JPH0595681A - Ａｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】商用交流電源を受けて，直流出力を発生するＡ
Ｃ／ＤＣコンバータの力率を高くする。 【構成】商用交流電源Eiを整流回路RC1 で整流し，この
整流電圧を電界効果トランジスタQ1によりオン・オフし
て変圧器Tr1 の１次巻線n1に印加し，２次巻線n2に高周
波電圧を得て，これを整流回路RC2 で整流して所定の直
流出力を発生するＡＣ／ＤＣコンバータにおいて，整流
回路RC1 と平滑用コンデンサC1との間に，チョークコイ
ルL1とダイオードD1とを挿入し，このチョークコイルL1
とダイオードD1との接続点と電界効果トランジスタQ1と
１次巻線n1との接続点との間にコンデンサC3を接続す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【産業上の利用分野】本発明は，商用交流入力電源電圧
を，安定な直流出力電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバー
タ，特に高力率のＡＣ／ＤＣコンバータに関する。

【従来技術】商用交流電源を受けて直流電圧に変換する
ＡＣ／ＤＣコンバータとしては，従来は例えば図６に示
すようなものがあった。同図において，交流入力電圧Ei
を全波整流する入力整流回路RC1,平滑用コンデンサC1，
スイッチング素子たる電界効果トランジスタQ1，トラン
スTr1,トランスリセット用ダイオードD4, 出力整流ダイ
オードD2, フライホイールダイオードD3, 出力平滑用チ
ョークコイルL2および出力平滑用コンデンサC2からなる
ＡＣ／ＤＣコンバータにより交流入力電圧Eiを安定な直
流出力電圧Eoに変換している。しかしながら，このよう
な従来のＡＣ／ＤＣコンバータにあっては，出力直流電
圧については望ましい特性を有するが，入力電流の波形
が図７に示すように入力交流電圧のピーク値付近に対応
してしか流れないため，力率が低く，0.5 乃至0.7 程度
になる。この力率改善のため整流回路に十分大きなチョ
ークコイルを挿入接続する方法があるが，大型重量とな
る欠点がある。また近年では力率改善用の前置コンバー
タを設けて電子的に力率を改善する方法が一部に用いら
れているが，構成部品点数の増大，大型化，高価格，ス
イッチング素子の相互干渉を招来するという問題点があ
った。

【発明が解決しようとする課題】本発明は，簡素な回路
構成で，小型軽量，経済的な高力率ＡＣ／ＤＣコンバー
タ回路を得ることを課題とする。

【課題を解決するための手段】本発明はこの課題を解決
するために，交流入力電圧を整流・平滑し，この整流電
圧を半導体スイッチング素子によりオン・オフして変圧
器の１次巻線に印加し，２次巻線に高周波交流電圧を得
て，この高周波交流電圧を整流・平滑して所定の電圧を
得るようにしたコンバータ回路において，入力整流回路
と入力平滑用コンデンサとの間に，昇圧用チョークコイ
ルとダイオードを挿入し，この昇圧用チョークコイルと
ダイオードの接続点とトランスとスイッチング素子の接
続点に共振用コンデンサを接続したことを特徴とする高
力率ＡＣ／ＤＣコンバータを提案するものである。

【実施例】図１により，本発明にかかるＡＣ／ＤＣコン
バータを説明する。構成は図１に示すように，商用交流
電源Eiを入力端子X1,X2 を介してブリッジ型の整流回路
RC1 に接続する。整流回路RC1 の直流出力端子はチョー
クコイルL1とダイオードD1とを介して平滑用のコンデン
サC1に供給される。そしてチョークコイルL1とダイオー
ドD1との接続点にはコンデンサC3を介して電界効果トラ
ンジスタQ1のドレイン電極が接続され，そのエミッタは
コンデンサC1のマイナス電極に接続される。電界効果ト
ランジスタQ1のゲート端子はスイッチングレギュレータ
用の制御回路U1によって約100kHzの高周波でオンオフ駆
動される。これらの部分は整流チョッパ回路である。す
なわち入力の商用交流電源Ei（100V 50Hz)を整流回路RC
1 で整流してチョークコイルL1とコンデンサC3を経由し
て約100kHzの高周波で電界効果トランジスタQ1はオンオ
フを繰り返す。ここでチョークコイルL1は約500 μH,コ
ンデンサC3は0.02μF,コンデンサC1は200 μF に選んで
ある。まず電界効果トランジスタQ1がオンしているとき
はチョークコイルL1からコンデンサC3を充電する電流が
流れる。この電流はコンデンサC3の電圧がコンデンサC1
の電圧に達するまでの期間流れて，これらチョークコイ
ルL1とコンデンサC3にはエネルギーが蓄積される。つぎ
に電界効果トランジスタQ1がオフしたときにはチョーク
コイルL1に蓄えられた電流エネルギーはダイオードD1を
とおしてコンデンサC1を充電する。コンデンサC1の静電
容量は十分大きい値であるで，定常状態ではほぼ一定の
直流電圧Ebを保つ。入力交流電流は必ずチョークコイル
L1を経由するので，電流は連続する。つぎにコンデンサ
C1のプラス端子は変圧器Tr1 の１次巻線n1を介して電界
効果トランジスタQ1のドレインに接続される。変圧器Tr
1 の２次巻線n2は整流用のダイオードD2と平滑用のチョ
ークコイルL2とを介して平滑用のコンデンサC2に接続さ
れるとともに直流出力端子Y1,Y2 にも接続される。この
直流出力端子Y1,Y2 には検出・比較回路DET1が接続さ
れ，その出力はフォトカプラQ2を介して制御回路U1の検
出入力端子に接続される。ここで検出・比較回路DET1は
普及しているスイッチング電源用集積回路であるテキサ
スインストルメント社のTL494 または相当品に出力電流
増幅回路と若干の補助部品を追加して構成される一般的
な回路である。また検出・比較回路DET1は抵抗分圧器と
定電圧ダイオードで構成される。そしてフォトカプラQ2
は商用交流電源Eiを絶縁するに充分な耐圧を選定する。
そして変圧器Tr1 の２次巻線n2の他方の端子とダイオー
ドD2とチョークコイルL2との接続点との間にはフライホ
イル作用をするダイオードD3が接続される。この部分は
いわゆるフォワード型コンバータといわれる機能と，コ
ンデンサC3と変圧器Tr1 の１次巻線n1との固有振動によ
る変圧器Tr1 のリセット機能がある。電界効果トランジ
スタQ1がオンしているときはコンデンサC1の蓄積電荷が
変圧器Tr1 の１次巻線n1とそれ以降の回路とを通して出
力端子に電力を供給し, 電界効果トランジスタQ1がオフ
しているときは変圧器Tr1 の１次巻線n1に流れていた電
流のエネルギーはコンデンサC3とダイオードD1の経路で
流れて変圧器Tr1 のリセットを行うと共にコンデンサC3
の電圧を反転させる。つぎに動作を詳細に説明する。入
力交流電源の周波数に対して電界効果トランジスタQ1の
スイッチング周波数は十分高いものと仮定する。従っ
て，スイッチングの１サイクル期間中は入力電圧は一定
とみなされ，また，チョークコイルL1はスイッチング周
波数に対して十分大きいため，ほぼ定電流と見なすこと
ができる。また，変圧器Tr1 の励磁インダクタスはL1に
比べ相当小さく，巻数比は１：１としさらに，出力フィ
ルター用チョークコイルL2は十分大きく電流源として説
明する。以下，図２に示す時刻の区間T0,T1,...,T7に分
けて説明する。

【区間T0-T1 】時刻T0で電界効果トランジスタQ1をオン
させると，それまでEi→L1→C3→n1→C1→Eiの閉ループ
に流れていた電流は電界効果トランジスタQ1に流れ込
む。同時に変圧器Tr1 の１次巻線n1にはコンデンサC1の
電圧Ebが印加され２次巻線n2に電圧が発生し，チョーク
コイルL2に流れていた電流はすべて２次巻線n2へと転流
する。従って変圧器Tr1 の１次巻線n1の電流は時刻T0で
図２ (a)に示すようにダイオードD3に流れていた電流の
ステップ変化となり，その後Eb/L0 ( L0：変圧器Tr1 の
励磁インダクタンス）の傾きで上昇する。チョークコイ
ルL1に流れる電流i1は数式１で表される。

【数１】 数式１において，所期値は入力電圧Eiの位相により異な
る。Joは入力電圧Eiが高いほど大きくなり，Vco は逆に
入力電圧Eiが高いほど小さくなる。従ってαは入力電圧
Eiの高い位相のときほど大きくなり，交流入力電圧が０
からピークまででおおむね50〜80度となる。また，T1〜
T2の期間はコンデンサC3をコンデンサC1の電圧Ebまで充
電する期間であり，入力電圧が高い位相の時ほど早く充
電完了になるので入力電圧の低い位相のときほど長くな
り，おおよそ５〜1.5μs になる。入力電流波形は図２
(b) に示すような波形になる。コンデンサC3の電圧は図
２(d) に示すようにほぼ直線的に上昇する。電界効果ト
ランジスタQ1の電流は図２(c) に示すように巻線n1に流
れる電流とコンデンサC3に流れる電流の和になる。変圧
器Tr1 の２次電流Ｉn2はダイオードD3に流れていた電流
が流れ込み出力電流Ｉ0 と等しくなる。図２(e) に波形
を示す。

【区間T1-T2 】時刻T1でコンデンサC3の電圧がコンデン
サC1の電圧Ｅb となるとクランプされ，チョークコイル
L1の電流はダイオードD1を介してコンデンサC1に流れ込
む。したがって，電界効果トランジスタQ1に流れる電流
はコンデンサC1に流れていた電流が無くなるが，引き続
きEb/L0 の傾きで上昇する。また，出力にはコンデンサ
C1より出力電流Ｉ0 をトランスを介して供給する。図２
(b)(c)にその波形を示す。このときチョークコイルL1に
流れる電流i1はコンデンサC3の電圧を一定とすると数式
２で表される。

【数２】 EbはEiより常に高いため数式２よりIiは減少していく。
また，入力電圧Eiが高い位相のときほど減少の傾きは緩
やかになる。この動作モードは電界効果トランジスタQ1
がオフするまで続く。電界効果トランジスタQ1の導通期
間は負荷および入力電圧の実効値が変わらなければほぼ
一定になるため，この期間は入力電圧の高い位相のとき
ほど長く，おおよそ０〜3.5μs になる。

【区間T2-T3 】時刻T2で電界効果トランジスタQ1をオフ
させると１次巻線n1に流れていた励磁電流はn1→C3→D1
→n1の閉ループに流れる。電界効果トランジスタQ1の電
圧はゼロからコンデンサC3の電圧にしたがって上昇して
いく。一方変圧器Tr1の２次巻線n2の電流は電界効果ト
ランジスタQ1のオフ後も変圧器Tr1 の１次巻線n1のコン
デンサC3の電圧が印加されるため流れ続ける。そして，
入力電流であるチョークコイルL1の電流は引き続き減少
しながらコンデンサC1に流れ続け，数式２の延長として
表される。このときコンデンサC3に流れる電流i3は数式
３で表される。

【数３】 数式３においてK30 が大きいためγはおおよそ70度にな
り，i3の変化は少なくほぼ一定と見なされる。この動作
モードはコンデンサC3の電圧がゼロになるまでの期間で
あり，１μs 以下になる。

【区間T3-T5 】時刻T3でコンデンサC3の電圧がゼロにな
ると変圧器Tr1 の一次コイルn1の電圧もゼロになり２次
電流は遮断され，チョークコイルL2の電流はフライホイ
ルダイオードD3を介して流れ続ける。したがって変圧器
Tr1 の１次電流In1 は図２(a)に示すように時刻T3でIo
だけ減少し，その後励磁インダクタンスLoとコンデンサ
C3との自由振動を継続しコンデンサC3の電圧は反転し負
方向に大きくなる。電界効果トランジスタQ1の電圧はコ
ンデンサC3の電圧に従って上昇を続ける。時刻T4で１次
巻線n1の電流は方向が反転し，コンデンサC3の電圧は負
のピークに達し，チョークコイルL1の電流と等しくなる
時刻T4まで振動を継続する。従ってこのときのコンデン
サC3に流れる電流は数式３にIoを加えた電流になる。時
刻T3からT4までの時間は入力電圧位相にほとんど影響さ
れずほぼ２μs 強になる。T4からT5までの時間は入力電
流が大きいほど長くなるので入力電圧の高い位相のとき
ほど長くなりその違いはおおよそ１μs になる。

【区間T5-T6 】時刻T5でチョークコイルL1の電流が１次
巻線n1の電流より小さくなるとダイオードD1はオフし，
Ei→L1→C3→n1→C1→Eiの閉ループに電流が流れる。チ
ョークコイルL1は励磁インダクタンスLoと比べ十分大き
いため，一次巻線電流In1 の変化率は小さくなり一次巻
線電圧は急速に減少し電界効果トランジスタQ1の電圧も
減少する。コンデンサC3の電圧はほぼ直線的に変化す
る。このときのチョークコイルL1に流れる電流i1は数式
４で表される。

【数４】 数式４においてEiとVc50との関係に注目すると，Eiが小
さい電圧位相のときは区間T3からT5までの区間が短くな
るため，Vc50の所期値が負に大きく（−350V程度）な
る。またEiが大きくなるとVc50の所期値はほぼゼロにな
る。したがってδは入力電圧Eiのゼロ付近では約50度
で，入力電圧Eiが大きくなるとほぼゼロになる。また，
ω4 はL1がLoより大きいので，区間T3からT5にくらべて
小さくなり，電流の変化は緩やかになる。入力電流Iiの
波形は図２(g) に示すようになる。電界効果トランジス
タQ1の電圧は数式４を微分しLoを乗じた値に，コンデン
サC1の電圧Ebを加えた値で，図２(f) のようになる。

【区間T6-T7 】時刻T6で変圧器Tr1 の１次巻線n1の電圧
がゼロになり極性が反転しようとするとチョークコイル
L2の電流がダイオードD3と２次巻線n2とに分流する。こ
のため巻線電圧はゼロにおさえられ，電界効果トランジ
スタQ1の電圧はEbでクランプされる。巻線電圧がゼロと
なるため励磁電流の変化は無くなり，チョークコイルL1
とコンデンサC3との振動による電流変化分がチョークコ
イルL2の電流の分流として変圧器Tr1 の各巻線に流れ
る。チョークコイルL1の電流i1は数式５となる。

【数５】 時刻T7で再び電界効果トランジスタQ1がオンし時刻T0か
らを繰り返す。チョークコイルL1に流れる電流Iiの波形
を図２(g)に示す。以上高周波スイッチングの１周期の
動作について述べたが，次に商用交流電源Eiの１周期に
おける入力電流について説明する。このコンバータ回路
の前半は，いわゆる昇圧チョッパ回路を構成しており，
入力電流は入力電圧の全範囲にわたって連続して流れ
る。区間T0-T1 では，入力電流は，スイッチのオン時に
コンデンサC3をコンデンサC1の電圧Ebまで充電しながら
チョークコイルL1にエネルギーを蓄える。そしてコンデ
ンサC1をEbに充電後はスイッチのオン・オフに関係な
く，L1に蓄えられたエネルギーと入力電圧との和でC1を
充電する。区間T0-T1 での入力電流は，スイッチ・オン
時のC3の電圧が入力電圧の全範囲で同じであれば電流積
分量は同じであるが，コンデンサC3の初期値は入力電圧
にほぼ反比例する。これは時刻T5のポイント（L1の電流
とL0の電流とが等しくなりD1がカットオフする点）が，
入力電圧が高くなるにつれ遅れるようになりコンデンサ
C3の電圧がゼロに近ずくからである。従って，電界効果
トランジスタQ1のオン時の入力電流増加量は，入力電圧
が低いほど大きくなる。一方，区間T1-T5 でのチョーク
コイルL1のリッセトモードでは入力電圧とC1の電圧との
差電圧でリセット量が決まるため，入力電圧が低い程入
力電流は減少する。従って，スイッチング１サイクルに
おける入力電流の積分量は，交流入力電圧の影響を受け
るものの，交流周波数の一周期についてシミュレーショ
ンを行えば，図３に示すような正弦波に直流分が重畳さ
れた如き波形となる。この波形は力率0.98程度に対応す
る。フォワード結合コンバータの出力電圧は，フィルタ
用チョークコイルL2の電流がカット・オフしない範囲で
は，変圧器Tr1 の１次巻線n1に印加される電圧とその時
比率で決定される。従って出力電圧を負荷変動に対して
一定電圧に保つように，制御回路U1によりコンバータ回
路の電圧変動を補償する時比率制御を行う。本コンバー
タ回路においてはスイッチング素子たる電界効果トラン
ジスタQ1一個のみで出力電圧を一定にするよう時比率制
御を行っている。一方交流入力電圧の変動に対して電界
効果トランジスタQ1はチョッパ回路のスイッチング素子
としても，同じ時比率で制御がなされるが結果的には安
定な直流出力電圧を保つよう内部回路相互で制御され
る。尚，電界効果トランジスタQ1はバイポーラトランジ
スタ等の他のスイッチング素子に置き換えることができ
る。また，各半導体スイッチング素子の極性を全て逆方
向に入れ換えることもできる。また，前述の定数は一例
であって以上述べた動作モードになるような定数の値の
組合せであればよい。直流出力回路に平滑フィルタをさ
らに増設することもできる。検出・比較回路DET1の接続
場所は必ずしも出力端子に限らず，遠隔地の負荷の両端
に直接接続する方法がある。あるいは変圧器Tr1 に電圧
検出用の巻線を設けて出力電圧を検出することができ
る。また変圧器Tr1 に複数の２次巻線を設けてそれぞれ
に整流・平滑回路と出力端子を設けることもできる。

【第２の実施例】図４は本発明の第２の実施例を示す。
この実施例は図１に示す実施例と同様の構成であるが，
構成上の相違点としては，変圧器Tr1 の接続極性が図１
の場合と逆極性になる点，２次側の整流回路がダイオー
ドD2とコンデンサC2のみからなる半波整流回路である
点，および変圧器Tr1 の１次巻線n1に直列にダイオード
D4が図示の極性で設けられている点である。そしてこの
構成上の相違点は，動作としては，コンバータ動作の部
分がいわゆるフォワード型からフライバック型に置き換
えられて対応する。それ以外の本発明の目的とする高力
率を得る点については共通である。重複を避けながら以
下に動作説明をする。各部の波形は図５に示すように時
刻の区間T0,T1,...,T5に分けて説明する。

【区間T0-T1 】時刻T0で電界効果トランジスタQ1をオン
させると，それまでEi→L1→D1→C1→Eiの閉ループに流
れていた電流はコンデンサC3を充電しながら電界効果ト
ランジスタQ1に流れ込む。同時に変圧器Tr1 の１次巻線
n1にはコンデンサC1の電圧Ebが印加されるが，２次巻線
n2の電圧極性は出力電圧E0に対して負極性の電圧が発生
し，ダイオードD2で遮断されるため２次側には電流が流
れない。従って変圧器Tr1 の１次巻線n1には励磁電流が
時刻T0でC1→n1→D4→Q1→C1の閉ループに流れはじめ図
５ (a)に示すようにEb/L0 ( L0：変圧器Tr1 の励磁イン
ダクタンス）の傾きで上昇する。チョークコイルL1に流
れる電流i1は前出の数式１と同じ形の数式で表される。
数式１において，所期値は入力電圧Eiの位相により異な
る。Jo2 は入力電圧Eiが高いほど大きくなり，Vco は入
力電圧Eiに無関係にほぼ一定となる。従ってαは入力電
圧Eiの高い位相のときほど大きくなり，交流入力電圧が
０からピークまででおおむね50〜80度となる。また，T1
〜T2の期間はコンデンサC3をコンデンサC1の電圧Ebまで
充電する期間であり，入力電圧が高い位相の時ほど早く
充電完了になるので入力電圧の低い位相のときほど長く
なり，おおよそ５〜2.0 μs になる。入力電流波形は図
５(b) に示すような波形になる。コンデンサC3の電圧は
図５(d) に示すようにほぼ直線的に上昇する。電界効果
トランジスタQ1の電流は図５(c) に示すように巻線n1に
流れる電流とコンデンサC3に流れる電流の和になる。変
圧器Tr1 の２次電流Ｉn2はダイオードD2により遮断され
ているため，この区間では図５(e) に波形を示すように
ゼロである。

【区間T1-T2 】時刻T1でコンデンサC3の電圧がコンデン
サC1の電圧Ｅb となるとクランプされ，チョークコイル
L1の電流はダイオードD1を介してコンデンサC1に流れ込
む。したがって，電界効果トランジスタQ1に流れる電流
はコンデンサC1に流れていた電流が無くなるが，引き続
きEb/L0 の傾きで上昇する。図５(b)(c)にその波形を示
す。このときチョークコイルL1に流れる電流i1はコンデ
ンサC3の電圧を一定とすると前出の数式２で表される。
EbはEiより常に高いため数式２よりIiは減少していく。
また，入力電圧Eiが高い位相のときほど減少の傾きは緩
やかになる。この動作モードは電界効果トランジスタQ1
がオフするまで続く。電界効果トランジスタQ1の導通期
間は負荷および入力電圧の実効値が変わらなければほぼ
一定になるため，この期間は入力電圧の高い位相のとき
ほど長く，おおよそ０〜3.0μs になる。

【区間T2-T3 】時刻T2で電界効果トランジスタQ1をオフ
させると１次巻線n1に流れていた励磁電流はn1→D4→C3
→D1→n1の閉ループに流れる。電界効果トランジスタQ1
の電圧はゼロからコンデンサC3の電圧にしたがって上昇
していく。一方変圧器Tr1 の２次巻線n2の電流は電界効
果トランジスタQ1のオフ後も変圧器Tr1 の１次巻線n1の
コンデンサC3の電圧が印加されるため依然として流れな
い。そして，入力電流であるチョークコイルL1の電流は
引き続き減少しながらコンデンサC1に流れ続け，数式２
の延長として表される。このときコンデンサC3に流れる
電流i3は数式６で表される。

【数６】 数式６においてK30 が大きいためγはおおよそ70度にな
り，i3の変化は少なくほぼ一定と見なされる。この動作
モードはコンデンサC3の電圧がゼロになるまでの期間で
あり，１μs 以下になる。

【区間T3-T4 】時刻T3でコンデンサC3の電圧が−Voにな
ると変圧器Tr1 の一次巻線n1の電圧も−Voになり２次巻
線n2に電流が流れはじめる。すると２次巻線電圧は出力
電圧Eoにクランプされ，１次巻線もEoに固定される。１
次巻線電圧がEo一定となるとコンデンサC3への充電がな
くなり，したがって変圧器Tr1の１次電流In1 は図５(a)
に示すように時刻T3でゼロとなり，蓄積エネルギーは
２次巻線n2に転流する。２次巻線電流In2 は図５(e) に
示すようにEo/Lo の傾斜で減少する。電界効果トランジ
スタQ1の電圧はコンデンサC3の電圧と１次巻線n1の電圧
と出力電圧Eoとの和の電圧となる。時刻T4で２次巻線n2
の電流はゼロになり，変圧器Tr1 の励磁インダクタンス
に蓄積されたエネルギーはすべて放出される。チョーク
コイルL1の電流はコンデンサC1に流れ続け，数式２の延
長になる。時刻T3からT4までの時間は出力電流Ioの値で
決定され，最大出力電流時で約４μs 程度である。

【区間T4-T5 】この区間は，２次電流がゼロになったの
ち次に電界効果トランジスタQ1がオンするまでの期間で
ある。チョークコイルL1の電流はコンデンサC1を充電す
る期間で，入力電流は時刻T1からT5まで連続して数式２
で表される時刻T5で再び電界効果トランジスタQ1がオン
し時刻T0からを繰り返す。チョークコイルL1に流れる電
流Iiの波形を図５(g) に示す。以下，第１の実施例にお
ける説明とほぼ同様の原理により交流周波数の一周期に
ついてシミュレーションを行えば，商用交流入力電流Ii
は図３に示すような正弦波に直流分が重畳された如き波
形となる。この波形は力率0.98程度に対応する。この第
２の実施例におけるダイオードD4は必須の構成要素では
ないので省くこともできるが，好ましい動作をさせるた
めにはダイオードD4は有効である。一方，第１の実施例
にはおいてはダイオードD4に相当する部品はないが，こ
れに相当する構成要素を含んでも基本的動作には変化な
い。

【発明の効果】本発明は以上述べたような特徴を有し，
一つのスイッチング素子で出力電圧の安定化制御を行う
と同時に，交流入力電流の波形の改善ができ，力率は0.
98程度まで向上させることができる。またスイッチング
素子が一つであるので，従来の前置コンバータを設けた
場合の如き相互干渉は存在しない。さらにまたコンバー
タの共振作用により，スイッチング素子はゼロボルトス
イッチングとなり，その共振用コンデンサはロスレスス
ナバの役割を果たし，スイッチング素子のスナバ回路は
不要となる。さらにコンバータの共振作用はトランスの
リセット回路の役割をもはたしており，コンバータ変圧
器はリセット巻線およびリセットダイオードが不要とな
る。以上述べたように本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバー
タは簡素な構成であって，小型軽量，高力率，高効率の
効果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの第１の
実施例の構成を示す図である。

【図２】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの第１の
実施例の動作を説明する波形図である。

【図３】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの交流入
力電流波形図である。

【図４】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの第２の
実施例の構成を示す図である。

【図５】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの第２の
実施例の動作を説明する波形図である。

【図６】従来のＡＣ／ＤＣコンバータの構成の一例を示
す図である。

【図７】従来のＡＣ／ＤＣコンバータの交流入力電流波
形図である。

【符号の説明】

C1,C2,C3…コンデンサ D1,D2,D3,D4 …ダイオード DET1…電圧分圧器 Ei…商用交流電源 L1,L2 …チョークコイル Q1…電界効果トランジスタ Q2…フォトカプラ RC1,RC2 …整流回路 Tr1 …変圧器 U1…制御回路 X1,X2 …入力端子 Y1,Y2 …出力端子

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】商用交流電源に接続されるべき一対の入力
   端子と, 一対の交流入力端子と一対の直流出力端子とを備えたブ
   リッジ型の整流回路であって，その整流回路の交流入力
   端子が前記一対の入力端子に接続されるブリッジ型の整
   流回路と， このブリッジ型の整流回路の直流出力端子に接続され
   る，互いに直列接続されたチョークコイルとダイオード
   とコンデンサと， 前記商用交流電源の周波数に比較して十分高い周波数の
   オンオフ駆動信号を発生する制御回路と， 一対の主電極と制御端子とを備えたスイッチング素子で
   あって，その制御端子が前記制御回路によってオンオフ
   駆動されるとともに，その主電極の一端は前記チョーク
   コイルと前記ダイオードとの接続点に第２のコンデンサ
   を介して接続され，主電極の他の一端は前記コンデンサ
   の一端に接続されるスイッチング素子と， 少なくとも１次巻線と２次巻線とを備えた変圧器であっ
   て，その１次巻線が前記コンデンサと前記ダイオードと
   の接続点と前記スイッチング素子の主電極との間に接続
   される変圧器と， この変圧器の２次巻線に接続された整流手段と， この整流手段に接続された出力端子とからなるＡＣ／Ｄ
   Ｃコンバータ。
2. 【請求項２】前記変圧器の２次巻線に接続された整流手
   段が，前記スイッチング素子のオン時に対応してエネル
   ギー伝達することを特徴とする請求項１記載のＡＣ／Ｄ
   Ｃコンバータ。
3. 【請求項３】前記変圧器の２次巻線に接続された整流手
   段が，前記スイッチング素子のオフ時に対応してエネル
   ギー伝達することを特徴とする請求項１記載のＡＣ／Ｄ
   Ｃコンバータ。
4. 【請求項４】前記変圧器の１次巻線に直列にダイオード
   が接続されることを特徴とする請求項１または請求項２
   または請求項３記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。