JPH07143740A

JPH07143740A - 電源回路

Info

Publication number: JPH07143740A
Application number: JP28307293A
Authority: JP
Inventors: Koji Kishi; 孝治岸; Isamu Kagaya; 勇加賀谷; Hiroyuki Mori; 宏之森
Original assignee: Hitachi Computer Electronics Co Ltd; Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Computer Electronics Co Ltd; Hitachi Ltd
Priority date: 1993-11-12
Filing date: 1993-11-12
Publication date: 1995-06-02

Abstract

(57)【要約】【目的】発振周波数の安定化、かつ、出力の安定化が
可能となる電源回路を提供すること。【構成】電源回路において、直流電源と、基準電源
と、中間タップを有する変圧器と、前記直流電源の一方
の端子と前記変圧器の中間タップとの間に接続される半
導体スイッチと、前記変圧器の他方の端子と前記直流電
源および基準電源の他方の端子との間に接続される平滑
回路と、前記変圧器の一方の端子と前記半導体スイッチ
の駆動端子との間に接続されるコンデンサと、基準電源
の一方の端子と前記半導体スイッチの駆動端子との間に
接続される抵抗と、前記直流電源および基準電源の他方
の端子と前記変圧器の中間タップとの間に接続される還
流用素子とを具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電源に接続され、
電源の入出力間の絶縁もしくは電圧変換を行うスイッチ
ング電源に関し、特に中間タップを持つ変圧器と抵抗、
コンデンサによって出力電圧の安定化を図ることが可能
な電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、直流電源に接続され、変圧器によ
って電圧変換を行うスイッチング電源としては、（１）
他励型スイッチングレギュレータ（改訂スイッチングレ
ギュレータ設計ノウハウＰ．６３「２．８他励型
スイッチングレギュレータとその特徴」参照）、（２）
リンギング・チョーク・コンバータ（改訂スイッチング
レギュレータ設計ノウハウＰ．３７「２．３部品
数の少ないリンギング・チョーク・コンバータ」参照）
等が知られている。

【０００３】前記他励型スイッチングレギュレータは、
三角波発振器を設けて発振周波数を一定に保ち、帰還増
幅器によって半導体スイッチの導通角を制御して出力を
安定化するものであり、半導体スイッチの導通角を制御
方式として、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式が広く採
用されている。

【０００４】また、リンギング・チョーク・コンバータ
は、三角波発振器を設けずに、帰還増幅器と３巻線を有
する変圧器、半導体スイッチによって発振周波数を制御
して出力を安定化するものである。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来技術においては、電源の小形・低価格化を図るに当た
って、下記のような問題点があった。

【０００６】（１）他励型スイッチングレギュレータで
は、回路部品が多数必要であり、低価格化を図りにく
く、また、回路構成が複雑になり、電源の信頼性が低下
するという問題点があった。

【０００７】（２）リンギング・チョーク・コンバータ
では、電源の入出力間に絶縁が必要ない場合において
も、変圧器に３巻線を設ける必要があることから、変圧
器の小形化、低価格化が図りにくいという問題点があっ
たまた、負荷の変動に対する出力安定化を発振周波数を
変化させることによって行っていることから、発振周波
数が高くなった場合に、半導体スイッチの損失が急増す
るという問題があった。

【０００８】本発明は、前記従来技術の問題点を解決す
るためになされたものであり、本発明の目的は、電源回
路において、発振周波数の安定化、かつ、出力の安定化
が可能となる技術を提供することにある。

【０００９】本発明の前記目的並びにその他の目的及び
新規な特徴は、本明細書の記載及び添付図面によって明
らかにする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】前記課題を達成するため
に、本発明の（１）の手段は、電源回路において、直流
電源と、基準電源と、中間タップを有する変圧器と、前
記直流電源の一方の端子と前記変圧器の中間タップとの
間に接続される半導体スイッチと、前記変圧器の他方の
端子と前記直流電源および基準電源の他方の端子との間
に接続される平滑回路と、前記変圧器の一方の端子と前
記半導体スイッチの駆動端子との間に接続されるコンデ
ンサと、基準電源の一方の端子と前記半導体スイッチの
駆動端子との間に接続される抵抗と、前記直流電源およ
び基準電源の他方の端子と前記変圧器の中間タップとの
間に接続される還流用素子とを具備することを特徴とす
る。

【００１１】また、本発明の（２）の手段は、電源回路
において、直流電源と、基準電源と、中間タップを有
し、他方の端子が前記直流電源および基準電源の他方の
端子に接続される変圧器と、前記直流電源の一方の端子
と前記変圧器の中間タップとの間に接続される半導体ス
イッチと、前記変圧器の一方の端子と前記半導体スイッ
チの駆動端子との間に接続されるコンデンサと、基準電
源の一方の端子と前記半導体スイッチの駆動端子との間
に接続される抵抗と、前記変圧器の中間タップに他方の
端子が接続される整流用素子と、前記整流用素子の一方
の端子と前記変圧器の他方の端子との間に接続される平
滑回路とを具備することを特徴とする。

【００１２】また、本発明の（３）の手段は、前記
（１）または（２）の手段において、基準電源が、出力
が可変できる可変基準電源であることを特徴とする。

【００１３】また、本発明の（４）の手段は、電源回路
において、直流電源と、中間タップを有し、他方の端子
が前記直流電源の他方の端子に接続される変圧器と、前
記直流電源の一方の端子と前記変圧器の中間タップとの
間に接続される半導体スイッチと、前記変圧器の一方の
端子と前記半導体スイッチの駆動端子との間に接続され
るコンデンサと、前記直流電源の一方の端子と前記半導
体スイッチの駆動端子との間に接続される、第２の抵抗
と第１の抵抗からなる直列回路と、前記変圧器の中間タ
ップに他方の端子が接続される整流用素子と、前記整流
用素子の一方の端子と前記変圧器の他方の端子との間に
接続される平滑回路と、前記整流用素子の一方の端子と
前記直列回路の接続点との間に接続されるツェナダイオ
ードとを具備することを特徴とする。

【００１４】また、本発明の（５）の手段は、直流電源
と、３つの巻線を有する変圧器と、前記直流電源の一方
の端子に他方の端子が接続される半導体スイッチと、前
記半導体スイッチの一方の端子と前記直流電源の他方の
端子との間に接続される前記変圧器の第１の巻線と、前
記半導体スイッチの一方の端子と駆動端子との間に接続
される、コンデンサと前記変圧器の第３の巻線からなる
第１の直列回路と、前記直流電源の一方の端子と前記半
導体スイッチの駆動端子との間に接続される、第２の抵
抗と第１の抵抗からなる第２の直列回路と、前記直流電
源の他方の端子と第２の直列回路の接続点との間に接続
される、第３の抵抗と抵抗値が制御可能な第４の抵抗か
らなる並列回路と、前記変圧器の第２の巻線間に接続さ
れる整流回路と、前記整流回路に並列に接続される、前
記並列回路の第４の抵抗の抵抗値を制御する出力制御回
路とを具備することを特徴とする。

【００１５】

【作用】前記手段によれば、電源回路において、直流電
源と変圧器の中間タップとの間に半導体スイッチを接続
し、変圧器と半導体スイッチの駆動端子との間にコンデ
ンサを接続し、基準電源と半導体スイッチの駆動端子と
の間に抵抗を接続するようにして、電源回路の発振周波
数を、基準電源の端子電圧と、巻線に発生する誘起電圧
と、抵抗とコンデンサの時定数で決定するようにしたの
で、単純な回路構成で、その発振周波数と出力電圧とを
一定にすることが可能である。

【００１６】また、前記手段によれば、電源回路におい
て、直流電源と変圧器の中間タップとの間に半導体スイ
ッチを接続し、変圧器と半導体スイッチの駆動端子との
間にコンデンサを接続し、基準電源と半導体スイッチの
駆動端子との間に抵抗を接続し、変圧器の中間タップに
整流用素子と平滑回路を接続して、電源回路の発振周波
数を、基準電源の端子電圧と、巻線に発生する誘起電圧
と、抵抗とコンデンサの時定数で決定するとともに、入
力電圧とは逆極性の出力電圧が得られるようにしたの
で、単純な回路構成で、その発振周波数と出力電圧とを
一定にするとともに、入力電圧とは逆極性の出力電圧を
得ることが可能である。

【００１７】また、基準電源の出力電圧を可変すること
により、電源の立上り時の突入電流を低減できるため、
突入電流用保護回路を別に設ける必要がない。

【００１８】また、前記手段によれば、電源回路におい
て、直流電源と変圧器の中間タップとの間に半導体スイ
ッチを接続し、変圧器と半導体スイッチの駆動端子との
間にコンデンサを接続し、直流電源と半導体スイッチの
駆動端子との間に、第２の抵抗と第１の抵抗からなる直
列回路を接続し、変圧器の中間タップに整流用素子と平
滑回路と、平滑回路と直列回路の接続点との間にツェナ
ダイオードを接続して、電源回路の発振周波数を、基準
電源の端子電圧と、巻線に発生する誘起電圧と、抵抗と
コンデンサの時定数で決定するとともに、入力電圧とは
逆極性の出力電圧が得られるようにしたので、単純な回
路構成で、その発振周波数と出力電圧とを一定にすると
ともに、入力電圧とは逆極性の出力電圧を得ることが可
能である。

【００１９】また、前記手段によれば、直流電源と変圧
器の第１の巻線との間に半導体スイッチを接続し、半導
体スイッチの一方の端子と駆動端子との間に、コンデン
サと変圧器の第３の巻線からなる第１の直列回路を接続
し、直流電源と半導体スイッチの駆動端子との間に、第
２の抵抗と第１の抵抗からなる第２の直列回路を接続
し、直流電源の他方の端子と第２の直列回路の接続点と
の間に、第３の抵抗と抵抗値が制御可能な第４の抵抗か
らなる並列回路を接続し、変圧器の第２の巻線に整流回
路を接続し、整流回路に並列に、並列回路の第４の抵抗
の抵抗値を制御する出力制御回路を接続して、電源回路
の発振周波数を、基準電源の端子電圧と、巻線に発生す
る誘起電圧と、抵抗とコンデンサの時定数で決定するよ
うにしたので、単純な回路構成で、その発振周波数と出
力電圧とを一定にすることが可能である。

【００２０】これにより、電源の低価格化が図れ、装置
全体の高信頼性、低価格化を図ることが可能である。

【００２１】そのため、発振周波数が変動する自励式ス
イッチング電源に比べて、負荷の大小に係らず、発振周
波数の増加による回路損失の増加を防止でき、それによ
る発熱を少なくすることが可能になるとともに、電源効
率を高めることが可能である。

【００２２】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。

【００２３】なお、実施例を説明するための全図におい
て、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り
返しの説明は省略する。

【００２４】（実施例１）図１は、本発明の実施例１で
ある電源回路の回路構成を示す図である。

【００２５】本実施例１は、直流電源の入力電圧よりも
出力電圧が低い場合の実施例である。

【００２６】図１において、１は入力直流電源、２はＦ
ＥＴからなる半導体スイッチ、３は出力が可変できる基
準電源、４は抵抗、５はコンデンサ、８は中間タップを
有する変圧器、９は還流用素子であるダイオード、１０
はコンデンサ、１１は負荷、６は変圧器８の一方の端子
と中間タップとの間の巻線、７は変圧器８の他方の端子
と中間タップとの間の巻線である。

【００２７】図１において、ＦＥＴからなる半導体スイ
ッチ２のドレインが、入力直流電源１の正の電源端子に
接続され、ＦＥＴからなる半導体スイッチ２のソース
は、変圧器８の中間タップに接続される。

【００２８】また、変圧器８の中間タップには、還流用
のダイオード９のカソードが接続され、変圧器８の他方
の端子には負荷１１が接続される。

【００２９】負荷１１と並列にコンデンサ１０が接続さ
れ、変圧器８の巻線７とコンデンサ１０とによって平滑
用フィルタ回路を構成している。

【００３０】出力が可変できる基準電源３の正の電源端
子と直列に、抵抗４とコンデンサ５の直列回路が接続さ
れ、前記直列回路は、変圧器８の一方に端子に接続され
る。

【００３１】また、前記直列回路に接続点に、ＦＥＴか
らなる半導体スイッチ２のゲートが接続される。

【００３２】また、還流用のダイオード９のアノード
は、負荷１１とコンデンサ１０の並列回路に接続される
とともに、入力直流電源１および基準電源３の負の端子
に接続される。

【００３３】図２は、本実施例１の電源回路の動作を説
明するための図である。

【００３４】図２において、ＶＧＳはＦＥＴからなる半
導体スイッチ２のゲート・ソース間電圧、ＶＶは出力が
可変できる基準電源３の出力電圧、ｔは時間を示してい
る。

【００３５】次に、本実施例１の電源回路の動作を図２
を用いて説明する。

【００３６】本実施例１の電源回路の電源スイッチ（図
示せず）がＯＮとなると、ＦＥＴからなる半導体スイッ
チ２のゲートに駆動電圧が印加されていないため、ＦＥ
Ｔからなる半導体スイッチ２は、ＯＦＦとなる。

【００３７】この状態で、第２図（ａ）のに示すよう
に、コンデンサ５は、基準電源３から抵抗４とコンデン
サ５によって与えられる時定数で充電され、その電圧が
上昇する。

【００３８】コンデンサ５の電圧が、ＦＥＴからなる半
導体スイッチ２のゲート、ソース間のしきい値電圧にま
で上昇したときに、ＦＥＴからなる半導体スイッチ２は
導通する。

【００３９】スイッチ２が導通すると、変圧器８の巻線
７には、入力直流電源１の端子電圧から負荷１１の端子
電圧を減じた電圧が印加され、エネルギーが蓄積され
る。

【００４０】これと同時に、変圧器８の巻線６には逆起
電圧が発生し、コンデンサ５を介してＦＥＴからなる半
導体スイッチ２のゲートに正帰還され、導通が持続され
る。

【００４１】逆起電圧が発生すると同時に、第２図
（ａ）のに示すように、コンデンサ５は、抵抗４とコ
ンデンサ５によって与えられる時定数にしたがい放電を
始め、その電圧が低下する。

【００４２】この放電によって、コンデンサ５の電圧
が、ＦＥＴからなる半導体スイッチ２のゲート、ソース
間のしきい値電圧にまで低下すると、ＦＥＴからなる半
導体スイッチ２は、導通が保てなくなり、巻線７に印加
される電圧は減少する。

【００４３】また、巻線６に発生していた逆起電圧も減
少することで、ＦＥＴからなる半導体スイッチ２は急速
に非導通となる。

【００４４】ＦＥＴからなる半導体スイッチ２が非導通
となると、還流用のダイオードスイッチ９が導通し、そ
れまで巻線７に蓄積されていたエネルギーが負荷１１に
供給される。

【００４５】また、巻線６には、ＦＥＴからなる半導体
スイッチ２が導通していた時とは逆の極性に電圧が誘起
され、コンデンサ５の電圧を、ＦＥＴからなる半導体ス
イッチ２のゲート、ソース間のしきい値電圧より低い値
に引き下げる。

【００４６】これと同時に、第２図（ａ）のに示すよ
うに、コンデンサ５は、再び、基準電源３から抵抗４と
コンデンサ５によって与えられる時定数による充電が開
始される。

【００４７】コンデンサ５の電圧が、ＦＥＴからなる半
導体スイッチ２のゲート、ソース間のしきい値電圧にま
で再び上昇したとき、ＦＥＴからなる半導体スイッチ２
は再び導通する。

【００４８】図２（ｃ）に、図２（ａ）の場合の、ＦＥ
Ｔからなる半導体スイッチ２の発振波形を示す。

【００４９】以上の動作を繰返し、負荷１１の両端の電
圧が基準電源３により設定された値まで上昇して行く。

【００５０】ここで、基準電源３の出力電圧値を上昇さ
せると、図２（ｂ）に示すように、コンデンサ５の充電
時間を短くすることができる。

【００５１】図２（ｄ）に、図２（ｂ）の場合の、ＦＥ
Ｔからなる半導体スイッチ２の発振波形を示す。

【００５２】図２（ｄ）の発振波形において、ＦＥＴか
らなる半導体スイッチ２のＯＮ時間（Ｔ２）は、図２
（ｃ）の発振波形のＯＮ時間（Ｔ１）と同じであるが、
ＯＦＦ時間（Ｔ４）は、図２（ｃ）の発振波形のＯＦＦ
時間（Ｔ３）より短くなっている。

【００５３】これにより、負荷１１の両端の電圧を制御
することができる。

【００５４】したがって、出力が可変できる基準電源３
の出力電圧値を、図２（ｅ）に示すように、目標値まで
緩やかに増加させることによって、電源の起動時に平滑
回路等のコンデンサに流れる突入電流を抑えることが可
能となる。

【００５５】以上説明したように、本実施例１では、ス
イッチング電源の発振周波数は、基準電源３の端子電圧
と、巻線６に発生する誘起電圧と、抵抗４とコンデンサ
５の時定数で決定されるため、その発振周波数を一定に
することが可能でる。

【００５６】そのため、発振周波数が変動する自励式ス
イッチング電源に比べて、負荷の大小に係らず、発振周
波数の増加による回路損失の増加を防止でき、それによ
る発熱を少なくすることが可能になるとともに、電源効
率を高めることが可能である。

【００５７】（実施例２）図３は、本発明の実施例２で
ある電源回路の回路構成を示す図である。

【００５８】本実施例２は、前記実施例１とは異なり、
入力電圧とは逆極性の出力電圧が得られるようにした実
施例である。

【００５９】図３において、１は入力直流電源、２はＦ
ＥＴからなる半導体スイッチ、４は抵抗、５はコンデン
サ、８は中間タップを有する変圧器、１０はコンデン
サ、１１は負荷、６は変圧器８の一方の端子と中間タッ
プとの間の巻線、７は変圧器８の他方の端子と中間タッ
プとの間の巻線、１２は整流用素子であるダイオード、
１３はツェナダイオード、２２は抵抗である。

【００６０】本実施例２は、前記実施例１とその基本回
路構成は同一であるので、相違点について説明する。

【００６１】本実施例２では、ＦＥＴからなる半導体ス
イッチ２のソースは、変圧器８の中間タップに接続され
るとともに、ダイード１２のカソードに接続されてい
る。

【００６２】また、負荷１１とコンデンサ１０の並列回
路が、変圧器８の他方の端子とダイード１２のアノード
との間に接続されている。

【００６３】また、入力直流電源１の正の端子と抵抗４
との間に、抵抗２２が接続され、抵抗４と抵抗２２との
接続点と、ダイード１２のアノードとの間に、ツェナダ
イオード１３が接続されている。

【００６４】本実施例２においては、コンデンサ５が、
入力直流電源１、抵抗２２および抵抗４を介して充電さ
れる。

【００６５】また、ＦＥＴからなる半導体スイッチ２が
非導通となったときに、それまで変圧器８の巻線７に蓄
積されていたエネルギーが、入力直流電源１とは、逆極
性の電圧で負荷１１に供給される。

【００６６】さらに、抵抗４と抵抗２２との接続点と、
ダイード１２のアノードとの間に、ツェナダイオード１
３が接続されているため、コンデンサ１０の電圧が、あ
る負の電圧以上になると、ツェナダイオード１３が導通
する。

【００６７】そして、ツェナダイオード１３が導通する
と、コンデンサ５の充電電流が減少するとともに、入力
直流電源１から抵抗２２を介してコンデンサ１０が充電
されることにより、コンデンサ１０の電圧上昇が抑制さ
れ、出力が安定化される。

【００６８】なお、抵抗２２とツェナダイオード１３の
代わりに、前記実施例１と同様に、出力が可変できる基
準電源を抵抗４と直列に接続しても出力の安定化制御は
可能である。

【００６９】以上説明したように、本実施例２では、入
力電圧とは逆極性の出力電圧を得ることができる。

【００７０】また、スイッチング電源の発振周波数は、
基準電源３の端子電圧と、巻線６に発生する誘起電圧
と、抵抗４，２２とコンデンサ５の時定数で決定される
ため、その発振周波数を一定にすることが可能である。

【００７１】そのため、発振周波数が変動する自励式ス
イッチング電源に比べて、負荷の大小に係らず、発振周
波数の増加による回路損失の増加を防止でき、それによ
る発熱を少なくすることが可能になるとともに、電源効
率を高めることが可能である。

【００７２】（実施例３）図４は、本発明の実施例３で
ある電源回路の回路構成を示す図である。

【００７３】本実施例３は、前記実施例１および実施例
２とは異なり、入力と出力間を絶縁して、入力電源１の
端子電圧と異なる出力電圧を得られるようにした実施例
である。

【００７４】図４において、１は入力直流電源、２はＦ
ＥＴからなる半導体スイッチ、４は抵抗、５はコンデン
サ、８１は変圧器、１０はコンデンサ、１１は負荷、６
１は変圧器８１の駆動巻線、７１は変圧器８１の１次巻
線、１４は変圧器８１の２次巻線、１２１は整流用のダ
イオードスイッチ、１９は出力電圧制御回路、１７，１
８，２０，２１は抵抗、１５０は発光ダイオード、１５
１はフォトトランジスタ、１６はシャントレギュレータ
である。

【００７５】本実施例３も、前記実施例１とその基本回
路構成は同一であるので、相違点について説明する。

【００７６】本実施例３では、入力直流電源１と、ＦＥ
Ｔからなる半導体スイッチ２と、変圧器８１の１次巻線
７１とが、直列に接続されており、ＦＥＴからなる半導
体スイッチ２のソースは、変圧器８１の１次巻線７１に
接続される。

【００７７】また、入力直流電源１と並列に、抵抗２０
と、抵抗２１とフォトトランジスタ１５１の並列回路
が、接続されている。

【００７８】また、ＦＥＴからなる半導体スイッチ２の
ゲートと、前記抵抗２０と、抵抗２１とフォトトランジ
スタ１５１の並列回路との接続点との間に、抵抗４が接
続される。

【００７９】また、ＦＥＴからなる半導体スイッチ２の
ゲートとソースとの間に、コンデンサ５および駆動巻線
６１の直列回路が接続される。

【００８０】本実施例３においては、コンデンサ５が、
入力直流電源１、抵抗２０および抵抗４を介して充電さ
れる。

【００８１】また、本実施例３では、前記実施例１およ
び実施例２と異なり、変圧器８１に２次巻線１４が追加
されている。

【００８２】変圧器８１の２次巻線１４には、整流用の
ダイオード１２１のアノードが接続され、整流用のダイ
オード１２１のカソードが負荷１１に接続され、負荷１
１には、並列にコンデンサ１０が接続され、平滑回路を
構成している。

【００８３】さらに、コンデンサ１０と並列に、発光ダ
イオード１５０、シャントレギュレータ１６、電圧検出
用抵抗１７、１８とにより構成される出力電圧制御回路
１９が接続されている。

【００８４】図５に、シャントレギュレータ１６の回路
構成を示す。

【００８５】発光ダイオード１５０とフォトトランジス
タ１５１とは、ホトカプラを構成する。

【００８６】本実施例３では、ＦＥＴからなる半導体ス
イッチ２が非導通となったときに、それまで変圧器８に
蓄積されたエネルギーが、２次巻線１４から負荷１１に
供給される。

【００８７】さらに、コンデンサ１０と並列に、発光ダ
イオード１５０、シャントレギュレータ１６、電圧検出
用抵抗１７、１８とにより構成される出力電圧制御回路
１９が接続されているため、コンデンサ１０の電圧があ
る電圧以上になると、シャントレギュレータ１６の比較
器１６１がＯＮとなり、シャントレギュレータ１６のト
ランジスタ１６０が導通する。

【００８８】これにより、シャントレギュレータ１６に
電流が流れ、発光ダイオード１５０が発光する。

【００８９】そして、発光ダイオード１５０が発光する
と、ホトカプラを構成するフォトトランジスタ１５１に
電流が流れる。

【００９０】フォトトランジスタ１５１に電流が流れる
と、抵抗２１とフォトトランジスタ１５１の並列回路の
抵抗値が減少し、コンデンサ５の充電電流を減少させ
る。

【００９１】これにより、コンデンサ１０の電圧上昇が
抑制され、出力が安定化される。

【００９２】以上説明したように、本実施例１では、ス
イッチング電源の発振周波数は、基準電源３の端子電圧
と、駆動巻線６１に発生する誘起電圧と、抵抗４，２０
とコンデンサ５の時定数で決定されるため、その発振周
波数を一定にすることが可能でる。

【００９３】そのため、発振周波数が変動する自励式ス
イッチング電源に比べて、負荷の大小に係らず、発振周
波数の増加による回路損失の増加を防止でき、それによ
る発熱を少なくすることが可能になるとともに、電源効
率を高めることが可能である。

【００９４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電源回路において、直流電源と変圧器の中間タップとの
間に半導体スイッチを接続し、変圧器と半導体スイッチ
の駆動端子との間にコンデンサを接続し、基準電源と半
導体スイッチの駆動端子との間に抵抗を接続するように
して、電源回路の発振周波数を、基準電源の端子電圧
と、巻線に発生する誘起電圧と、抵抗とコンデンサの時
定数で決定するようにしたので、単純な回路構成で、そ
の発振周波数と出力電圧とを一定にすることが可能であ
る。

【００９５】また、本発明によれば、電源回路におい
て、直流電源と変圧器の中間タップとの間に半導体スイ
ッチを接続し、変圧器と半導体スイッチの駆動端子との
間にコンデンサを接続し、基準電源と半導体スイッチの
駆動端子との間に抵抗を接続し、変圧器の中間タップに
整流用素子と平滑回路を接続して、電源回路の発振周波
数を、基準電源の端子電圧と、巻線に発生する誘起電圧
と、抵抗とコンデンサの時定数で決定するとともに、入
力電圧とは逆極性の出力電圧が得られるようにしたの
で、単純な回路構成で、その発振周波数と出力電圧とを
一定にするとともに、入力電圧とは逆極性の出力電圧を
得ることが可能である。

【００９６】また、基準電源の出力電圧を可変すること
により、電源の立上り時の突入電流を低減できるため、
突入電流用保護回路を別に設ける必要がない。

【００９７】また、本発明によれば、電源回路におい
て、直流電源と変圧器の中間タップとの間に半導体スイ
ッチを接続し、変圧器と半導体スイッチの駆動端子との
間にコンデンサを接続し、直流電源と半導体スイッチの
駆動端子との間に、第２の抵抗と第１の抵抗からなる直
列回路を接続し、変圧器の中間タップに整流用素子と平
滑回路と、平滑回路と直列回路の接続点との間にツェナ
ダイオードを接続して、電源回路の発振周波数を、基準
電源の端子電圧と、巻線に発生する誘起電圧と、抵抗と
コンデンサの時定数で決定するとともに、入力電圧とは
逆極性の出力電圧が得られるようにしたので、単純な回
路構成で、その発振周波数と出力電圧とを一定にすると
ともに、入力電圧とは逆極性の出力電圧を得ることが可
能である。

【００９８】また、本発明によれば、直流電源と変圧器
の第１の巻線との間に半導体スイッチを接続し、半導体
スイッチの一方の端子と駆動端子との間に、コンデンサ
と変圧器の第３の巻線からなる第１の直列回路を接続
し、直流電源と半導体スイッチの駆動端子との間に、第
２の抵抗と第１の抵抗からなる第２の直列回路を接続
し、直流電源の他方の端子と第２の直列回路の接続点と
の間に、第３の抵抗と抵抗値が制御可能な第４の抵抗か
らなる並列回路を接続し、変圧器の第２の巻線に整流回
路を接続し、整流回路に並列に、並列回路の第４の抵抗
の抵抗値を制御する出力制御回路を接続して、電源回路
の発振周波数を、基準電源の端子電圧と、巻線に発生す
る誘起電圧と、抵抗とコンデンサの時定数で決定するよ
うにしたので、単純な回路構成で、その発振周波数と出
力電圧とを一定にすることが可能である。

【００９９】これにより、電源の低価格化が図れ、装置
全体の高信頼性、低価格化を図ることが可能である。

【０１００】そのため、発振周波数が変動する自励式ス
イッチング電源に比べて、負荷の大小に係らず、発振周
波数の増加による回路損失の増加を防止でき、それによ
る発熱を少なくすることが可能になるとともに、電源効
率を高めることが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１である電源回路の回路構成を
示す図である。

【図２】実施例１の動作を説明するための図である。

【図３】本発明の実施例２である電源回路の回路構成を
示す図である。

【図４】本発明の実施例３である電源回路の回路構成を
示す図である。

【図５】図４におけるシャントレギュレータの回路構成
を示す図である。

【符号の説明】

１…入力直流電源、２…半導体スイッチ、３…出力可
変基準電源、４，１７，１８，２０，２１，２２…抵
抗、５…コンデンサ、６，７，６１，７１…巻線、８…
中間タップを持つ変圧器、９…還流用ダイオード、１０
…平滑用コンデンサ、１１…負荷、１３…ツェナダイオ
ード、１２…整流用ダイオード、１４…２次側巻線、１
６…シャントレギュレータ、１９…出力制御回路、８１
３…つの巻線を有する変圧器、１５０…発光ダイード、
１５１…フォトトランジスタ。

フロントページの続き (72)発明者加賀谷勇神奈川県秦野市堀山下１番地株式会社日立コンピュータエレクトロニクス内 (72)発明者森宏之神奈川県秦野市堀山下１番地株式会社日立コンピュータエレクトロニクス内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、基準電源と、中間タップを
有する変圧器と、前記直流電源の一方の端子と前記変圧
器の中間タップとの間に接続される半導体スイッチと、
前記変圧器の他方の端子と前記直流電源および基準電源
の他方の端子との間に接続される平滑回路と、前記変圧
器の一方の端子と前記半導体スイッチの駆動端子との間
に接続されるコンデンサと、基準電源の一方の端子と前
記半導体スイッチの駆動端子との間に接続される抵抗
と、前記直流電源および基準電源の他方の端子と前記変
圧器の中間タップとの間に接続される還流用素子とを具
備することを特徴とする電源回路。
【請求項２】直流電源と、基準電源と、中間タップを
有し、他方の端子が前記直流電源および基準電源の他方
の端子に接続される変圧器と、前記直流電源の一方の端
子と前記変圧器の中間タップとの間に接続される半導体
スイッチと、前記変圧器の一方の端子と前記半導体スイ
ッチの駆動端子との間に接続されるコンデンサと、基準
電源の一方の端子と前記半導体スイッチの駆動端子との
間に接続される抵抗と、前記変圧器の中間タップに他方
の端子が接続される整流用素子と、前記整流用素子の一
方の端子と前記変圧器の他方の端子との間に接続される
平滑回路とを具備することを特徴とする電源回路。
【請求項３】請求項１または請求項２に記載された電
源回路において、基準電源が、出力が可変できる可変基
準電源であることを特徴とする電源回路。
【請求項４】直流電源と、中間タップを有し、他方の
端子が前記直流電源の他方の端子に接続される変圧器
と、前記直流電源の一方の端子と前記変圧器の中間タッ
プとの間に接続される半導体スイッチと、前記変圧器の
一方の端子と前記半導体スイッチの駆動端子との間に接
続されるコンデンサと、前記直流電源の一方の端子と前
記半導体スイッチの駆動端子との間に接続される、第２
の抵抗と第１の抵抗からなる直列回路と、前記変圧器の
中間タップに他方の端子が接続される整流用素子と、前
記整流用素子の一方の端子と前記変圧器の他方の端子と
の間に接続される平滑回路と、前記整流用素子の一方の
端子と前記直列回路の接続点との間に接続されるツェナ
ダイオードとを具備することを特徴とする電源回路。
【請求項５】直流電源と、３つの巻線を有する変圧器
と、前記直流電源の一方の端子に他方の端子が接続され
る半導体スイッチと、前記半導体スイッチの一方の端子
と前記直流電源の他方の端子との間に接続される前記変
圧器の第１の巻線と、前記半導体スイッチの一方の端子
と駆動端子との間に接続される、コンデンサと前記変圧
器の第３の巻線からなる第１の直列回路と、前記直流電
源の一方の端子と前記半導体スイッチの駆動端子との間
に接続される、第２の抵抗と第１の抵抗からなる第２の
直列回路と、前記直流電源の他方の端子と第２の直列回
路の接続点との間に接続される、第３の抵抗と抵抗値が
制御可能な第４の抵抗からなる並列回路と、前記変圧器
の第２の巻線間に接続される整流回路と、前記整流回路
に並列に接続される、前記並列回路の第４の抵抗の抵抗
値を制御する出力制御回路とを具備することを特徴とす
る電源回路。