半導体スィツチで構 成されたプリッジ構成の双方向電流スィツチのゲ一ト信号をそれぞれ制 御することにより、 誘導性負荷への電流の開始、 維持、 停止を高速に行 うことができる。 このとき電流減少時には、 磁気エネルギーがコンデン サへと同じ極性で回生されることが特徴である。 また、 第 5図のように 低電圧大電流電源 5を電流回路に挿入すれば、 放電サイクルを繰り返し ながら、 コンデンサの充電電圧を増減することができる。
4つのスィッチ素子の総容量は、 基本的に、 耐電圧が、 パワー MOS FETの 2直列で持たせられれば、 個々には半分で良く、 かつパルス導通 電流が、 2アームを並列に流れることなどを考慮すればこれも半分であ るので、 従来のパルス電源に較べて、 電圧 · 電流容量を基本的には増加 させずに対応できる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 誘導性負荷に、 高い繰り返しでパイポーラ一パルス電流を供給する とともに、 系の残留磁気エネルギーを回生して次回の放電に用いるパル ス電源装置であって、 該装置は、
4個の逆導通型半導体スィツチにて構成されるプリッジ回路の直流端 子に初期充電されたエネルギー源コンデンザが接続され、 その交流端子 に前記誘導性負荷が接続されるとともに、
前記各逆導通型半導体スィッチのゲートに制御信号を与えて、 各半導 体スィツチのオンオフ制御を行う制御回路をさらに具備し、
前記制御回路は、 前記プリッジ回路を構成する 4個の逆導通型半導体 スィッチのうち、 対角線上に位置するペアの逆導通型半導体スィツチの オンオフ動作をそれぞれ同時にオンもしくは交互にオンするように制御 するとともに、 2組あるペアのうち、 一方のペアを構成する 2個の逆導 通型半導体スィツチのうち少なくとも一つがオンのときは、 他方のペア の逆導通型半導体スィツチは両方ともオフになるように制御することを 特徴とする磁気エネルギーを回生するパルス電源装置。
2 . 前記誘導性負荷と直列に低電圧大電流の電源を挿入し、 放電中に失 うエネルギーを補充して、 次回の放電電流を増減させることを特徴とす る請求の範囲第 1項に記載の磁気エネルギーを回生するパルス電源装置 (
3 . 前記各逆導通型半導体スィッチが、 パワー MOS FET、 逆導通型 GT0 サイリス夕、又はダイオードと I GBT等の半導体スィツチとの並列接続か ら成るュニッ トのいずれかである請求の範囲第 1項または第 2項に記載 の磁気エネルギーを回生するパルス電源装置。
4 . 前記 2組のペアの逆導通型半導体スィツチのうちのいずれか一方の ペアをダイォ一ドで置き換えたことを特徴とする請求の範囲第 1項乃至 第 3項のいずれかに記載の磁気エネルギーを回生するパルス電源装置。
PCT/JP2003/010414 2002-08-19 2003-08-18 磁気エネルギーを回生するパルス電源装置 WO2004017151A1 (ja)

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