JP2001086733A

JP2001086733A - 電力用半導体スイッチのゲート駆動回路

Info

Publication number: JP2001086733A
Application number: JP2000058216A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Sakuma; 健佐久間; Katsuji Iida; 克二飯田
Original assignee: NGK Insulators Ltd
Current assignee: NGK Insulators Ltd
Priority date: 1999-07-15
Filing date: 2000-03-03
Publication date: 2001-03-30
Anticipated expiration: 2020-03-03
Also published as: EP1069683A2; JP4080129B2; EP1069683B1; DE60005758T2; KR100385789B1; KR20010049768A; EP1069683A3; DE60005758D1; US6268754B1

Abstract

(57)【要約】【課題】電力用半導体スイッチをパルス駆動するため
の、構成が簡単で、必要な電源容量を低減したゲート駆
動回路を提供する。【解決手段】パルス駆動すべき電力用半導体スイッチ１
２のカソードに接続された直流電源１１の正極と、電力
用半導体スイッチのゲートとの間にオン用半導体スイッ
チング素子１３とリアクトル１４との直列回路を接続す
ると共に、前記オン用半導体スイッチング素子とリアク
トルとの接続点と、前記直流電源負極との間に、負極側
がアノードとなるようにフリーホイールダイオード１７
を接続し、前記電力用半導体スイッチのゲートと前記直
流電源の負極との間にオフ用の半導体スイッチング素子
１６を接続する。ゲート駆動回路の寄生インダクタンス
１５のために、リアクトル１４間に発生する高い逆誘起
電圧によって、急激に立ち上がる電流をゲートに供給し
てパルス駆動する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電力用半導体スイッチ
のゲート駆動回路、特に電力用半導体スイッチを鋭い立
ち上がりで高速でオンするパルス駆動回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】電力エネルギー分野の１つにパルス大電
力技術がある。これは、ゆっくりと蓄積したエネルギー
を１千万分の１秒というきわめて短い時間に１億ワット
以上の瞬時パワーとして放出させるものであるが、でき
るだけ急速にエネルギーを放出させるために、高電圧で
かつ超高速で動作するスイッチング素子が不可欠であ
り、この目的のためにギャップスイッチやサイラトロン
が用いられている。しかし、これらのスイッチは高い繰
り返し周波数で動作することに問題があると共に、寿命
が短いという問題があった。

【０００３】最近、半導体デバイスの進歩により、比較
的高電圧、大電流で高速スイッチング特性を持ったサイ
リスタ、静電誘導サイリスタ、ゲートターンオフサイリ
スタ（ＧＴＯ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ）などの半導体スイッチング素子が提案さ
れ、実用化されるようになっている。これらの半導体ス
イッチング素子を複数個直列に接続したものは、パルス
パワー用超高電圧電力用半導体スイッチとして使用でき
る可能性がある。

【０００４】このような電力用半導体スイッチをパルス
駆動させるためには可能な限り高速でターンオンさせる
必要がある。そのためのトリガ信号としては、ターンオ
ンの初期の数十nsecの短時間、非常に高速で立ち上がる
大きな電流をゲートに流し、その後、50μsec程度の
間、1A程度の連続オン電流を流す必要がある。このよう
に電力用半導体スイッチをパルス駆動するためのゲート
駆動回路は従来幾つか提案されている。

【０００５】図１は、電力用半導体スイッチをパルス駆
動するための従来のゲート駆動回路の一例を示すもので
ある。直流電源として、オン用の直流電源１と、オフ用
の直流電源２とが設けられている。オン用の直流電源１
の両端には、抵抗３とコンデンサ４とが接続され、これ
ら抵抗とコンデンサとの間の接続点は、オン用スイッチ
ング素子５を経て制御すべき電力用半導体スイッチ６の
ゲートＧに接続されている。直流電源からゲートに至る
回路部分の合計寄生インダクタンスを、オン用スイッチ
ング素子５と電力用半導体スイッチ６のゲートＧとの間
に接続したインダクタ７として表す。

【０００６】上述した抵抗３は、コンデンサ４に対する
充電抵抗として動作すると共に、電力用半導体スイッチ
６をオン状態に保持するための電流をゲートに供給する
ものである。さらに、電力用半導体スイッチ６のカソー
ドＫは、オン用直流電源１の負極に接続されており、オ
ン用スイッチング素子５とインダクタ７との接続点は、
オフ用スイッチング素子８を経てオフ用直流電源２の負
極に接続されている。

【０００７】

【発明が解決すべき課題】図１に示した従来のゲート駆
動回路の動作を、図２に示す信号波形を参照して説明す
る。電力用半導体スイッチ６がオフ状態に維持されてい
るときは、制御回路９の制御の下でオン用スイッチング
素子５（ＳＷ５）はオフ、オフ用スイッチング素子８
（ＳＷ８）はオンとなっている。したがって、コンデン
サ４は、オン用直流電源１から抵抗３を介してこの電源
の電圧E₁に充電されている。時刻t₀において、オン用ス
イッチング素子５をオフからオンへ切り換えると、コン
デンサ４に蓄えられていたエネルギーはこのスイッチン
グ素子を経て電力用半導体スイッチ６のゲートＧからカ
ソードＫへ流れることになる。このように電力用半導体
スイッチ６のゲートＧを流れる電流の最大値をI₂で示
す。このように大きな電流がゲートに流れるので、電力
用半導体スイッチ６はターンオンする。その後ゲート電
流が流れ続ける間、電力用半導体スイッチ６はオン状態
を持続し、時刻ｔ_１においてオン用スイッチング素子５
をオフ、オフ用スイッチング素子８をオンすることによ
りターンオフされる。

【０００８】ここで、オン用スイッチング素子５をオン
としたときにゲートに流れる電流i_Gの上昇率（di_G/dt）
は、オン用直流電源１の電圧E₁と、図１においてインダ
クタ７で表されている寄生インダクタンスL_Sとによって
決まる。すなわち、di_G/dt＝E₁/L_S で与えられる。この
寄生インダクタンスL_Sは、通常100nH程度であり、また
ゲート電流i_Gの上昇率（di_G/dt）は3000A/μsec以上が
要求される。したがって、オン用直流電源１の電圧E₁と
しては300V以上必要となる。

【０００９】一方、電力用半導体スイッチ６を高速でタ
ーンオンさせるために必要なゲートに供給する電荷量Ｑ
は決まっている。この電荷量Ｑはコンデンサ４に蓄えら
れている電荷量と等しく、これによるエネルギーは1/2
×QE₁で表される。このエネルギーを蓄えるために抵抗
３で発生する損失も1/2×QE₁となり、オン用直流電源１
から供給されるエネルギーはこれらの合計に等しく、QE
₁となる。

【００１０】上述した電荷量Ｑを確保するコンデンサ４
の容量を0.5μFとし、パルス駆動の繰り返し周波数を2K
Hzとすると、オン用直流電源１から供給される電力は90
Wとなる。この電力に、電力用半導体スイッチ６を50μs
ecの間、連続的にオン状態に保持するための電力30Wを
加えると、オン用直流電源１から供給される電力は120W
と非常に大きなものとなる。

【００１１】このように、電力用半導体スイッチ６を高
速でターンオンさせてパルス駆動するためには、きわめ
て大きな電力を供給することができるオン用直流電源１
が必要となり、ゲート駆動回路が複雑で、大型となり、
コストも高いものとなる。

【００１２】図３は、従来の電力用半導体スイッチのゲ
ート駆動回路の他の例を示すものであるが、第１図に示
したものと比較すると、オン用直流電源１の正極と、オ
ン用スイッチング素子５との間に、抵抗３とコンデンサ
４との並列回路を接続した点が相違しているだけであ
る。このようなゲート駆動回路の動作は、図１に示した
ものと殆ど同一であり、上述したところと同じ動作条件
では、オン用直流電源１はきわめて大きな電力を供給で
きるものであるとする必要がある。

【００１３】上述したように、大電力用の半導体スイッ
チをパルス駆動するために、ターンオン時にゲートに急
激に大電流を流そうとすると、ゲート電源容量が過大と
なり、多数の電力用半導体スイッチを直列接続するよう
な用途では重大な問題となる。また、ゲート駆動回路で
の損失が大きいため、ゲート駆動回路が大型化し、シス
テムの構築に支障を来すという問題もある。

【００１４】したがって、本発明の目的は、上述した従
来の欠点を解消し、簡単な回路で、大きなゲート電流を
急激に流して電力用半導体スイッチをパルス駆動できる
ゲート駆動回路を提供しようとするものである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、制御すべき電
力用半導体スイッチをパルス駆動するゲート駆動回路に
おいて、一方の極が、電力用半導体スイッチの主電極に
接続される直流電源と、前記電力用半導体スイッチの主
電極とゲートとの間に接続されたリアクトルおよび第１
のスイッチング素子の直列回路と、前記電力用半導体ス
イッチのゲートと直流電源の他方の極との間に接続され
た第２のスイッチング素子とを具え、前記電力用半導体
スイッチをオフ状態に保つために、前記第１のスイッチ
ング素子をオフ状態に、第２のスイッチング素子をオン
状態に維持し、電力用半導体スイッチをターンオンする
際には、前記第１のスイッチング素子をオフ状態からオ
ン状態へ切換えて前記リアクトルにエネルギーを蓄えた
後に、前記第２のスイッチング素子をオン状態からオフ
状態に切換えて、前記リアクトルに蓄えたエネルギーを
電力用半導体スイッチのゲートに急激に流すことによっ
て電力用半導体スイッチをターンオンするように構成し
たことを特徴とするものである。

【００１６】このような本発明による電力用半導体スイ
ッチのゲート駆動回路においては、前記リアクトルをエ
ネルギー蓄積手段として用い、このリアクトルに出力電
圧の低い直流電源から所要の電流となるまで流し、蓄積
した誘導エネルギーを開放する際に生じる高い誘起電圧
を利用して急激に立ち上がるゲート電流を電力用半導体
スイッチのゲートに流すことにより、低電力損失で高性
能の電力用半導体スイッチ用ゲート駆動回路を実現する
ことができる。

【００１７】本発明によるゲート駆動回路の好適な実施
例においては、前記第１および第２のスイッチング素子
を半導体スイッチング素子で構成し、前記電力用半導体
スイッチがオンとなった後にも、前記第１の半導体スイ
ッチング素子をオン状態に継続して維持することによっ
て電力用半導体スイッチをオン状態に保持するゲート電
流を、前記リアクトルに蓄えられているエネルギーによ
って生成するように構成する。あるいはまた、前記第１
のスイッチング素子と前記リアクトルとの接続点と、前
記第２のスイッチング素子の前記直流電源の他方の極に
接続された端子との間にフリーフォイルダイオードを接
続し、前記電力用半導体スイッチがターンオンした後
に、前記第１のスイッチング素子をオフ状態として、電
力用半導体スイッチにゲート電流を流しつつ前記リアク
トルに蓄えられているエネルギーを前記フリーフォイル
ダイオードを経て前記直流電源へ回生し、その後第１の
スイッチング素子を再びオン状態として電力用半導体ス
イッチをオン状態に保持するためのゲート電流を、前記
リアクトルに蓄えられているエネルギーによって生成す
るように構成することもできる。さらに、連続したパル
ス駆動を行うためには、前記第２の半導体スイッチング
素子をオンとして電力用半導体スイッチをターンオフす
ると同時に、前記第１の半導体スイッチング素子をオフ
として次のターンオン動作に備えるように構成すること
ができる。

【００１８】また、本発明においては、前記第１のスイ
ッチング素子を半導体スイッチング素子で構成すると共
に、前記第２のスイッチング素子を、このスイッチング
素子自身がオン状態からオフ状態に切り換わるときに、
前記リアクトルの両端に発生される逆誘起電圧でブレー
クダウンする特性を有する半導体スイッチング素子で構
成するのが好適である。また、前記第１の半導体スイッ
チング素子とリアクトルとの接続点と、前記直流電源の
他方の端子との間にフリーホイールダイオードを接続
し、前記第１の半導体スイッチング素子がオフしたとき
に、前記リアクトルの電流を流し続ける経路を確保し、
リアクトルに過電圧が発生しないようにするのが好適で
ある。

【００１９】本発明者は、特公平7-67271号公報におい
て、電力用半導体スイッチを連続的にオン状態に保つた
めの電流を、リアクトルと直列に接続されたスイッチン
グ素子をチョッピング動作させて得るようにした駆動回
路を提案している。このようにスイッチング素子をチョ
ッピング動作させるためには、正側電源と負側電源との
２つの電源が必要であり、電源回路が複雑となる。ま
た、この駆動回路を、電力用半導体スイッチをパルス駆
動するための駆動回路として用いることについても何ら
示唆していない。すなわち、リアクトルへの電流を転流
する際に、大きな逆誘起電圧が発生し、これが寄生イン
ダクタンスに印加されることによって急激に立ち上がる
電流をゲートに流すという本発明の基本的な動作原理に
ついては何も教示していない。

【００２０】

【発明の実施の形態】図４は、本発明による電力用半導
体スイッチのゲート駆動回路の一実施例の基本的な構成
を示す回路図である。直流電源１１の正極を電力用半導
体スイッチ１２のカソードＫに接続すると共に、この正
極と電力用半導体スイッチ１２のゲートＧとの間に、オ
ン用のスイッチング素子１３とリアクトル１４との直列
回路を接続する。電力用半導体スイッチ１２のゲートＧ
とリアクトル１４との間には寄生インダクタンスを表す
インダクタ１５が接続されている。さらに、リアクトル
１４とゲートＧとの接続点と、直流電源１１の負極との
間にはオフ用のスイッチング素子１６を接続する。ま
た、オン用のスイッチング素子１３とリアクトル１４と
の接続点と、直流電源１１の負極との間には、アノード
を負極に接続したダイオード１７を設ける。このダイオ
ード１７は、フリーホイールダイオードとして作用する
ものである。さらに、オン用スイッチング素子１３およ
びオフ用スイッチング素子１６のオンオフを制御する制
御回路１８を設ける。

【００２１】次に、図４に示すゲート駆動回路の動作
を、図５に示す信号波形図をも参照して説明する。電力
用半導体スイッチ１２がオフ状態にあるときは、オン用
スイッチング素子１３（ＳＷ１３）はオフ状態にあり、
オフ用スイッチング素子１６（ＳＷ１６）はオン状態に
ある。この状態で、時刻t₀において、制御回路１８によ
りオン用スイッチング素子１３をオフ状態からオン状態
に切り換えると、直流電源１１の正極から、スイッチン
グ素子１３、リアクトル１４およびオフ用スイッチング
素子１６を経て直流電源の負極に至る回路が形成され、
リアクトル１４に流れる電流が直線的に増大していく。
ここで、直流電源１１の電圧をＥとし、リアクトル１４
のインダクタンスをＬとすると、リアクトルに流れる電
流の勾配は、Ｅ／Ｌとなる。

【００２２】時刻t₁において、リアクトル１４を流れる
電流が所望の値Ｉ₁となるが、このとき制御回路１８に
よってオフ用スイッチング素子１６をオン状態からオフ
状態に切り換えると、リアクトル１４に流れていた電流
が電力用半導体スイッチ１２のゲートＧへ転流しようと
するが、上述したように、電力用半導体スイッチのカソ
ードＫとゲートＧとの間に少なからず存在する寄生イン
ダクタンス（図４ではインダクタ１５で示す）のため
に、リアクトル１４に流れていた電流が直ちに転流する
ことはできず、したがってリアクトル１４に大きな逆誘
起電圧が発生する。

【００２３】このようにリアクトル１４の両端間に発生
する大きな逆誘起電圧は、オフ用スイッチング素子１６
に加わるが、このスイッチング素子は半導体スイッチン
グ素子で構成されるので、最大定格電圧があり、これを
越えると破損してしまうことになる。そこで、本発明の
好適な実施例では、このオフ用のスイッチング素子１６
を半導体スイッチング素子で構成し、これを最大定格電
圧でブレークダウンして、リアクトル１４の誘導エネル
ギーの一部分を吸収する機能を持った半導体デバイスを
用いる。このような半導体デバイスとしては、例えばイ
ンターナショナル社製のHEXFETがある。このような半導
体スイッチング素子１６のブレークダウン電圧をV_Bとす
ると、リアクトル１４による逆誘起電圧は、（V_B−E）
に抑圧される。

【００２４】この電圧（V_B−E）は、寄生インダクタン
スL_Sを表すインダクタ１５にも印加されるので、（V_B−
E）／L_Sの勾配で電流は立ち上がり、急激に増大してい
く。インダクタ１５の電流がゲート電流と等しくなる時
刻t₂で、オフ用スイッチング素子１６のブレークダウン
は止まり、このスイッチング素子には電流が流れなくな
るので、電力用半導体スイッチ１２のゲート電流だけを
流すようになる。このように、オフ用のスイッチング素
子１６がブレークダウンしている期間が、ゲート電流の
上昇期間となる。

【００２５】上述した従来技術の説明と同様に、インダ
クタ１５で表される寄生インダクタンスL_Sを100nHと
し、ゲート電流i_Gの上昇率di_G/dtを3000A/μsecとし、
直流電源１１の電圧Eを30Vとすると、ブレークダウン電
圧V_Bは330Vとなるようにすれば良い。この期間における
リアクトル１４の電流の減少量を40A程度とすると、リ
アクトル１４のインダクタンスLは、（V_B−E）×50nsec
／40A=375nHとなる。

【００２６】したがって、時刻t₁におけるリアクトル１
４の電流I₁は190A必要となる。このとき、リアクトル１
４に蓄えられた電磁エネルギーは1/2×L×I₁ ^２となり、
これが直流電源１１から供給される。この電力は、パル
ス動作の繰り返し周波数を上述した従来技術で説明した
のと同じ２KHzとすると、1/2×375nH×190 ²×2KHz=13.5
Wとなり、従来例の120Wの約1/9と非常に小さなものとな
る。

【００２７】時刻t₂以降は、リアクトル１４から、電力
用半導体スイッチ１２のゲートＧ−カソードＫ−オン用
スイッチング素子１３の経路を経てリアクトル１４の残
留電磁エネルギー（=1/2×L×I₂ ²）による電流がゲート
電流として環流し、回路による損失に応じて減衰してい
くが、連続オン電流として、従来例よりも大きな電荷量
をゲートＧに供給することができる。このように、本発
明においては、電力用半導体スイッチ１２をターンオン
とした後、この状態を維持するためのエネルギーをリア
クトル１４の残留エネルギーから得るようにしており、
直流電源１１から供給しているものではない点も従来の
ものとの顕著な相違点である。

【００２８】時刻t_５において、電力用半導体スイッチ
１２をターンオフするには、制御回路１８によってオン
用スイッチング素子１３をオン状態からオフ状態とし、
オフ用スイッチング素子１６をオフ状態からオン状態と
することにより、電力用半導体スイッチのカソードＫが
直流電源１１の正極に接続され、ゲートＧが負極に接続
されるので、電力用半導体スイッチのゲート・カソード
間は逆バイアスされ、確実にターンオフすることができ
る。

【００２９】上述した実施例においては、図５に示すよ
うに、制御回路１８によって、オン用スイッチング素子
１３は時刻ｔ_０においてオフからオンに切り換えられ、
時刻ｔ_５においてオンからオフに切り換えられ、オフ用
スイッチング素子１６は時刻ｔ_１においてオンからオフ
に切り換えられ、時刻ｔ_５においてオフからオンへ切り
換えるようにしている。したがって、電力用半導体スイ
ッチ１２がオンした後は、リアクトル１４の磁気エネル
ギーは電力用半導体スイッチのゲート−カソード、オン
用半導体装置１３を通るルートで循環されているが、電
力用半導体スイッチのゲートには不必要に大きな電流が
流れることになる。このように大きなゲート電流は回路
損失を招き、半導体装置のゲート駆動回路全体としての
運転効率を低下させる要因となっている。

【００３０】図６は、本発明による電力用半導体スイッ
チのゲート駆動回路の他の実施例における動作を示すも
のである。本例の回路構成そのものは、図４に示したも
のと同じであるが、制御回路１８によるオン用スイッチ
ング素子１３の駆動の仕方が相違している。したがっ
て、その部分における動作を説明すれば足りるが、全動
作について上述した実施例よりも詳細に説明する。

【００３１】モードＩは電力用半導体スイッチ１２が定
常オフ状態にあるモードであり、オン用スイッチング素
子１３がオフ、オフ用スイッチング素子１６がオンとな
っており、電力用半導体スイッチ１２のゲートＧとカソ
ードＫとの間に直流電源１１の電圧Ｅが、逆極性に印加
されており、電力用半導体スイッチは確実にオフ状態を
保っている。勿論、このモードＩではリアクトル１４の
電流は零である。

【００３２】モードIIはターンオンの準備期間であり、
電力用半導体スイッチ１２を急峻なゲート電流でターン
オンさせるために、予めリアクトル１４にゲートに必要
な電流を流しておくための期間である。このために、時
刻ｔ_０において、制御回路１８によってオン用スイッチ
ング素子１３をオンとして、リアクトル１４に直流電源
１１の電圧Ｅを加えてリアクトルに電流をＩ_１まで立ち
上げる。

【００３３】次のモードIIIでは、時刻ｔ_１において制
御回路１８によってオフ用スイッチング素子１６をオフ
とする。したがってリアクトル１４を流れていた電流は
電力用半導体スイッチ１２のゲートへ転流しようとする
が、このゲート周りに存在する寄生インダクタンスのた
めに直ちには流れないので、リアクトル１４の両端間に
は過大な逆誘起電圧が発生しようとする。上述したよう
に、この逆電圧が高いほど、電力用半導体スイッチに流
れるゲート電流のdi/dtは大きくなり好都合となるが、
この電圧はオフ用スイッチング素子１６にも印加される
ので、このオフ用スイッチング素子の定格電圧を越える
と、このスイッチング素子は破壊してしまう恐れがあ
る。オフ用スイッチング素子１６として、決まった電圧
でブレークダウンし、サージ電力を吸収する能力があ
り、しかもオン抵抗も低いインターナショナル整流器社
のパワーMOSFETを使用することにより、スイッチング素
子の破壊の問題は解決できる。

【００３４】上述したオフ用スイッチング素子１６のブ
レークダウン電圧をＥ_ｂとすると、リアクトル１４は
（Ｅ_ｂ−Ｅ）の電圧でクランプされる。また、この電圧
は電力用半導体スイッチ１２のゲート周辺の寄生インダ
クタンス１５にも印加されるので、ゲート電流は急激に
立ち上がり、リアクトル１４を流れる電流に等しくなる
とクランプ状態が解除されてこのモードIIIは終了す
る。この時間がゲート電流の立ち上がり時間となるの
で、従来と同等の立ち上がりdi/dt特性を有するゲート
電流を流すためには、電圧（Ｅ_ｂ−Ｅ）を３００Ｖとす
る必要がある。したがって、このモードIIIの時間は、
例えば５０ｎｓときわめて短いので、ブレークダウンで
消費される瞬時パワーは大きいがエネルギーは大きくは
ない。また．モードIIIの終了時にリアクトル14を流れ
る電流はＩ_２まで減少する。

【００３５】モードIVは第１の環流期間である。上述し
たクランプ期間が完了した後、ピークに達したゲート電
流を直ちに減少させないように、時刻ｔ_１でオフ用スイ
ッチング素子１６をオフした後もオン用スイッチング素
子１３のオン状態を短時間持続させる。このとき、リア
クタ１４から電力用半導体スイッチ１２のゲートＧ−カ
ソードＫ、オン用スイッチング素子１３を経て電流が還
流することになるが、このような環流期間は必ずしも設
ける必要はない。この環流期間の終了時にはリアクトル
１４を流れる電流はＩ_３まで低下する。

【００３６】次のモードＶが本実施例に特有のものであ
る。すなわち、上述したモードIVで第１の環流期間を継
続していくと、電力用半導体スイッチ１２のゲートに必
要以上の電荷を注入し、エネルギーを無駄に消費してし
まうことになる。そこで、本実施例では、電力用半導体
スイッチ１２のゲートターンオンに必要な量の電荷の注
入が行なわれたらリアクトル１４のゲート電流を電力用
半導体スイッチ１２を連続的にオンするのに要するレベ
ルまで急速に減少させるようにしている。すなわち、時
刻ｔ_３において、オン用スイッチング素子１３をオフと
して、このスイッチング素子を流れていた電流をフリー
ホイールダイオード１７へ転流して直流電源１１へ回生
するようしている。オン用スイッチング素子１３をオフ
とすると、リアクトル１４から電力用半導体スイッチ１
２のゲートＧ−カソードＫ−直流電源１１−フリーホイ
ールダイオード１７−リアクトル１４へと流れ、直流電
源１１に回生することになる。この回生期間の終了時に
はリアクトル１４の電流はＩ_４まで減少する。

【００３７】次のモードVIは第２の環流期間であり、時
刻ｔ_４においてオン用スイッチング素子１３をオンとし
て、電力用半導体スイッチ１２を連続的にオン状態に維
持するためのゲート電流、すなわち連続オン電流Ｉ
_4〜５（例えば１Ａ程度）を必要な期間（例えば５０μ
ｓ程度）流し続けるものであり、減衰率はできるだけ小
さくするのが望ましい。

【００３８】最後のモードVIIはオフ期間であって、制
御回路１８によって時刻ｔ_５において、オン用スイッチ
ング素子１３をオフとするとともにオフ用スイッチング
素子１６をオンとして電力用半導体スイッチ１２をター
ンオフした後、このターンオフ状態を持続する。ここ
で、オフ用スイッチング素子１６をオンすると、電力用
半導体スイッチ１２のゲート・カソード間に電源電圧Ｅ
が逆電圧として印加され、カソードからゲートへ向けて
ゲート引き抜き電流が流れ、電力用半導体スイッチを確
実にターンオフさせることができる。パルスパワー回路
に適用する場合には、このときには電力用半導体スイッ
チ１２のアノード電流は零であるので、ゲート引き抜き
電流は余り流れない。本例では、オフ用スイッチング素
子１６をオンすると同時にオン用スイッチング素子１３
をオフとしているが、このタイミングに多少の遅れや進
みがあっても差し支えない。すなわち、これらのスイッ
チング素子１３および１６が同時にオンとなる状態が短
時間存在しても、直列にリアクトル１４が接続されてい
るので、大きな短絡電流の発生を抑止することができ
る。上述したようにオフ用スイッチング素子１６がオン
すると、リアクトル１４−スイッチング素子１６−フリ
ーホイールダイオード１７−リアクトル１４の経路が形
成され、初期電流Ｉ_５が環流し、リアクトル１４の残留
磁気エネルギーが回路の損失として無駄に消費されるこ
とになる。したがって、初期電流Ｉ_５の大きさが決めら
れているとすれば、リアクトル１４のインダクタンス値
を小さくするのが得策であることがわかる。

【００３９】図７は制御回路１８の一例の構成を示す回
路図、図８はその動作を示す波形図である。本例では、
図８の最上段に示すような制御信号Ｓを入力してオン用
スイッチング素子１３およびオフ用スイッチング素子１
６に対する駆動信号を生成させている。図７に示すよう
に、制御信号Ｓをインバータ２１へ入力してその反転信
号を生成する。制御信号Ｓは抵抗２２およびダイオード
２３の並列回路を経てＮＡＮＤ回路２４の一方の入力端
子へ供給し、このＮＡＮＤ回路の他方の入力端子へはイ
ンバータ２１から出力される反転信号を供給する。ま
た、ＮＡＮＤ回路２４の一方の入力端子は抵抗２２と相
俟って放電時定数を決めるコンデンサ２５に接続する。

【００４０】ＮＡＮＤ回路２４の出力端子を抵抗２６お
よびダイオード２７の並列回路を経てＮＡＮＤ回路２８
の一方の入力端子に接続し、このＮＡＮＤ回路の他方の
入力端子にはインバータ２１から出力される制御信号Ｓ
の反転信号を供給する。さらに、このＮＡＮＤ回路２８
の一方の入力端子は抵抗２６と共に放電時定数を決める
コンデンサ２９に接続する。ＮＡＮＤ回路２４からはオ
ン用スイッチング素子１４のオン信号が供給され、ＮＡ
ＮＤ回路２８からはオフ用スイッチング素子１６のオン
信号が供給される。

【００４１】このような制御回路の基本的な構成は既知
であると共に図８の波形図からその動作は理解できるの
で、以下簡単に説明する。時刻ｔ_０において制御信号Ｓ
が立ち上がり、その反転信号が立ち下がるためＮＡＮＤ
回路２４およびＮＡＮＤ回路２８の一方の入力信号が
「０」となり、コンデンサ２５および２９の電圧に関わ
らずＮＡＮＤ回路２４の出力は引き続き「１」となり、
ＮＡＮＤ回路２８の出力は「０」から「１」へ変化す
る。したがって時刻ｔ_０から再び反転信号ーＳが「１」
となる時刻ｔ_１の期間ではオン用スイッチング素子１３
とオフ用スイッチング素子１６は同時にオンとなる。

【００４２】次に、時刻ｔ_２において制御信号Ｓが立ち
下がると、その反転信号が立ち上がり、一方時刻ｔ_０で
急速充電されたコンデンサ２５は抵抗２２により放電さ
れ、時刻ｔ_５で閾値に達するまでは「１」とみなされる
ため、ＮＡＮＤ回路２４の出力信号は「０」へ変化し、
オフ用スイッチング素子１６をオフとする。これにより
時刻ｔ_１まで充電されていたコンデンサ２９は抵抗２６
により放電され、時刻ｔ_４で閾値に達するまでは「１」
とみなされるためＮＡＮＤ回路２８の出力信号が「０」
へ変化し、オン用スイッチング素子１３をオフとする。

【００４３】コンデンサ２９の電圧が時刻ｔ_４において
閾値に達すると、ＮＡＮＤ回路２８の出力信号は「１」
に反転し、オン用スイッチング素子１３のオン信号が
「１」となる。その後、コンデンサ２５の電圧が閾値に
達した時刻ｔ_５においてＮＡＮＤ回路２４の出力信号は
「１」に反転し、オフ用スイッチング素子１６のオン信
号は「１」となると共にコンデンサ２９がダイオード２
７により急速に充電されるためＮＡＮＤ回路２８の出力
信号も「０」に反転し、オン用スイッチング素子１３の
オン信号が「０」となる。

【００４４】上述したように、本例の制御回路において
は、モードIIの開始時刻ｔ_０とモードIIIの開始時刻ｔ
_１を規定する立ち上がりおよび立ち下がりを有する制御
信号Ｓを用いることによって、それ以後のモードの開始
タイミングを制御回路の抵抗およびコンデンサの時定数
を適切に設定することによって決めることができる。

【００４５】本発明は上述した実施例にのみ限定される
ものではなく、幾多の変更や変形が可能である。例え
ば、上述した実施例では電力用半導体スイッチとしてゲ
ートターンオフサイリスタ(GTO)としたが、IGBT、サイ
リスタ、SIサイリスタ、バイポーラトランジスタなどの
電力用半導体デバイスを用いることもできる。

【００４６】さらに、上述した実施例においては、オン
用およびオフ用のスイッチング素子を用いているが、こ
れは半導体素子が適しており、バイポーラトランジス
タ、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子を用い
ることができる。また、フリーフォイルダイオードの代
わりに半導体スイッチング素子を使用することもでき
る。

【００４７】

【発明の効果】上述したように、本発明による電力用半
導体スイッチのゲート駆動回路によれば、簡単な回路で
かつ小さい電力で、急激に増大するゲート電流を電力用
半導体スイッチのゲートに流すことができる。

【００４８】また、第２の実施例においては、リアクト
ルの電流がピークに達した後に、オン用スイッチング素
子をオフとすることによってリアクトルを流れる電流を
フリーホイールダイオードを経て直流電源に流す電流回
生期間を設けたため、リアクトルの磁気エネルギーを直
流電源に回生することができ、電力消費を尚一層小さく
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の電力用半導体スイッチのゲート駆動回路
の一例を示す回路図である。

【図２】同じくその動作を説明するための信号波形図で
ある。

【図３】従来のゲート駆動回路の他の例を示す回路図で
ある。

【図４】本発明による電力用半導体スイッチのゲート駆
動回路の一実施例を示す回路図である。

【図５】同じくその動作を説明するための信号波形図で
ある。

【図６】本発明による電力用半導体スイッチのゲート駆
動回路の他の実施例における動作を示す信号波形図であ
る。

【図７】本発明による電力用半導体スイッチのゲート駆
動回路の制御回路の一例の構成を示す回路図である。

【図８】同じくその動作を説明するための信号波形図で
ある。

【符号の説明】

１１直流電源、１２電力用半導体スイッチ、１
３オン用スイッチング素子、１４リアクトル、
１５寄生インダクタ、１６オフ用スイッチング素
子、１７フリーホイールダイオード、１８制御回
路、２１インバータ、２２、２６抵抗、２
３、２７ダイオード、２４、２８ＮＡＮＤ回路、
２５、２９コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】制御すべき電力用半導体スイッチをパルス
駆動するゲート駆動回路において、一方の極が、電力用
半導体スイッチの主電極に接続される直流電源と、前記
電力用半導体スイッチの主電極とゲートとの間に接続さ
れたリアクトルおよび第１のスイッチング素子の直列回
路と、前記電力用半導体スイッチのゲートと直流電源の
他方の極との間に接続された第２のスイッチング素子と
を具え、前記電力用半導体スイッチをオフ状態に保つた
めに、前記第１のスイッチング素子をオフ状態に、第２
のスイッチング素子をオン状態に維持し、電力用半導体
スイッチをターンオンする際には、前記第１のスイッチ
ング素子をオフ状態からオン状態へ切換えて前記リアク
トルにエネルギーを蓄えた後に、前記第２のスイッチン
グ素子をオン状態からオフ状態に切換えて、前記リアク
トルに蓄えたエネルギーを電力用半導体スイッチのゲー
トに急激に流すことによって電力用半導体スイッチをタ
ーンオンするように構成したことを特徴とする電力用半
導体スイッチのゲート駆動回路。
【請求項２】前記電力用半導体スイッチがターンオンし
た後にも、前記第１のスイッチング素子を継続してオン
状態に維持することによって電力用半導体スイッチをオ
ン状態に保持するためのゲート電流を、前記リアクトル
に蓄えられているエネルギーによって生成するように構
成したことを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体
スイッチのゲート駆動回路。
【請求項３】前記第２のスイッチング素子をオフ状態か
らオン状態に切換えて電力用半導体スイッチをターンオ
フするのと同時に、前記第１のスイッチング素子をオン
状態からオフ状態に切換えて次のターンオン動作に備え
るように構成したことを特徴とする請求項２に記載の電
力用半導体スイッチのゲート駆動回路。
【請求項４】前記第１のスイッチング素子を半導体スイ
ッチング素子で構成すると共に、前記第２のスイッチン
グ素子を、このスイッチング素子自身がオン状態からオ
フ状態に切り換わるときに、前記リアクトルの両端に発
生される逆誘起電圧でブレークダウンする特性を有する
半導体スイッチング素子で構成したことを特徴とする請
求項１〜３の何れかに記載の電力用半導体スイッチのゲ
ート駆動回路。
【請求項５】パルス駆動すべき電力用半導体スイッチの
カソードに接続された直流電源の正極と、電力用半導体
スイッチのゲートとの間にオン用半導体スイッチング素
子とリアクトルとの直列回路を接続すると共に、前記オ
ン用半導体スイッチング素子とリアクトルとの接続点
と、前記直流電源の負極との間に、負極側がアノードと
なるようにフリーホイールダイオードを接続し、前記電
力用半導体スイッチのゲートと前記直流電源の負極との
間にオフ用の半導体スイッチング素子を接続したことを
特徴とする電力用半導体スイッチのゲート駆動回路。
【請求項６】前記電力用半導体スイッチがターンオンし
た後に、前記オン用半導体スイッチング素子をオフ状態
として、電力用半導体スイッチにゲート電流を流しつつ
前記リアクトルに蓄えられているエネルギーを前記フリ
ーホイールダイオードを経て前記直流電源へ回生し、そ
の後オン用半導体スイッチング素子を再びオン状態とし
て電力用半導体スイッチをオン状態に保持するためのゲ
ート電流を、前記リアクトルに蓄えられているエネルギ
ーによって生成するように構成したことを特徴とする請
求項５に記載の電力用半導体スイッチのゲート駆動回
路。