JPH05137332A - スイツチング電源の制御方法 - Google Patents
スイツチング電源の制御方法Info
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- JPH05137332A JPH05137332A JP3297371A JP29737191A JPH05137332A JP H05137332 A JPH05137332 A JP H05137332A JP 3297371 A JP3297371 A JP 3297371A JP 29737191 A JP29737191 A JP 29737191A JP H05137332 A JPH05137332 A JP H05137332A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
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- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】軽負荷時に余分なエネルギを供給しないよう、
共振電流を低減させ、スイッチング素子のストレスや回
路損失が最小になるように制御を行なうことができるよ
うにする。 【構成】電流共振並列形のスイッチング電源の制御方法
において、出力負荷電流が軽減した際、共振コンデンサ
電圧が上昇し共振電流が増大することにより回路損失が
増大する現象を防止するよう環流回路を設け、共振回路
の両端子を結ぶ閉回路を形成し、充電極性を一旦反転さ
せ、あるいは零電圧にしてから動作を開始するよう制御
することを特徴とするスイッチング電源の制御方法であ
る。 【効果】
共振電流を低減させ、スイッチング素子のストレスや回
路損失が最小になるように制御を行なうことができるよ
うにする。 【構成】電流共振並列形のスイッチング電源の制御方法
において、出力負荷電流が軽減した際、共振コンデンサ
電圧が上昇し共振電流が増大することにより回路損失が
増大する現象を防止するよう環流回路を設け、共振回路
の両端子を結ぶ閉回路を形成し、充電極性を一旦反転さ
せ、あるいは零電圧にしてから動作を開始するよう制御
することを特徴とするスイッチング電源の制御方法であ
る。 【効果】
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源の制
御方法に関し、共振方式のスイッチング回路を用いて直
流電圧や電流を得ようとする電源回路全般に適用するも
のである。
御方法に関し、共振方式のスイッチング回路を用いて直
流電圧や電流を得ようとする電源回路全般に適用するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】他励式のスイッチング電源には、出力電
圧の制御方式としてオン時間が一定で周波数（周期）を
制御するＦＭ制御方式、周波数を一定としてオフ時間を
制御するＰＷＭ制御方式、また双方の制御を組み合わせ
た制御方式（ＦＭ／ＰＷＭ混合）等がある。各方式には
それぞれ特徴があり、ＦＭ制御方式は周期可変方式のた
め、制御条件により大幅に周波数が変位し、低周波数動
作領域においては可聴周波数帯となり騒音として耳障り
な不快音を感じるという欠点がある。ＰＷＭ制御方式
は、共振電流が通流中にスイッチ素子をオンオフさせる
ため、電流遮断時のスイッチング損失が増大し変換効率
を低下させるという欠点がある。また、ＦＭ／ＰＷＭ混
合制御方式は、通常運転においてはＦＭ制御方式で動作
し、出力負荷が軽くなるかもしくは出力電圧を低下する
際のみにＰＷＭ制御方式で行なう。
圧の制御方式としてオン時間が一定で周波数（周期）を
制御するＦＭ制御方式、周波数を一定としてオフ時間を
制御するＰＷＭ制御方式、また双方の制御を組み合わせ
た制御方式（ＦＭ／ＰＷＭ混合）等がある。各方式には
それぞれ特徴があり、ＦＭ制御方式は周期可変方式のた
め、制御条件により大幅に周波数が変位し、低周波数動
作領域においては可聴周波数帯となり騒音として耳障り
な不快音を感じるという欠点がある。ＰＷＭ制御方式
は、共振電流が通流中にスイッチ素子をオンオフさせる
ため、電流遮断時のスイッチング損失が増大し変換効率
を低下させるという欠点がある。また、ＦＭ／ＰＷＭ混
合制御方式は、通常運転においてはＦＭ制御方式で動作
し、出力負荷が軽くなるかもしくは出力電圧を低下する
際のみにＰＷＭ制御方式で行なう。
【０００３】これに対し、共振形スイッチング電源は、
電流もしくは電圧が零値のときにスイッチング動作を行
なうことによりスイッチング損失をなくし変換効率を高
めることができるものである。
電流もしくは電圧が零値のときにスイッチング動作を行
なうことによりスイッチング損失をなくし変換効率を高
めることができるものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、共振形
スイッチング電源にあっても、出力負荷が軽くなると、
共振コンデンサに残留電圧が生じる。そして、次のスイ
ッチング動作に移行した場合、共振コンデンサの残留電
圧のため、過大な共振電流が流れ、回路部品やスイッチ
ング素子に過大なストレスが加わり、大きな回路損失と
なる。
スイッチング電源にあっても、出力負荷が軽くなると、
共振コンデンサに残留電圧が生じる。そして、次のスイ
ッチング動作に移行した場合、共振コンデンサの残留電
圧のため、過大な共振電流が流れ、回路部品やスイッチ
ング素子に過大なストレスが加わり、大きな回路損失と
なる。
【０００５】図２に示す共振形スイッチング電源回路は
共振用インダクタＬr および共振用コンデンサＣr によ
る共振回路を示す。コンデンサの初期電圧をＶ0 ，初期
電流をＩ0 とし、初期条件として、Ｖ0 ，Ｉ0 は零の状
態からスイッチＳ1 ，Ｓ4 がオンになるものとすれば、
図４（２）に示す電圧波形となり、主変圧器Ｔ1 を介し
て直流出力部へ電圧が伝達される。
共振用インダクタＬr および共振用コンデンサＣr によ
る共振回路を示す。コンデンサの初期電圧をＶ0 ，初期
電流をＩ0 とし、初期条件として、Ｖ0 ，Ｉ0 は零の状
態からスイッチＳ1 ，Ｓ4 がオンになるものとすれば、
図４（２）に示す電圧波形となり、主変圧器Ｔ1 を介し
て直流出力部へ電圧が伝達される。
【０００６】負荷電流が微小電流であると、直流出力部
の平滑コイルＬ0の電流が不連続特性（断続電流）を示
し、共振回路の動作は次のようになる。共振用コンデン
サＣr には前回動作終了時の極性で初期電圧が充電され
ており、この状態でスイッチＳ1 ，Ｓ4 が同時にオンに
なると、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →Ｅ(-) の回
路が構成され、電流ｉr が流れ、図５（２）の初期に示
す電圧と電流が得られる。次の動作でスイッチＳ2 ，Ｓ
3 がオンになると、共振用コンデンサＣrの初期電圧は
−Ｖ0 となる。
の平滑コイルＬ0の電流が不連続特性（断続電流）を示
し、共振回路の動作は次のようになる。共振用コンデン
サＣr には前回動作終了時の極性で初期電圧が充電され
ており、この状態でスイッチＳ1 ，Ｓ4 が同時にオンに
なると、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →Ｅ(-) の回
路が構成され、電流ｉr が流れ、図５（２）の初期に示
す電圧と電流が得られる。次の動作でスイッチＳ2 ，Ｓ
3 がオンになると、共振用コンデンサＣrの初期電圧は
−Ｖ0 となる。
【０００７】この関係は、直流電源Ｅの電圧と電圧Ｖ0
が加算された状態を示し、図５（２）に示すように回路
電流ｉr は余剰な過大な共振電流となり、結果として大
きな回路損失が生じることとなる。
が加算された状態を示し、図５（２）に示すように回路
電流ｉr は余剰な過大な共振電流となり、結果として大
きな回路損失が生じることとなる。
【０００８】動作が周期的に進み、共振用コンデンサＣ
r の両端に主変圧器Ｔ1 の１次巻線Ｎ1 が接続され、２
次巻線Ｎ2 ，Ｎ3 および、整流ダイオードＤ5 およびＤ
6 ，平滑コイルＬ0 および平滑コンデンサＣ0 による整
流回路を経て負荷抵抗Ｒに直流電圧Ｅ0 が得られ、回路
損失を無視すれば、直流電圧Ｅ0 は共振用コンデンサＣ
r 端の電圧に比例した電圧が得られることになる。
r の両端に主変圧器Ｔ1 の１次巻線Ｎ1 が接続され、２
次巻線Ｎ2 ，Ｎ3 および、整流ダイオードＤ5 およびＤ
6 ，平滑コイルＬ0 および平滑コンデンサＣ0 による整
流回路を経て負荷抵抗Ｒに直流電圧Ｅ0 が得られ、回路
損失を無視すれば、直流電圧Ｅ0 は共振用コンデンサＣ
r 端の電圧に比例した電圧が得られることになる。
【０００９】平滑コイルＬ0 に電流が流れている場合に
は、図４（２）に示す出力特性が得られ、常に零電位を
初期値とした共振電圧となる。しかし、平滑コイルＬ0
および共振用コンデンサＣr の電流が微小になると、電
流の不連続特性があらわれ、図５（２）のＶC に示すよ
うな出力電圧特性となり、コンデンサ電圧Ｖｃは平滑コ
イルＬ0 に連続電流が流れているときに比し非常に高い
過大な電圧が発生することになる。
は、図４（２）に示す出力特性が得られ、常に零電位を
初期値とした共振電圧となる。しかし、平滑コイルＬ0
および共振用コンデンサＣr の電流が微小になると、電
流の不連続特性があらわれ、図５（２）のＶC に示すよ
うな出力電圧特性となり、コンデンサ電圧Ｖｃは平滑コ
イルＬ0 に連続電流が流れているときに比し非常に高い
過大な電圧が発生することになる。
【００１０】本発明は、このような従来の技術が有する
問題点に着目してなされたもので、出力軽負荷時、環流
回路を生じるよう制御回路を設け、その効果で共振コン
デンサの充電極性を反転させ、共振電流によって生じる
スイッチング素子のストレスや回路損失を最小にしたス
イッチング電源の制御方法を提供することを目的として
いる。
問題点に着目してなされたもので、出力軽負荷時、環流
回路を生じるよう制御回路を設け、その効果で共振コン
デンサの充電極性を反転させ、共振電流によって生じる
スイッチング素子のストレスや回路損失を最小にしたス
イッチング電源の制御方法を提供することを目的として
いる。
【００１１】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めの本発明の要旨とするところは、電流共振並列形のス
イッチング電源の制御方法において、出力負荷電流が軽
減した際、共振コンデンサ電圧が上昇し共振電流が増大
することにより回路損失が増大する現象を防止するよう
環流回路を設け、共振回路の両端子を結ぶ閉回路を形成
し、充電極性を一旦反転させてから動作を開始するよう
制御することを特徴とするスイッチング電源の制御方法
に存する。
めの本発明の要旨とするところは、電流共振並列形のス
イッチング電源の制御方法において、出力負荷電流が軽
減した際、共振コンデンサ電圧が上昇し共振電流が増大
することにより回路損失が増大する現象を防止するよう
環流回路を設け、共振回路の両端子を結ぶ閉回路を形成
し、充電極性を一旦反転させてから動作を開始するよう
制御することを特徴とするスイッチング電源の制御方法
に存する。
【００１２】
【作用】従来のスイッチング電源回路は負荷が軽くなっ
た際、スイッチング開始時共振コンデンサの初期電圧の
極性がスイッチングの入力直流電源電圧と等価的に直列
加算されており、スイッチング素子が動作する度に回路
に過大電流が流れ多大なストレスが加わるのに対し、本
発明は、負荷が軽くなって前記のごとき問題が生じるよ
うな場合、共振動作が終了後、定められた回路素子をオ
ンさせて共振コンデンサの両端子を導通させすることに
より、共振コンデンサの充電極性を一旦反転させ、入力
直流電圧と逆向きの極性に再充電を行なうことにより、
スイッチングにおける共振電流および共振電圧のピーク
を抑えて低減させ、回路ストレスおよび回路損失をきわ
めて少なく抑えるものである。
た際、スイッチング開始時共振コンデンサの初期電圧の
極性がスイッチングの入力直流電源電圧と等価的に直列
加算されており、スイッチング素子が動作する度に回路
に過大電流が流れ多大なストレスが加わるのに対し、本
発明は、負荷が軽くなって前記のごとき問題が生じるよ
うな場合、共振動作が終了後、定められた回路素子をオ
ンさせて共振コンデンサの両端子を導通させすることに
より、共振コンデンサの充電極性を一旦反転させ、入力
直流電圧と逆向きの極性に再充電を行なうことにより、
スイッチングにおける共振電流および共振電圧のピーク
を抑えて低減させ、回路ストレスおよび回路損失をきわ
めて少なく抑えるものである。
【００１３】
【実施例】以下、図面に基づき本発明の一実施例を説明
する。図１は共振形スイッチング電源の回路の一例を示
している。
する。図１は共振形スイッチング電源の回路の一例を示
している。
【００１４】直流電源Ｅがブリッジ状に配置したスイッ
チＳ1 〜Ｓ4 に接続され、各スイッチＳ1 〜Ｓ4 にダイ
オード素子Ｄ1 〜Ｄ4 が並列に接続されている。スイッ
チＳ1 ，Ｓ2 の接続点とスイッチＳ3 ，Ｓ4 の接続点間
に、共振用インダクタＬr および共振用コンデンサＣr
が接続され、共振用コンデンサＣr は主変圧器Ｔ1の１
次巻線Ｎ1 に並列に接続されている。変圧器の巻線の巻
き始めは・で示してある。スイッチＳ1 〜Ｓ4 は一般に
トランジスタやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素
子が用いられる。
チＳ1 〜Ｓ4 に接続され、各スイッチＳ1 〜Ｓ4 にダイ
オード素子Ｄ1 〜Ｄ4 が並列に接続されている。スイッ
チＳ1 ，Ｓ2 の接続点とスイッチＳ3 ，Ｓ4 の接続点間
に、共振用インダクタＬr および共振用コンデンサＣr
が接続され、共振用コンデンサＣr は主変圧器Ｔ1の１
次巻線Ｎ1 に並列に接続されている。変圧器の巻線の巻
き始めは・で示してある。スイッチＳ1 〜Ｓ4 は一般に
トランジスタやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素
子が用いられる。
【００１５】主変圧器Ｔ1 の２次巻線Ｎ2 ，Ｎ3 は直列
に接続構成され、中性点は平滑コンデンサＣ0 の−極と
出力端子の−極ならびに負荷抵抗負荷抵抗Ｒの片端に接
続されている。２次巻線Ｎ2 の巻き始めは整流ダイオー
ドＤ5 整流ダイオードＤ5 のアノード端に、２次巻線Ｎ
3 の巻き終り端は整流ダイオードＤ6 のアノード端に接
続されている。整流ダイオードＤ5 ，Ｄ6 のカソード端
は共通に接続して平滑コイルＬ0 の片端に接続されてい
る。平滑コイルＬ0 の一方の片端は平滑コンデンサＣ0
の＋極と出力端子に接続され、出力端子には負荷抵抗Ｒ
が接続されている。
に接続構成され、中性点は平滑コンデンサＣ0 の−極と
出力端子の−極ならびに負荷抵抗負荷抵抗Ｒの片端に接
続されている。２次巻線Ｎ2 の巻き始めは整流ダイオー
ドＤ5 整流ダイオードＤ5 のアノード端に、２次巻線Ｎ
3 の巻き終り端は整流ダイオードＤ6 のアノード端に接
続されている。整流ダイオードＤ5 ，Ｄ6 のカソード端
は共通に接続して平滑コイルＬ0 の片端に接続されてい
る。平滑コイルＬ0 の一方の片端は平滑コンデンサＣ0
の＋極と出力端子に接続され、出力端子には負荷抵抗Ｒ
が接続されている。
【００１６】次に作用を説明する。
【００１７】図３（１）はスイッチＳ1 〜Ｓ4 のオンオ
フ動作タイミングを示し、オンはスイッチが閉じている
状態、オフはスイッチが開いている状態を表わしてい
る。通常動作において、平滑コイルＬ0 に流れている電
流Ｉ0 の減衰特性がスイッチング動作周期に比べて十分
大きな定数とすれば、共振回路の動作を行なう期間にお
いては電流変化はきわめて少なく、一定電流とみなすこ
とができる。
フ動作タイミングを示し、オンはスイッチが閉じている
状態、オフはスイッチが開いている状態を表わしてい
る。通常動作において、平滑コイルＬ0 に流れている電
流Ｉ0 の減衰特性がスイッチング動作周期に比べて十分
大きな定数とすれば、共振回路の動作を行なう期間にお
いては電流変化はきわめて少なく、一定電流とみなすこ
とができる。
【００１８】スイッチＳ1 〜Ｓ4 がオフの状態におい
て、２次回路電流はＬ0 →Ｒ→Ｔ1 （２次巻線の中点）
→Ｎ2 （Ｎ3 ）→Ｄ5 のアノード（Ｄ6 のアノード）→
Ｄ5 ，Ｄ6 のカソード→Ｌ0 の回路で循環電流が流れて
いる。この状態では、平滑コイルＬ0 の循環電流は２次
巻線Ｎ2 では巻き終り端から２次巻線Ｎ3 では巻き始め
端から流れ、２次巻線Ｎ2 ，Ｎ3 には互いに逆方向の極
性で電流が流れており、主変圧器Ｔ1 の磁束は互いに打
消されて巻線には起電圧が発生しない。
て、２次回路電流はＬ0 →Ｒ→Ｔ1 （２次巻線の中点）
→Ｎ2 （Ｎ3 ）→Ｄ5 のアノード（Ｄ6 のアノード）→
Ｄ5 ，Ｄ6 のカソード→Ｌ0 の回路で循環電流が流れて
いる。この状態では、平滑コイルＬ0 の循環電流は２次
巻線Ｎ2 では巻き終り端から２次巻線Ｎ3 では巻き始め
端から流れ、２次巻線Ｎ2 ，Ｎ3 には互いに逆方向の極
性で電流が流れており、主変圧器Ｔ1 の磁束は互いに打
消されて巻線には起電圧が発生しない。
【００１９】この状態において、図１の回路に示すスイ
ッチＳ1 とスイッチＳ4 とが同時にオンになると、１次
回路電流は、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →Ｅ(-)
の閉回路で電流Ｉr が流れる。初期状態においては、主
変圧器Ｔ1 の１次巻線Ｎ1 には２次巻線と同様に起電圧
が発生せず、共振電流Ｉr は２次電流を１次電流に換算
した電流値に至る期間だけ、Ｓ1 →Ｌr →Ｔ1 （Ｎ1 ）
→Ｓ4 の回路を流れる。この期間にも共振用コンデンサ
Ｃr には起電圧が発生しない。
ッチＳ1 とスイッチＳ4 とが同時にオンになると、１次
回路電流は、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →Ｅ(-)
の閉回路で電流Ｉr が流れる。初期状態においては、主
変圧器Ｔ1 の１次巻線Ｎ1 には２次巻線と同様に起電圧
が発生せず、共振電流Ｉr は２次電流を１次電流に換算
した電流値に至る期間だけ、Ｓ1 →Ｌr →Ｔ1 （Ｎ1 ）
→Ｓ4 の回路を流れる。この期間にも共振用コンデンサ
Ｃr には起電圧が発生しない。
【００２０】巻線の１次等価電流はＩ01＝Ｎ2・Ｉ0／Ｎ1
の関係にあるので、共振電流ＩrがＩ01の値に至ると、
回路電流は、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr→ＴN1（Ｃr ）→Ｓ4
→Ｅ(-) の経路で流れる。そして、このような通常動作
下の条件での共振電流Ｉrおよび共振コンデンサ電圧Ｖ
ｃは通常動作では過大電流や電圧が発生することがな
く、図４（２）に示すように適切に動作する。
の関係にあるので、共振電流ＩrがＩ01の値に至ると、
回路電流は、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr→ＴN1（Ｃr ）→Ｓ4
→Ｅ(-) の経路で流れる。そして、このような通常動作
下の条件での共振電流Ｉrおよび共振コンデンサ電圧Ｖ
ｃは通常動作では過大電流や電圧が発生することがな
く、図４（２）に示すように適切に動作する。
【００２１】次に本発明の特徴に係る動作である出力負
荷電流が軽減した場合について説明する。
荷電流が軽減した場合について説明する。
【００２２】共振用コンデンサＣr には初期電圧として
−Ｖ0が図３（２）に示す極性で充電されているものと
し、その状態でスイッチＳ1 ，Ｓ4 がオン状態になる
と、共振電流ｉr はＥ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →
Ｅ(-) の経路で流れるとともに、共振用コンデンサＣr
と並列に接続されている１次巻線Ｎ1 に分流され、図３
（２）に示す期間１の電圧が得られる。
−Ｖ0が図３（２）に示す極性で充電されているものと
し、その状態でスイッチＳ1 ，Ｓ4 がオン状態になる
と、共振電流ｉr はＥ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →
Ｅ(-) の経路で流れるとともに、共振用コンデンサＣr
と並列に接続されている１次巻線Ｎ1 に分流され、図３
（２）に示す期間１の電圧が得られる。
【００２３】共振動作が終了すると共振用コンデンサＣ
r の電圧は平滑コイルＬ0 に連続電流が流れている場合
は主変圧器Ｔ1 を介して出力に電流が流れ、時間の経過
とともに放電し電圧は次第に低下する。しかし、負荷が
軽くて出力電流が少ない場合には平滑コイルＬ0 の電流
が不連続となり、共振用コンデンサＣr の電圧は放電す
ることなく図３（２）の期間２に示すように電圧Ｖ2 を
維持し続ける。
r の電圧は平滑コイルＬ0 に連続電流が流れている場合
は主変圧器Ｔ1 を介して出力に電流が流れ、時間の経過
とともに放電し電圧は次第に低下する。しかし、負荷が
軽くて出力電流が少ない場合には平滑コイルＬ0 の電流
が不連続となり、共振用コンデンサＣr の電圧は放電す
ることなく図３（２）の期間２に示すように電圧Ｖ2 を
維持し続ける。
【００２４】次の動作として図３（１）に示すように、
スイッチＳ３を一旦オンにすることにより共振用コンデ
ンサＣr の電荷はＣr →Ｌr →Ｄ1 →Ｓ3 →Ｃr の閉回
路で電流ｉc が流れ、期間３から期間４に至って電圧は
Ｖ3 からＶ4 に電圧の極性が反転する。期間４の経過後
にスイッチＳ2，Ｓ3 が同時にオンになると回路電流ｉr
は共振用コンデンサＣr の初期値電圧Ｖ5 に逆らう極
性で閉回路Ｅ(+) →Ｓ3 →Ｃr （Ｎ1 ）→Ｌr →Ｓ3 →
Ｅ(-) で電流が流れ、図３（２）に示すように、図５
（２）に示すものに比し電圧値および電流値のピークを
抑えた特性を得ている。
スイッチＳ３を一旦オンにすることにより共振用コンデ
ンサＣr の電荷はＣr →Ｌr →Ｄ1 →Ｓ3 →Ｃr の閉回
路で電流ｉc が流れ、期間３から期間４に至って電圧は
Ｖ3 からＶ4 に電圧の極性が反転する。期間４の経過後
にスイッチＳ2，Ｓ3 が同時にオンになると回路電流ｉr
は共振用コンデンサＣr の初期値電圧Ｖ5 に逆らう極
性で閉回路Ｅ(+) →Ｓ3 →Ｃr （Ｎ1 ）→Ｌr →Ｓ3 →
Ｅ(-) で電流が流れ、図３（２）に示すように、図５
（２）に示すものに比し電圧値および電流値のピークを
抑えた特性を得ている。
【００２５】このように、スイッチＳ1 ，Ｓ4 のオン動
作後、スイッチＳ2 ，Ｓ3 がオン動作する直前にスイッ
チＳ3 のみを一旦オンにすることにより、共振用コンデ
ンサＣr の電圧極性を反転させ、共振電流ｉr を最小値
にするようにしている。
作後、スイッチＳ2 ，Ｓ3 がオン動作する直前にスイッ
チＳ3 のみを一旦オンにすることにより、共振用コンデ
ンサＣr の電圧極性を反転させ、共振電流ｉr を最小値
にするようにしている。
【００２６】
【発明の効果】本発明に係るスイッチング電源の制御方
法によれば、スイッチング開始時、入力直流電圧に対し
て打消すように共振コンデンサの充電電圧を定めること
ができるようにしたから、共振コンデンサ電圧上昇を防
止し、共振電流によって生じるスイッチング素子のスト
レスや回路損失を最小にし、特に負荷電流が極めて小さ
い場合に効果がある。
法によれば、スイッチング開始時、入力直流電圧に対し
て打消すように共振コンデンサの充電電圧を定めること
ができるようにしたから、共振コンデンサ電圧上昇を防
止し、共振電流によって生じるスイッチング素子のスト
レスや回路損失を最小にし、特に負荷電流が極めて小さ
い場合に効果がある。
【図１】本発明の一実施例を適用すべき共振形スイッチ
ング電源の一例を示す回路図である。
ング電源の一例を示す回路図である。
【図２】従来技術を説明するための共振形スイッチング
電源の一例を示す回路図である。
電源の一例を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施例の動作をあらわすタイミング
図である。
図である。
【図４】通常動作をあらわすタイミング図である。
【図５】従来、負荷が微小で電圧値，電流値のピークが
高くなっている状態をあらわすタイミング図である。
高くなっている状態をあらわすタイミング図である。
Ｓ1 〜Ｓ4 …スイッチ Ｄ1 〜Ｄ4 …ダイオード素子 Ｌr …共振用インダクタ Ｃr …共振用コンデンサ Ｔ1 …主変圧器 Ｎ1 …１次巻線 Ｎ1 ，Ｎ2 …１次巻線 Ｄ5 ，Ｄ6 …整流ダイオード Ｌ0 …平滑コイル Ｃ0 …平滑コンデンサ Ｒ…負荷抵抗
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成５年２月５日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】明細書
【発明の名称】スイッチング電源の制御方法
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源の制
御方法に関し、共振方式のスイッチング回路を用いて直
流電圧や電流を得ようとする電源回路全般に適用するも
のである。
御方法に関し、共振方式のスイッチング回路を用いて直
流電圧や電流を得ようとする電源回路全般に適用するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】他励式のスイッチング電源には、出力電
圧の制御方式としてオン時間が一定で周波数（周期）を
制御するＦＭ制御方式、周波数を一定としてオフ時間を
制御するＰＷＭ制御方式、また双方の制御を組み合わせ
た制御方式（ＦＭ／ＰＷＭ混合）等がある。各方式には
それぞれ特徴があり、ＦＭ制御方式は周期可変方式のた
め、制御条件により大幅に周波数が変位し、低周波数動
作領域においては可聴周波数帯となり騒音として耳障り
な不快音を感じるという欠点がある。ＰＷＭ制御方式
は、共振電流が通流中にスイッチ素子をオンオフさせる
ため、電流遮断時のスイッチング損失が増大し変換効率
を低下させるという欠点がある。また、ＦＭ／ＰＷＭ混
合制御方式は、通常運転においてはＦＭ制御方式で動作
し、出力負荷が軽くなるかもしくは出力電圧を低下する
際のみにＰＷＭ制御方式で行なう。
圧の制御方式としてオン時間が一定で周波数（周期）を
制御するＦＭ制御方式、周波数を一定としてオフ時間を
制御するＰＷＭ制御方式、また双方の制御を組み合わせ
た制御方式（ＦＭ／ＰＷＭ混合）等がある。各方式には
それぞれ特徴があり、ＦＭ制御方式は周期可変方式のた
め、制御条件により大幅に周波数が変位し、低周波数動
作領域においては可聴周波数帯となり騒音として耳障り
な不快音を感じるという欠点がある。ＰＷＭ制御方式
は、共振電流が通流中にスイッチ素子をオンオフさせる
ため、電流遮断時のスイッチング損失が増大し変換効率
を低下させるという欠点がある。また、ＦＭ／ＰＷＭ混
合制御方式は、通常運転においてはＦＭ制御方式で動作
し、出力負荷が軽くなるかもしくは出力電圧を低下する
際のみにＰＷＭ制御方式で行なう。
【０００３】これに対し、共振形スイッチング電源は、
電流もしくは電圧が零値のときにスイッチング動作を行
なうことによりスイッチング損失をなくし変換効率を高
めることができるものである。
電流もしくは電圧が零値のときにスイッチング動作を行
なうことによりスイッチング損失をなくし変換効率を高
めることができるものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、共振形
スイッチング電源にあっても、出力負荷が軽くなると、
共振コンデンサに残留電圧が生じる。そして、次のスイ
ッチング動作に移行した場合、共振コンデンサの残留電
圧のため、過大な共振電流が流れ、回路部品やスイッチ
ング素子に過大なストレスが加わり、大きな回路損失と
なる。
スイッチング電源にあっても、出力負荷が軽くなると、
共振コンデンサに残留電圧が生じる。そして、次のスイ
ッチング動作に移行した場合、共振コンデンサの残留電
圧のため、過大な共振電流が流れ、回路部品やスイッチ
ング素子に過大なストレスが加わり、大きな回路損失と
なる。
【０００５】図２に示す共振形スイッチング電源回路は
共振用インダクタＬr および共振用コンデンサＣr によ
る共振回路を示す。コンデンサ電圧ＶC の初期電圧をＶ
0 ，共振電流Ｉr の初期電流をＩ0 とし、初期条件とし
て、Ｖ0 ，Ｉ0 は零の状態からスイッチＳ1 ，Ｓ4 がオ
ンになるものとすれば、図４（２）に示す電圧波形とな
り、主変圧器Ｔ1 を介して直流出力部へコンデンサ電圧
Ｖc が伝達される。
共振用インダクタＬr および共振用コンデンサＣr によ
る共振回路を示す。コンデンサ電圧ＶC の初期電圧をＶ
0 ，共振電流Ｉr の初期電流をＩ0 とし、初期条件とし
て、Ｖ0 ，Ｉ0 は零の状態からスイッチＳ1 ，Ｓ4 がオ
ンになるものとすれば、図４（２）に示す電圧波形とな
り、主変圧器Ｔ1 を介して直流出力部へコンデンサ電圧
Ｖc が伝達される。
【０００６】負荷電流が微小電流であると、直流出力部
の平滑コイルＬ0の電流が不連続特性（断続電流）を示
し、共振回路の動作は次のようになる。共振用コンデン
サＣr には前回動作終了時の極性で初期電圧が充電され
ており、この状態でスイッチＳ1 ，Ｓ4 が同時にオンに
なると、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →Ｅ(-) の回
路が構成され、電流Ｉr が流れ、図５（２）の初期に示
す電圧と電流が得られる。次の動作でスイッチＳ2 ，Ｓ
3 がオンになると、共振用コンデンサＣrの初期電圧は
Ｖ0 となる。
の平滑コイルＬ0の電流が不連続特性（断続電流）を示
し、共振回路の動作は次のようになる。共振用コンデン
サＣr には前回動作終了時の極性で初期電圧が充電され
ており、この状態でスイッチＳ1 ，Ｓ4 が同時にオンに
なると、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →Ｅ(-) の回
路が構成され、電流Ｉr が流れ、図５（２）の初期に示
す電圧と電流が得られる。次の動作でスイッチＳ2 ，Ｓ
3 がオンになると、共振用コンデンサＣrの初期電圧は
Ｖ0 となる。
【０００７】この関係は、直流電源Ｅの電圧と電圧Ｖ0
が加算された状態を示し、図５（２）に示すように回路
電流Ｉr は余剰な過大な共振電流となり、結果として大
きな回路損失が生じることとなる。
が加算された状態を示し、図５（２）に示すように回路
電流Ｉr は余剰な過大な共振電流となり、結果として大
きな回路損失が生じることとなる。
【０００８】動作が周期的に進み、共振用コンデンサＣ
r の両端に主変圧器Ｔ1 の１次巻線Ｎ1 が接続され、２
次巻線Ｎ2 ，Ｎ3 および、整流ダイオードＤ5 およびＤ
6 ，平滑コイルＬ0 および平滑コンデンサＣ0 による整
流回路を経て負荷抵抗Ｒに直流電圧Ｅ0 が得られ、回路
損失を無視すれば、直流電圧Ｅ0 は共振用コンデンサＣ
r 端の平均電圧に比例した電圧が得られることになる。
r の両端に主変圧器Ｔ1 の１次巻線Ｎ1 が接続され、２
次巻線Ｎ2 ，Ｎ3 および、整流ダイオードＤ5 およびＤ
6 ，平滑コイルＬ0 および平滑コンデンサＣ0 による整
流回路を経て負荷抵抗Ｒに直流電圧Ｅ0 が得られ、回路
損失を無視すれば、直流電圧Ｅ0 は共振用コンデンサＣ
r 端の平均電圧に比例した電圧が得られることになる。
【０００９】平滑コイルＬ0 に電流が流れている場合に
は、図４（２）に示す出力特性が得られ、常に零電位を
初期値（Ｖ0 ＝０）とした共振電圧となる。しかし、平
滑コイルＬ0 の電流が微小になると、電流の不連続特性
があらわれ、図５（２）のＶC に示すような出力電圧特
性となり、コンデンサ電圧Ｖｃは平滑コイルＬ0 に連続
電流が流れているときに比し非常に高い過大な電圧が発
生することになる。
は、図４（２）に示す出力特性が得られ、常に零電位を
初期値（Ｖ0 ＝０）とした共振電圧となる。しかし、平
滑コイルＬ0 の電流が微小になると、電流の不連続特性
があらわれ、図５（２）のＶC に示すような出力電圧特
性となり、コンデンサ電圧Ｖｃは平滑コイルＬ0 に連続
電流が流れているときに比し非常に高い過大な電圧が発
生することになる。
【００１０】本発明は、このような従来の技術が有する
問題点に着目してなされたもので、出力軽負荷時、環流
回路を生じるよう制御回路を設け、その効果で共振コン
デンサの充電極性を反転させ、共振電流によって生じる
スイッチング素子のストレスや回路損失を最小にしたス
イッチング電源の制御方法を提供することを目的として
いる。
問題点に着目してなされたもので、出力軽負荷時、環流
回路を生じるよう制御回路を設け、その効果で共振コン
デンサの充電極性を反転させ、共振電流によって生じる
スイッチング素子のストレスや回路損失を最小にしたス
イッチング電源の制御方法を提供することを目的として
いる。
【００１１】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めの本発明の要旨とするところは、電流共振並列形のス
イッチング電源の制御方法において、出力負荷電流が軽
減した際、共振コンデンサ電圧が上昇し共振電流が増大
することにより回路損失が増大する現象を防止するよう
環流回路を設け、共振回路の両端子を結ぶ閉回路を形成
し、充電極性を一旦反転させてから動作を開始するよう
制御することを特徴とするスイッチング電源の制御方法
に存する。
めの本発明の要旨とするところは、電流共振並列形のス
イッチング電源の制御方法において、出力負荷電流が軽
減した際、共振コンデンサ電圧が上昇し共振電流が増大
することにより回路損失が増大する現象を防止するよう
環流回路を設け、共振回路の両端子を結ぶ閉回路を形成
し、充電極性を一旦反転させてから動作を開始するよう
制御することを特徴とするスイッチング電源の制御方法
に存する。
【００１２】
【作用】従来のスイッチング電源回路は負荷が軽くなっ
た際、スイッチング開始時共振コンデンサの初期電圧の
極性がスイッチングの入力直流電源電圧と等価的に直列
加算されており、スイッチング素子が動作する度に回路
に過大電流が流れ多大なストレスが加わるのに対し、本
発明は、負荷が軽くなって前記のごとき問題が生じるよ
うな場合、共振動作が終了後、定められた回路素子をオ
ンさせて共振コンデンサの両端子を導通させることによ
り、共振コンデンサの充電極性を一旦反転させ、入力直
流電圧と逆向きの極性に再充電を行なうことにより、ス
イッチングにおける共振電流および共振電圧のピークを
抑えて低減させ、回路ストレスおよび回路損失をきわめ
て少なく抑えるものである。
た際、スイッチング開始時共振コンデンサの初期電圧の
極性がスイッチングの入力直流電源電圧と等価的に直列
加算されており、スイッチング素子が動作する度に回路
に過大電流が流れ多大なストレスが加わるのに対し、本
発明は、負荷が軽くなって前記のごとき問題が生じるよ
うな場合、共振動作が終了後、定められた回路素子をオ
ンさせて共振コンデンサの両端子を導通させることによ
り、共振コンデンサの充電極性を一旦反転させ、入力直
流電圧と逆向きの極性に再充電を行なうことにより、ス
イッチングにおける共振電流および共振電圧のピークを
抑えて低減させ、回路ストレスおよび回路損失をきわめ
て少なく抑えるものである。
【００１３】
【実施例】以下、図面に基づき本発明の一実施例を説明
する。図１は共振形スイッチング電源の回路の一例を示
している。
する。図１は共振形スイッチング電源の回路の一例を示
している。
【００１４】直流電源Ｅがブリッジ状に配置したスイッ
チＳ1 〜Ｓ4 に接続され、各スイッチＳ1 〜Ｓ4 にダイ
オード素子Ｄ1 〜Ｄ4 が並列に接続されている。スイッ
チＳ1 ，Ｓ2 の接続点とスイッチＳ3 ，Ｓ4 の接続点間
に、共振用インダクタＬr および共振用コンデンサＣr
が接続され、共振用コンデンサＣr は主変圧器Ｔ1の１
次巻線Ｎ1 に並列に接続されている。変圧器の巻線の巻
き始めは・で示してある。スイッチＳ1 〜Ｓ4 は一般に
トランジスタやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素
子が用いられる。
チＳ1 〜Ｓ4 に接続され、各スイッチＳ1 〜Ｓ4 にダイ
オード素子Ｄ1 〜Ｄ4 が並列に接続されている。スイッ
チＳ1 ，Ｓ2 の接続点とスイッチＳ3 ，Ｓ4 の接続点間
に、共振用インダクタＬr および共振用コンデンサＣr
が接続され、共振用コンデンサＣr は主変圧器Ｔ1の１
次巻線Ｎ1 に並列に接続されている。変圧器の巻線の巻
き始めは・で示してある。スイッチＳ1 〜Ｓ4 は一般に
トランジスタやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素
子が用いられる。
【００１５】主変圧器Ｔ1 の２次巻線Ｎ2 ，Ｎ3 は直列
に接続構成され、中性点は平滑コンデンサＣ0 の−極と
出力端子の−極ならびに負荷抵抗負荷抵抗Ｒの片端に接
続されている。２次巻線Ｎ2 の巻き始めは整流ダイオー
ドＤ5 のアノード端に、２次巻線Ｎ3 の巻き終り端は整
流ダイオードＤ6 のアノード端に接続されている。整流
ダイオードＤ5 ，Ｄ6 のカソード端は共通に接続して平
滑コイルＬ0 の片端に接続されている。平滑コイルＬ0
の一方の片端は平滑コンデンサＣ0 の＋極と出力端子に
接続され、出力端子には負荷抵抗Ｒが接続されている。
に接続構成され、中性点は平滑コンデンサＣ0 の−極と
出力端子の−極ならびに負荷抵抗負荷抵抗Ｒの片端に接
続されている。２次巻線Ｎ2 の巻き始めは整流ダイオー
ドＤ5 のアノード端に、２次巻線Ｎ3 の巻き終り端は整
流ダイオードＤ6 のアノード端に接続されている。整流
ダイオードＤ5 ，Ｄ6 のカソード端は共通に接続して平
滑コイルＬ0 の片端に接続されている。平滑コイルＬ0
の一方の片端は平滑コンデンサＣ0 の＋極と出力端子に
接続され、出力端子には負荷抵抗Ｒが接続されている。
【００１６】次に作用を説明する。
【００１７】図３（１）はスイッチＳ1 〜Ｓ4 のオンオ
フ動作タイミングを示し、オンはスイッチが閉じている
状態、オフはスイッチが開いている状態を表わしてい
る。通常動作において、平滑コイルＬ0 に流れている電
流Ｉ0 の減衰特性がスイッチング動作周期に比べて十分
大きな定数とすれば、共振回路の動作を行なう期間にお
いては電流変化はきわめて少なく、一定電流とみなすこ
とができる。
フ動作タイミングを示し、オンはスイッチが閉じている
状態、オフはスイッチが開いている状態を表わしてい
る。通常動作において、平滑コイルＬ0 に流れている電
流Ｉ0 の減衰特性がスイッチング動作周期に比べて十分
大きな定数とすれば、共振回路の動作を行なう期間にお
いては電流変化はきわめて少なく、一定電流とみなすこ
とができる。
【００１８】スイッチＳ1 〜Ｓ4 がオフの状態におい
て、２次回路電流はＬ0 →Ｒ→Ｔ1 （２次巻線の中点）
→Ｎ2 （Ｎ3 ）→Ｄ5 のアノード（Ｄ6 のアノード）→
Ｄ5 ，Ｄ6 のカソード→Ｌ0 の回路で循環電流が流れて
いる。この状態では、平滑コイルＬ0 の循環電流は２次
巻線Ｎ2 では巻き終り端から２次巻線Ｎ3 では巻き始め
端から流れ、２次巻線Ｎ2 ，Ｎ3 には互いに逆方向の極
性で電流が流れており、主変圧器Ｔ1 の磁束は互いに打
消されて巻線には起電圧が発生しない。
て、２次回路電流はＬ0 →Ｒ→Ｔ1 （２次巻線の中点）
→Ｎ2 （Ｎ3 ）→Ｄ5 のアノード（Ｄ6 のアノード）→
Ｄ5 ，Ｄ6 のカソード→Ｌ0 の回路で循環電流が流れて
いる。この状態では、平滑コイルＬ0 の循環電流は２次
巻線Ｎ2 では巻き終り端から２次巻線Ｎ3 では巻き始め
端から流れ、２次巻線Ｎ2 ，Ｎ3 には互いに逆方向の極
性で電流が流れており、主変圧器Ｔ1 の磁束は互いに打
消されて巻線には起電圧が発生しない。
【００１９】この状態において、図１の回路に示すスイ
ッチＳ1 とスイッチＳ4 とが同時にオンになると、１次
回路電流は、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →Ｅ(-)
の閉回路で電流Ｉr が流れる。初期状態においては、主
変圧器Ｔ1 の１次巻線Ｎ1 には２次巻線と同様に起電圧
が発生せず、共振電流Ｉr は２次電流を１次電流に換算
した電流値に至る期間だけ、Ｓ1 →Ｌr →Ｔ1 （Ｎ1 ）
→Ｓ4 の回路を流れる。この期間にも共振用コンデンサ
Ｃr には起電圧が発生しない。
ッチＳ1 とスイッチＳ4 とが同時にオンになると、１次
回路電流は、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →Ｅ(-)
の閉回路で電流Ｉr が流れる。初期状態においては、主
変圧器Ｔ1 の１次巻線Ｎ1 には２次巻線と同様に起電圧
が発生せず、共振電流Ｉr は２次電流を１次電流に換算
した電流値に至る期間だけ、Ｓ1 →Ｌr →Ｔ1 （Ｎ1 ）
→Ｓ4 の回路を流れる。この期間にも共振用コンデンサ
Ｃr には起電圧が発生しない。
【００２０】巻線の１次等価電流Ｉ01はＩ01＝Ｎ2・Ｉ0
／Ｎ1 の関係にあるので、共振電流Ｉr がＩ01の値に至
ると、回路電流は、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr →ＴN1（Ｃr ）
→Ｓ4 →Ｅ(-) の経路で流れる。そして、このような通
常動作下の条件での共振電流Ｉr および共振コンデンサ
電圧Ｖｃは通常動作では過大電流や電圧が発生すること
がなく、図４（２）に示すように適切に動作する。
／Ｎ1 の関係にあるので、共振電流Ｉr がＩ01の値に至
ると、回路電流は、Ｅ(+) →Ｓ1 →Ｌr →ＴN1（Ｃr ）
→Ｓ4 →Ｅ(-) の経路で流れる。そして、このような通
常動作下の条件での共振電流Ｉr および共振コンデンサ
電圧Ｖｃは通常動作では過大電流や電圧が発生すること
がなく、図４（２）に示すように適切に動作する。
【００２１】次に本発明の特徴に係る動作である出力負
荷電流が軽減した場合について説明する。
荷電流が軽減した場合について説明する。
【００２２】共振用コンデンサＣr には初期電圧として
−Ｖ0が図３（２）に示す極性で充電されているものと
し、その状態でスイッチＳ1 ，Ｓ4 がオン状態になる
と、共振電流Ｉr はＥ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →
Ｅ(-) の経路で流れるとともに、共振用コンデンサＣr
と並列に接続されている１次巻線Ｎ1 に分流され、図３
（２）に示す期間１の電圧が得られる。
−Ｖ0が図３（２）に示す極性で充電されているものと
し、その状態でスイッチＳ1 ，Ｓ4 がオン状態になる
と、共振電流Ｉr はＥ(+) →Ｓ1 →Ｌr →Ｃr →Ｓ4 →
Ｅ(-) の経路で流れるとともに、共振用コンデンサＣr
と並列に接続されている１次巻線Ｎ1 に分流され、図３
（２）に示す期間１の電圧が得られる。
【００２３】共振動作が終了すると共振用コンデンサＣ
r の電圧は平滑コイルＬ0 に連続電流が流れている場合
は主変圧器Ｔ1 を介して出力に電流が流れ、時間の経過
とともに放電し電圧は次第に低下する。しかし、負荷が
軽くて出力電流が少ない場合には平滑コイルＬ0 の電流
が不連続となり、共振用コンデンサＣr の電圧は放電す
ることなく図３（２）の期間２に示すように電圧Ｖ2 を
維持し続ける。
r の電圧は平滑コイルＬ0 に連続電流が流れている場合
は主変圧器Ｔ1 を介して出力に電流が流れ、時間の経過
とともに放電し電圧は次第に低下する。しかし、負荷が
軽くて出力電流が少ない場合には平滑コイルＬ0 の電流
が不連続となり、共振用コンデンサＣr の電圧は放電す
ることなく図３（２）の期間２に示すように電圧Ｖ2 を
維持し続ける。
【００２４】次の動作として図３（１）に示すように、
スイッチＳ３を一旦オンにすることにより共振用コンデ
ンサＣr の電荷はＣr →Ｌr →Ｄ1 →Ｓ3 →Ｃr の閉回
路で電流Ｉc が流れ、期間３から期間４に至って電圧は
Ｖ3 からＶ4 に電圧の極性が反転する。期間４の経過後
にスイッチＳ2，Ｓ3 が同時にオンになると回路電流Ｉr
は共振用コンデンサＣr の初期値電圧Ｖ5 に逆らう極
性で閉回路Ｅ(+) →Ｓ3 →Ｃr （Ｎ1 ）→Ｌr →Ｓ2 →
Ｅ(-) で電流が流れ、図３（２）に示すように、図５
（２）に示すものに比し電圧値および電流値のピークを
抑えた特性を得ている。
スイッチＳ３を一旦オンにすることにより共振用コンデ
ンサＣr の電荷はＣr →Ｌr →Ｄ1 →Ｓ3 →Ｃr の閉回
路で電流Ｉc が流れ、期間３から期間４に至って電圧は
Ｖ3 からＶ4 に電圧の極性が反転する。期間４の経過後
にスイッチＳ2，Ｓ3 が同時にオンになると回路電流Ｉr
は共振用コンデンサＣr の初期値電圧Ｖ5 に逆らう極
性で閉回路Ｅ(+) →Ｓ3 →Ｃr （Ｎ1 ）→Ｌr →Ｓ2 →
Ｅ(-) で電流が流れ、図３（２）に示すように、図５
（２）に示すものに比し電圧値および電流値のピークを
抑えた特性を得ている。
【００２５】このように、スイッチＳ1 ，Ｓ4 のオン動
作後、スイッチＳ2 ，Ｓ3 がオン動作する直前にスイッ
チＳ3 のみを一旦オンにすることにより、共振用コンデ
ンサＣr の電圧極性を反転させ、共振電流Ｉr を最小値
にするようにしている。
作後、スイッチＳ2 ，Ｓ3 がオン動作する直前にスイッ
チＳ3 のみを一旦オンにすることにより、共振用コンデ
ンサＣr の電圧極性を反転させ、共振電流Ｉr を最小値
にするようにしている。
【００２６】
【発明の効果】本発明に係るスイッチング電源の制御方
法によれば、スイッチング開始時、入力直流電圧に対し
て打消すように共振コンデンサの充電電圧を定めること
ができるようにしたから、共振コンデンサ電圧上昇を防
止し、共振電流によって生じるスイッチング素子のスト
レスや回路損失を最小にし、特に負荷電流が極めて小さ
い場合に効果がある。
法によれば、スイッチング開始時、入力直流電圧に対し
て打消すように共振コンデンサの充電電圧を定めること
ができるようにしたから、共振コンデンサ電圧上昇を防
止し、共振電流によって生じるスイッチング素子のスト
レスや回路損失を最小にし、特に負荷電流が極めて小さ
い場合に効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を適用すべき共振形スイッチ
ング電源の一例を示す回路図である。
ング電源の一例を示す回路図である。
【図２】従来技術を説明するための共振形スイッチング
電源の一例を示す回路図である。
電源の一例を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施例の動作をあらわすタイミング
図である。
図である。
【図４】通常動作をあらわすタイミング図である。
【図５】従来、負荷が微小で電圧値，電流値のピークが
高くなっている状態をあらわすタイミング図である。
高くなっている状態をあらわすタイミング図である。
【符号の説明】 Ｓ1 〜Ｓ4 …スイッチ Ｄ1 〜Ｄ4 …ダイオード素子 Ｌr …共振用インダクタ Ｃr …共振用コンデンサ Ｔ1 …主変圧器 Ｎ1 …１次巻線 Ｎ2 ，Ｎ3 …１次巻線 Ｄ5 ，Ｄ6 …整流ダイオード Ｌ0 …平滑コイル Ｃ0 …平滑コンデンサ Ｒ…負荷抵抗
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
Claims (1)
- 【請求項１】電流共振並列形のスイッチング電源の制御
方法において、出力負荷電流が軽減した際、共振コンデ
ンサ電圧が上昇し共振電流が増大することにより回路損
失が増大する現象を防止するよう環流回路を設け、共振
回路の両端子を結ぶ閉回路を形成し、充電極性を一旦反
転させてから動作を開始するよう制御することを特徴と
するスイッチング電源の制御方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3297371A JPH05137332A (ja) | 1991-11-13 | 1991-11-13 | スイツチング電源の制御方法 |
| US07/969,140 US5343377A (en) | 1991-11-13 | 1992-10-30 | Method of controlling switching regulator |
| EP92119208A EP0542197B1 (en) | 1991-11-13 | 1992-11-10 | Method of controlling switching regulator |
| DE69211295T DE69211295T2 (de) | 1991-11-13 | 1992-11-10 | Steuerverfahren für Schaltregler |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3297371A JPH05137332A (ja) | 1991-11-13 | 1991-11-13 | スイツチング電源の制御方法 |
Publications (1)
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|---|---|
| JPH05137332A true JPH05137332A (ja) | 1993-06-01 |
Family
ID=17845626
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP3297371A Pending JPH05137332A (ja) | 1991-11-13 | 1991-11-13 | スイツチング電源の制御方法 |
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Families Citing this family (2)
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Citations (1)
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|---|---|---|---|---|
| JPH02106164A (ja) * | 1988-10-14 | 1990-04-18 | Mitsubishi Electric Corp | 直列共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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- 1992-11-10 EP EP92119208A patent/EP0542197B1/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
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|---|---|---|---|---|
| JPH02106164A (ja) * | 1988-10-14 | 1990-04-18 | Mitsubishi Electric Corp | 直列共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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| US5343377A (en) | 1994-08-30 |
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