DE112008003369T5

DE112008003369T5 - Sanftschaltender Stromwandler

Info

Publication number: DE112008003369T5
Application number: DE112008003369T
Authority: DE
Inventors: Ryuichi Shimada
Original assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Current assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date: 2007-12-11
Filing date: 2008-12-08
Publication date: 2010-12-30
Also published as: WO2009075366A1; JPWO2009075366A1; JP4534007B2; US20100259955A1

Abstract

Sanftschaltender Stromwandler zum Durchführen einer Wandlung von Wechselstrom zu Gleichstrom oder einer Wandlung von Gleichstrom zu Wechselstrom durch ein sanftes Schälten, wobei der sanftschaltende Stromwandler umfasst:

eine Pulsspannungserhöhungseinheit (3), die eine Wechselstromquelle oder eine Gleichstromquelle als eine Eingabestromquelle (1) verwendet, und wobei die Eingabestromquelle (1) in Wechselstrom-Eingabeterminals (a, b) davon über eine Wechselstrom-Induktivität (2) eingibt, wobei die Gleichstromquelle eine Polarität des Stromes umkehrt;

eine glättende Induktivität (6), eingesetzt in Reihe zwischen einem Gleichstrom-Ausgabeterminal (c oder d) der Pulsspannungserhöhungseinheit (3) und einer Gleichstromquelle oder einer Last (7), und eine erhöhte Pulsspannung, die durch die
Pulsspannungserhöhungseinheit (3) erzeugt wird, glättet und an die Gleichstromquelle oder die Last (7) liefert; und

eine Steuereinheit (4) zum Steuern der Pulsspannungserhöhungseinheit (3),

wobei die Pulsspannungserhöhungseinheit (3) umfasst:
eine Brückenschaltung, ausgebildet aus vier Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern (S1, S2, S3, S4);
und einen Kondensator (31), verbunden zwischen den Gleichstrom-Ausgabeterminals...

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Vorwärtsstromwandlungen von Wechselstrom oder Gleichstrom zu Gleichstrom und Rückstromwandlungen von Gleichstrom zu Wechselstrom und bezieht sich auf einen sanftschaltenden Stromwandler, der Rückstromwandlungen durchführen kann, unter Verwendung einer Stromversorgung einer Gleichstromeinheit bzw. DC Link, bei der es sich um eine erhöhte Hochfrequenz-Pulsspannung handelt, die durch die Funktion eines die magnetische Energie wiederherstellenden Schalters erzeugt wird, um die magnetische Energie ohne Verlust in beide Stromrichtungen wiederherzustellen.
STAND DER TECHNIK
Verschiedene Verfahren zum Wandeln von Gleichstrom zu Wechselstrom werden praktisch verwendet. Es gibt einen Bedarf an kleineren Vorrichtungen und einer höheren Effizienz. Es gibt auch einen Bedarf an einer kleineren Anzahl von Komponenten und einfacheren Steueroperationen. Um die Größen der Komponenten, wie zum Beispiel einen Isoliertransformator, zu reduzieren, wird die Schaltfrequenz erhöht. Als Ergebnis wird der Verlust auf Grund des Schalters größer. Bei Hochgeschwindigkeitsschaltoperationen bei einer Schaltfrequenz höher als 10 kHz wird der Verlust an Spannung und Strom viel höher als der Leitungsverlust der Halbleiterelemente, die zum Schalten verwendet werden, wenn die Halbleiterelemente in einem transienten Zustand zwischen dem Ein-Zustand und dem Aus-Zustand ist.
Während es einen Bedarf an Halbleiterelementen gibt, die für das Hochgeschwindigkeitsschalten geeignet sind, ist ein sanftschaltendes Verfahren, um die Spannung oder den Strom, oder sowohl die Spannung und den Stromes während einer Ein/Aus-Operation des zum Schalten verwendeten Halbleiterelements auf fast Null zu reduzieren, eine wesentliche Lösung als Schaltungsverfahren.
Die Erfinderin hat eine Schaltungstechnik vorgeschlagen, die als Magnetenergie-Wiederherstellungsschalter bezeichnet wird, der bereits ein Patent erteilt ist ( Japanisches Patent Nr. 3 634 982 , im Folgenden als „Patentdokument 1” bezeichnet). Der Magnetenergie-Wiederherstellungsschalter umfasst eine Brückenschaltung mit vier Halbleiterelementen, die keine reverse Blockfähigkeit aufweisen oder eine rückwärts leitende Funktion aufweisen (im Folgenden als eine Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter bezeichnet), und einen Kondensator, der zwischen den Gleichstromterminals der Brückenschaltung verbunden ist. Die Ströme in sowohl die Vorwärts- als auch die Rückwärtsrichtung können nur durch die Steuerung des Gates der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter an und ausgeschaltet werden. Zwei Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter, die in der Brückenschaltung diagonal zueinander angeordnet sind, werden als Paar betrachtet. Wenn mindestens ein Paar der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter zur gleichen Zeit an oder ausgeschaltet werden, absorbiert der Kondensator die magnetische Energie des Stromes und die Energie wird durch die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter abgegeben, die sich in dem An-Zustand befinden. Auf diese Art wird der Strom in dem Schaltungsschaltkreis wiederhergestellt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG DURCH DIE ERFINDUNG ZU LÖSENDE PROBLEME
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines Stromwandlers, der die für alle Schaltungsvorgänge verwendeten Schaltoperationen der Halbleiterelemente in sanftschaltenden Schaltoperationen wandelt und eine Ausgabespannung erhöhen und verringern kann. Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines reversiblen Stromwandlers, der mit einer relativ kleinen Anzahl von Komponenten und einer einfachen Steuereinheit ausgebildet ist.
EINRICHTUNGEN ZUM LÖSEN DER AUFGABE
Die vorliegende Erfindung ist ein sanftschaltender Stromwandler zum Durchführen einer Wandlung von Wechselstrom zu Gleichstrom oder einer Wandlung von Gleichstrom zu Wechselstrom durch ein sanftes Schalten, und das Problem ist gelöst durch einen sanftschaltenden Stromwandler mit einer Pulsspannungserhöhungseinheit 3, die eine Wechselstromquelle oder eine Gleichstromquelle als eine Eingabestromquelle 1 verwendet, und wobei die Eingabestromquelle 1 in Wechselstrom-Eingabeterminals a und b davon über eine Wechselstrom-Induktivität 2 eingibt, wobei die Gleichstromquelle eine Polarität des Stromes umkehrt, einer glättende Induktivität 6, eingesetzt in Reihe zwischen einem Gleichstrom-Ausgabeterminal c oder d der Pulsspannungserhöhungseinheit 3 und einer Gleichstromquelle oder einer Last 7, und eine erhöhte Pulsspannung, die durch die Pulsspannungserhöhungseinheit 3 erzeugt wird, glättet und an die Gleichstromquelle oder die Last 7 liefert, und einer Steuereinheit 4 zum Steuern der Pulsspannungserhöhungseinheit 3, wobei die Pulsspannungserhöhungseinheit 3 umfasst: eine Brückenschaltung, ausgebildet aus vier Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern S1, S2, S3, S4, und einen Kondensator 31, verbunden zwischen den Gleichstrom-Ausgabeterminals c und d der Brückenschaltung, der magnetische Energie des Stromes zum Zeitpunkt des Stromabschlusses speichert und wiederherstellt, wobei die Steuereinheit 4 ein Steuersignal an Gates liefert, so dass mindestens ein Paar der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern, die sich auf einer Diagonalen der Brückenschaltung befinden, zur gleichen Zeit an und ausgeschaltet werden, wobei die Steuereinheit 4 eine An/Aus-Periode der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern länger als eine Resonanzperiode einstellt, die durch eine Kapazität des Kondensators 31 und eine Induktivität (Lac) der Wechselstrom-Induktivität 2 bestimmt ist, wobei eine Spannung des Kondensators 31 Null wird durch die Entladung in jedem Zyklus, und eine Spannung von Null beobachtet wird, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern ausgeschaltet werden, und ein Strom von Null beobachtet wird, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern angeschaltet werden, wodurch die Steuereinheit 4 ein sanftes Schalten realisiert.
Das Ziel der vorliegenden Erfindung ist effektiv erreicht durch einen sanftschaltenden Stromwandler, ferner mit einer Schaltsteuereinheit 5, parallel verbunden mit den Gleichstrom-Ausgabeterminals c und d der Pulsspannungserhöhungseinheit 3, und zum Durchführen einer An/Aus-Steuerung abwechselnd an Spannungen oberhalb und unterhalb einer Stromschiene auf Grundlage eines Pulsbreitenmodulations-(PWM)Trägersignals synchron mit einer Erzeugungsperiode der erhöhten Pulsspannung, wobei die Schaltsteuereinheit 5 einen oder eine Vielzahl von Armen umfasst, die jede zwei Halbleiterschalter in Reihe verbinden, wobei die Schaltsteuereinheit 5 von der Steuereinheit 4 gesteuert wird.
Weiterhin ist das Ziel der vorliegenden Erfindung effektiv erreicht durch einen sanftschaltenden Stromwandler, bei dem, wenn ein an die Last 7 gelieferter Strom ein Gleichstrom ist, die Anzahl der Arme eins ist und die erhöhte Pulsspannung verringert wird und an die Last geliefert wird, durch ein an und ausschalten der Halbleiterschalter, wenn ein an die Last 7 gelieferter Strom ein Einphasen-Wechselstrom ist, die Anzahl der Arme zwei ist, und eine Steuerung durch an und ausschalten der Halbleiterschalter durchgeführt wird, um eine Niederfrequenz-Einphasen-Wechselstromspannung zu erzeugen, wenn ein an die Last 7 gelieferter Strom ein Dreiphasen-Wechselstrom ist, die Anzahl der Arme drei ist, und eine Steuerung durch an und ausschalten der Halbleiterschalter durchgeführt wird, um eine Dreiphasen-Wechselstromspannung zu erzeugen, und wenn ein an die Last 7 gelieferter Strom ein N-Phasen-Wechselstrom ist, die Anzahl der Arme N ist, und eine Steuerung durch an und ausschalten der Halbleiterschalter durchgeführt wird, um eine N-Phasen-Wechselstromspannung zu erzeugen.
Weiterhin ist das Ziel der vorliegenden Erfindung effektiv erreicht durch einen sanftschaltenden Stromwandler, bei dem, wenn die Eingabe-Stromquelle 1 eine Gleichspannung ist, die Steuereinheit 4 nur ein Paar der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern an und ausschaltet (ein Paar von S1 und S3 oder ein Paar von S2 und S4), die auf einer Diagonale der Brückenschaltung angeordnet sind, während das andere Paar der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern in einem Aus-Zustand gehalten wird, um dadurch die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern zu steuern, um als Dioden zu arbeiten.
Weiterhin ist das Ziel der vorliegenden Erfindung effektiv erreicht durch einen sanftschaltenden Stromwandler, bei dem die Pulsspannungserhöhungseinheit 3 umfasst: eine Halbbrückenschaltung, ausgebildet mit zwei in Reihe verbundenen Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern S2 und S3 der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter und zweier in Reihe verbundener Dioden; und zwei der Kondensatoren 31, die jeweils parallel mit den zwei in Reihe verbundenen Dioden verbunden sind.
Weiterhin ist das Ziel der vorliegenden Erfindung effektiv erreicht durch einen sanftschaltenden Stromwandler, bei dem, wenn die Eingabe-Stromquelle 1 eine Dreiphasen-Wechselstromquelle ist, die Pulsspannungserhöhungseinheit 3 umfasst: eine Dreiphasen-Vollwellen-Brückenschaltung, ausgebildet aus sechs der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter in der Form von drei Armen, wobei jeder Arm ausgebildet ist aus zwei in Reihe verbundenen Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter; und eine Schaltung, die zwischen Gleichstrom-Terminals der Dreiphasen-Vollwellen-Brückenschaltung verbunden ist, und einen ersten Kondensator und eine erste Diode aufweist, die parallel verbunden sind, wobei der parallel verbundene erste Kondensator und die erste Diode in Reihe mit einem zweiten Kondensator und einer zweiten Diode verbunden sind, die parallel verbunden sind, so dass die erste Diode und die zweite Diode in einer Vorwärtsrichtung angeordnet sind, wobei ein Mittelpunkt der Reihenschaltung mit einem neutralen Punkt der Dreiphasen-Wechselstromquelle verbunden ist, und die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter einer Richtung eines Dreiphasen-Wechselstromes von den Armen ausgewählt werden, die jeder zwei der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter verbindet, und alle der ausgewählten Rückwärtsleitungs- Halbleiterschalter zur gleichen Zeit an oder ausgeschalten werden, um die erhöhte Pulsspannung zwischen den Gleichstromterminals der Dreiphasen-Vollwellen-Brückenschaltung zu erzeugen, wodurch eine Dreiphasen-Wechselstrom-Wandlung durchgeführt wird.
Weiterhin ist das Ziel der vorliegenden Erfindung effektiv erreicht durch einen sanftschaltenden Stromwandler, bei dem Thyristoren als Halbleiterschalter der Schaltsteuereinheit 51 verwendet werden.
Weiterhin ist das Ziel der vorliegenden Erfindung effektiv erreicht durch einen sanftschaltenden Stromwandler, bei dem, an Stelle der Glättungsinduktivität 6 eine Diode verwendet wird zum Glätten der erhöhten Pulsspannung.
Weiterhin ist das Ziel der vorliegenden Erfindung effektiv erreicht durch einen sanftschaltenden Stromwandler, bei dem, wenn Leistungs-MOSFETs mit jeweils einer parasitären Dioden darin als die vier Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1, S2, S3 und S4 verwendet werden, ein Synchronisationssignal zum Zeitpunkt der Rückwärtsleitung der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter übertragen wird, um einen Leitungsverlust zu reduzieren.
Weiterhin ist das Ziel der vorliegenden Erfindung effektiv erreicht durch einen sanftschaltenden Stromwandler, bei dem auf Grundlage einer Eingabespannung oder eines Eingabestroms der Pulsspannungserhöhungseinheit 3, einer Spannung und eines Stromes einer Gleichstromausgabe oder einer Wechselstromausgabe, die durch Pulsbreitenmodulation geschaltet werden, und einer Spannung des Kondensators 31, die Steuereinheit 4 ein An/Aus-Zeitverhältnis des Gate-Signals und eine Schaltperiode bestimmt, und eine An/Aus- Steuerung der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter durchführt.
Weiterhin ist das Ziel der vorliegenden Erfindung effektiv erreicht durch einen sanftschaltenden Stromwandler, bei dem die Arme der Schaltsteuereinheit 5 mit vier in Reihe geschalteten Halbleiterschaltern ersetzt werden.
Weiterhin ist das Ziel der vorliegenden Erfindung effektiv erreicht durch einen sanftschaltenden Stromwandler, bei dem, wenn die Eingabestromquelle 1 ein Dreiphasen-Wechselstrom ist und der an die Last 7 zu liefernde Strom ein Dreiphasen-Wechselstrom ist, die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter als die Halbleiterschalter der Schaltsteuereinheit 5 verwendet werden.
EFFEKTE DER ERFINDUNG
In einem sanftschaltenden Stromwandler gemäß vorliegender Erfindung wird eine Spannung von nahezu Null beobachtet, wenn die Halbleiterelemente, die für alle Schaltoperationen verwendet werden, abgeschaltet werden, und ein Strom von nahezu Null wird beobachtet, wenn die Halbleiterelemente angeschaltet werden. Entsprechend gibt es keinen Schaltverlust und ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb kann richtig durchgeführt werden. Somit können Hochfrequenzoperationen realisiert werden und der Stromwandler kann in seiner Größe verringert werden. Dieser Stromwandler hat darüber hinaus den exzellenten Vorteil, dass er in der Lage ist, Rückwärtsstromwandlungen von Gleichstrom zu Wechselstrom durchzuführen, im Gegensatz zu herkömmlichen Stromwandlern, die Vorwärtsstromwandlungen von Wechselstrom zu Gleichstrom durch eine Diodenbrückeneingaben durchführen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Diagramm zur Erklärung einer Operation einer Gleichstromerhöhungspuls-Spannungserzeugungseinheit mit magnetischer Energie wiederherstellenden Schaltern.
2 ist ein Diagramm, das den Anfangszustand eines Stromflusses in der Gleichstromerhöhungspuls-Spannungserzeugungseinheit zeigt.
3(A) ist ein Diagramm zur Erklärung des Stromflusses unmittelbar nachdem die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3 ausgeschalten werden.
3(B) ist ein Diagramm zur Erklärung des Stromflusses unmittelbar nachdem die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3 angeschaltet werden.
4 zeigt die Resultate einer Computersimulation der Stromversorgungsspannung und der Kondensatorspannung, die in 1 gezeigt werden.
5 zeigt die Resultate einer Computersimulation der Spannung und des Stromes, die an einen Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter angelegt werden.
6 ist ein Schaltungsblockdiagramm, das die fundamentale Struktur eines sanftschaltenden Stromwandlers auf Grundlage von MERS gemäss vorliegender Erfindung zeigt.
7 ist ein Schaltungsblockdiagramm eines Einphasen-Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers mit einer PFC Funktion gemäss Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
8 ist ein Schaltungsblockdiagramm, das ein Beispiel eines Gate-Schaltungsschaltkreises für die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter gemäss Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
9 ist ein Blockdiagramm, das die Schaltung und die Steuerung eines konventionellen Einphasen-Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers mit einer PFC Funktion zeigt.
10 zeigt die Resultate einer Computersimulation der Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
11 zeigt die Resultate einer Computersimulation der Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung und zeigt die Wellenformen des Stromes und der Spannung, die an einen Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter der 7 angelegt werden (der hier gezeigte Strom ist zehnfach).
12(A) ist ein Schaltungsdiagramm eines Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers gemäss Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung.
12(B) zeigt die Resultate einer Computersimulation der Ausführungsform 2.
13 ist ein Schaltungsdiagramm eines Dreiphasen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers gemäss Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
14 zeigt die Resultate einer Computersimulation der Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
15 ist ein Schaltungsblockdiagramm eines Einphasen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers gemäss Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung.
16 ist ein Schaltungsdiagramm eines Gleichstrom-Dreiphasen-Wechselstrom-Wandlers gemäss Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung.
17 zeigt die Resultate einer Computersimulation der Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung.
18 zeigt die Resultate einer Computersimulation der Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung.
19(A) ist ein Schaltungsdiagramm eines Gleichsstrom-Niederstrom-Wandlers gemäss Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung.
19(B) zeigt die Resultate einer Computersimulation der Ausführungsform 6.
20 ist ein Schaltungsblockdiagramm eines Gleichsstrom-Einphasenwechselstrom-Wandlers gemäss Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung.
21 zeigt die Resultate einer Computersimulation der Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung.
22 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen Fall zeigt, bei dem vier, in Reihe geschaltete Halbleiterschalter als eine Halbleiterschaltungseinheit der Schaltungssteuereinheit 5 verwendet werden.
23(B) ist ein Schaltungsblockdiagramm eines Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers, der eine Diode als eine glättende Einheit gemäss Ausführungsform 8 der vorliegenden Erfindung verwendet.
23(A) ist ein Schaltungsblockdiagramm der Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung.
24 ist ein Schaltungsblockdiagramm eines Dreiphasenwechselstrom-Dreiphasenwechselstrom-Wandlers gemäss Ausführungsform 9 der vorliegenden Erfindung.
25(A) zeigt die Resultate einer Computersimulation der Ausführungsform 9 der vorliegenden Erfindung.
25(B) zeigt die Zeitverläufe des Schaltens der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter und der Niedergeschwindigkeits-Polumkehrschalter der Ausführungsform 9.
BEVORZUGTE AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen sind gleiche Komponenten, Einheiten und Prozessschritte mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet und eine gleiche Beschreibung wird nicht wiederholt. Die Ausführungsformen beschränken nicht die vorliegende Erfindung, sondern sind lediglich Beispiele, und alle Merkmale und die Kombinationen der Merkmale, die in den folgenden Ausführungsformen beschrieben sind, sind nicht notwendig wesentlich in der vorliegenden Erfindung.
Die vorliegende Erfindung weist eine wesentliche Komponente auf, bei der es sich um den Magnetenergie wiederherstellenden Schalter bzw. Magnetic Energy Regeneration Switch handelt (im Folgenden als MERS bezeichnet), und der in dem Patentdokument 1 offenbart ist.
Der MERS umfasst eine Brückenschaltung, der ausgebildet ist aus vier Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter und einem Kondensator, die zwischen den Gleichstromterminals der Brückenschaltung verbunden sind.
Vorwärts- und Rückwärtsströme können nur bei Bedienung der Gatesteuerung des Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalters an oder ausgeschalten werden. Da jeweils zwei der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter in der Brückenschaltung diagonal angeordnet werden, ist mindestens eines der zwei Paare der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter zur gleichen Zeit an oder ausgeschaltet. Als Ergebnis absorbiert der Kondensator die magnetische Energie des Stromes, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter ausgeschaltet werden, und entlädt die magnetische Energie über die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter, die angeschaltet sind. Auf diese Art kann der Einphasen-Vollbrücken-MERS als ein Schaltungsschaltkreis die magnetische Energie wiederherstellen.
Wenn zwei in der Brückenschaltung in dem MERS diagonal angeordnete Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter zur gleichen Zeit an oder ausgeschaltet werden, wird eine Gleichstrompulsspannung an dem Kondensator erzeugt und die magnetische Energie wird als Ladungsenergie aufgenommen. Der Kondensator entlädt die Ladungen in Reihe mit der Stromquelle. Ferner wird mehr Energie von der Stromquelle erzeugt. Entsprechend steigen die Spannung des Kondensators und der Strom der Stromquelle mit jedem Puls. Wenn kein Verlust auftritt auf Grund des elektrischen Widerstands, steigen die Spannung des Kondensators und der Strom der Stromquelle unbegrenzt. In der Schaltoperation der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter zu diesem Zeitpunkt wird eine Spannung von fast Null beobachtet, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter ausgeschaltet werden, und ein Strom von fast Null wird beobachtet, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter angeschaltet werden. Auf diese Art wird ein sogenanntes Nullspannungs-Nullstrom-Schalten (sanftgeschaltenes Schalten) durchgeführt.
Da eine Gleichstrompulsspannung zwischen beiden Enden des Kondensators auftritt, wird die Spannung durch eine glättende Induktivität geglättet, um eine Gleichstromausgabe zu erhalten. Auf diese Art kann ein Gleichstrom oder ein Wechselstrom in Gleichstrom gewandelt werden. Ferne ist es möglich, Gleichstrom oder Wechselstrom in eine Einphasen-Wechselspannung oder eine Dreiphasen-Wechselspannung zu wandeln, mit Schaltern geringer Geschwindigkeit, die synchron mit dem Fast-Null-Zustand der Spannung der Gleichstrompulsspannung schalten. Darüber hinaus können PWM-gesteuerte Schalter zum Schalten verwendet werden, um Wellenformen zu erhalten, die ähnlich zu fundamentalen Wellen sind (Sinuswellen).
Der durchzuführende Betrieb durch den Einphasen-Vollbrücken-MERS zum Erzeugen einer erhöhten Pulsspannung wird jetzt mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
1 zeigt eine Struktur, bei der eine Gleichstrom-Stromquelle und eine Wechselstrominduktivität in Reihe mit den Wechselstromterminals a und b eines MERS verbunden sind. 2 und die 3(A) und 3(B) zeigen Veränderungen des Stromflussweges beim Schalten der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter. Die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter in den 1, 2, 3(A) und 3(B) sind Leistungs-MOSFETs mit parasitären Dioden darin.
In der folgenden Beschreibung mit Bezug auf die Zeichnungen werden im Wesentlichen die Wege beschrieben, entlang welcher die Gleichstrompulsspannung und der Strom zwischen den Gleichspannungsterminals c und d fließt, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3 zur gleichen Zeit an oder ausgeschaltet werden.

1) Wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3 angeschaltet werden, wenn der Kondensator C keine Spannung aufweist, fließt der Strom von der Gleichstrom-Stromquelles durch die folgenden Wege und ein paralleler Leistungszustand wird ausgebildet: b – die parasitäre Diode des Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S2 – c – der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 – a; und b – der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 – d – die parasitäre Diode des Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalters S4 – a, wie durch die Pfeile in 2 angezeigt.
2) Wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3 zur gleichen Zeit ausgeschalten werden während ein Strom von der Stromquelle zu der Wechselstrom-Induktivität Lac fließt, fließt der Strom von der Gleichstrom-Spannungsquelle durch den folgenden Weg: b – die parasitäre Diode des Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S2 – c – der Kondensator C – d – die parasitäre Diode des Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S4 – a, wie in 3(A) gezeigt. Der Strom fließt dann in den Kondensator C, um den Kondensator C aufzuladen.
3) Wenn die Spannung des Kondensators C erhöht wird durch die Aufladung durch die Stromquelle, sind der Kondensator C und die Wechselstrom-Induktivität Lac in Resonanz, und die magnetische Energie der Wechselstrom-Induktivität Lac wird auf den Kondensator C übertragen. Zu diesem Zeitpunkt stoppt der Stromfluss.

Selbst wenn der Stromfluss abgeschaltet wird, in dem die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3 zur gleichen Zeit ausgeschalten werden, wird eine Spannung nicht unmittelbar an dem Kondensator C erzeugt, und die Spannung wird graduell erhöht, während der Kondensator C aufgeladen wird. Die Erhöhungsrate der Spannung des Kondensators C wird durch eine Resonanzperiode bestimmt, die aus der Kapazität des Kondensators C und der Induktivität der Wechselstrom-Induktivität Lac berechnet wird. So lang die Erhöhungsrate der Kondensatorspannung ausreichend kleiner ist als die An-Aus-Schaltrate der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter, kann man mit Sicherheit sagen, dass eine Spannung von fast Null realisiert wird, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3 ausgeschalten werden.
Die Spannung zwischen beiden Enden des Kondensators C tritt zwischen den Gleichstromterminals c und d auf, und eine Gleichstrompulsspannung wird synchron mit dem an und ausschalten der Gates der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter erzeugt. In einem Fall, bei dem kein Lastwiderstand vorliegt, wie in 1, steigt die Spannung zwischen beiden Enden des Kondensators C unbegrenzt, wenn das An- und Ausschalten der Gates der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter wiederholt wird. Als Ergebnis steigen die Kondensatorspannung und der Wert des fließenden Stromes. Wenn der Kondensator C auf das Maximum aufgeladen ist, wird der Stromfluss beendet.

4) Wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3 wieder angeschaltet werden, fließt kein Strom in dem Weg, der sich durch die parasitäre Diode der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S2 und S4 erstreckt, wie in 3(B) gezeigt, da keine Aufladespannung in dem Kondensator C vorhanden ist. An Stelle dessen fließt der Entladungsstrom von dem Kondensator C in die Wechselstrom-Induktivität Lac, entlang des folgenden Weges: b – der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 – d – der Kondensator C – c – der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 – a. Auf Grund der Wechselstrom-Induktivität Lac wächst die Strommenge auf Grund der Resonanz zwischen dem Kondensator C und der Wechselstrom-Induktivität Lac, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3 angeschaltet werden. Daher kann man mit Sicherheit sagen, dass ein Strom von fast Null realisiert wird, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und D3 angeschaltet werden.
5) Nachdem der Kondensator C vollständig entladen ist und die Spannung zwischen beiden Enden des Kondensators fast Null ist, fließt der Strom von der Gleichstrom-Stromquelle wieder entlang des folgenden Weges, und ein paralleler Leitungszustand wird ausgebildet: b – die parasitäre Diode des Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S2 – c – der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 – a; und b – der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 – d – die parasitäre Diode des Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalters S4 – a, wie durch die Pfeile in 2 angezeigt. Danach werden die obigen Schritte wiederholt.

Als Nächstes wird die Operation, die durch den MERS durchgeführt wird, um eine erhöhte Pulsspannung zu erzeugen, durch eine Computersimulation beschrieben.
4 zeigt Wellenformen des Stromquellenstroms I1, der Kondensatorspannung Vc und des Signals (Gate-Signal) Vg zum An- und Ausschalten der Gates der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter.
Insbesondere zeigt 4 die Resultate einer Computersimulation, die durchgeführt wird, wenn die Schaltungskonstanten in der in 1 gezeigten Schaltung wie folgt eingestellt werden.

1. Vdcin: Spannung der Gleichstrom-Spannungsquelle: 10 V
2. L: Induktivität der Wechselstrom-Induktivität Lac: 1 mH
3. C: Kapazität des Kondensators: 10 micro-F
4. f: An/Aus-Frequenz der Gates der Rückwärtsleitungs Halbleiterschalter S1 und S3: 1 kHz (T: Periode – 1 Millisekunde)
5. R: der Gleichstromwiderstand der Wechselstrom-Induktivität Lac. 0.5 Ω

4 stellt einen Zustand dar, bei dem die Kondensatorspannung Vc und der Stromquellenstrom I1 mit jedem Puls anwachsen. Eine Spannung, die mehrfach höher ist als die Stromquellenspannung Vdcin, wird an dem Kondensator C erzeugt. Bei dieser Kondensatorspannung Vc, steigt der Strom bis die Eingabe der Stromquelle die Verluste an dem Gleichspannungswiderstand R der Wechselstrom-Induktivität kompensiert. Die Spannung VDcin der Gleichspannungs-Stromquelle ist bis zu 10 V hoch, die Kondensatorspannung ist bis zu 215 V hoch und der Stromquellenstrom I1 ist bis zu 21 A.
5 zeigt die Wellenformen der Spannung und des Stroms und das Gate-Signal, die. an den Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 in einem Zustand angelegt werden, der in 4 dargestellt ist. Wie man aus 5 erkennen kann, wird, wenn der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 ausgeschalten ist, das Schalten bei einer Spannung nahe Null durchgeführt, und wenn der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 angeschaltet wird, wird das Schalten bei einem Strom nahe Null durchgeführt. Mit anderen Worten wird ein sanftes Schalten durchgeführt.
Wie in der obigen Computersimulation beschrieben, kann der MERS einen Strompuls an einem Wechselstromterminal und einen Spannungspuls an einem Gleichstromterminal erzeugen. Die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter realisieren hier ein Nullspannung-Nullstrom-Schalten, unabhängig von der Stromgröße. Bei einer Schaltoperation ohne Verlust steigen die Kondensatorspannung und der fließende Stromquellestrom an, bis die Eingabe von der Stromquelle die Verluste an dem elektrischen Widerstand kompensiert.
Ferner wird jetzt die Kondensatorspannung Vc genauer unter Verwendung von Formeln beschrieben.
Hier bezeichnen L die Induktivität der Wechselstrom-Induktivität Lac, I den Strom, C die Kapazität des Kondensators C und Vc die Spannung des Kondensators C, die magnetische Energie der Wechselstrom-Induktivität Lac und die elektrostatische Energie des Kondensators werden gegenseitig ohne Verlust gewandelt. Daher ist die folgende Gleichung (1) erfüllt : C·V c2/2 = L·I2/2 (1)
Entsprechend ist die Beziehung zwischen der Kondensatorspannung Vc und dem Strom I durch die folgende Gleichung (2) erfüllt: Vc = {√(L/C)}I (2)
Da der Endwert des konstanten Stromes I durch den Gleichstrom-Widerstand R der Wechselstrom-Induktivität Lac bestimmt ist, ist die folgende Gleichung (3) erfüllt: Is = V/R (3)
Entsprechend ist auch die folgende Gleichung (4) erfüllt: Vc = (Z/R)V, sofern Z = √(L/C) (4)
Wie aus der obigen Gleichung (4) ersichtlich wird die Kondensatorspannung Vc mit dem äquivalenten Wert des Verhältnisses zwischen der Überspannungsimpedanz Z der Stromquellenspannung und dem Gleichstrom-Widerstand R der Wechselstrom-Induktivität Lac.
Ts zeigt eine Zeit an, die erforderlich ist, bevor die Kondensatorspannung Vc den konstanten Zustand erreicht, wobei Ts durch ein Addieren der Puls-Aus Zeiten der Zeitkonstanten von L und R berechnet wird. Entsprechend nähert Ts den Wert an, der durch ein Dividieren der Zeitkonstanten (L/R) durch das (An/Aus)-Verhältnis (Tastverhältnis) erhalten wird, was der folgende Gleichung (5) entspricht: Ts ≈ (L/R)/Tastverhältnis (5)
Die Schaltungskonstanten der 4 werden der obigen Gleichung (5) zugewiesen. Da L gleich 1 mH ist und R gleich 0.5 Ω ist, wird die Zeitkonstante (L/R) zu 2 Millisekunden. Da das An/Aus-Verhältnis (Tastverhältnis) gleich 0,5 ist, ist die Zeit Ts gleich 4 Millisekunden. Der konstante Zustand der Zeitkonstanten wird mit circa 63% von 215 V definiert, bei der es sich um die maximale Spannung der Kondensatorspannung Vc handelt. Daher handelt es sich um die Zeit, wenn die Kondensatorspannung Vc circa 135 V wird. Diese Zeit ist die Zeit, wenn die Kondensatorspannung Vc circa 135 V in der in 4 gezeigten Wellenform wird, wie es aus der Zeichnung ersichtlich ist.
6 ist ein Schaltungsdiagramm, das die grundlegende Struktur des sanftschaltenden Stromwandlers gemäss der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Stromquelleneingabe 1 ist eine Wechselstromquelle oder eine Gleichstromquelle, die seine Strompolarität wechselt. Die Stromeingabequelle 1 umfasst eine Erhöhungspulsspannungserzeugungseinheit 3, die eine erhöhte Pulsspannung erzeugt, die in die eigenen Wechselstromeingabeterminals a und b über die Wechselstrominduktivität 2 eingegeben werden, eine Schaltsteuereinheit 5, die mit den Gleichstromausgabeterminals c und d der Erhöhungspulsspannungserzeugungseinheit 3 verbunden sind, und welche die erhöhte Pulsspannung von der Erhöhungspulsspannungserzeugungseinheit 3a die Gleichstromquelle oder eine Last 7 über einen Glättungskondensator 5 liefert, und eine Steuereinheit 5, welche die Erhöhungspulsspannungserzeugungseinheit 3 und die Schaltsteuereinheit 5 steuert. Die Last 7 kann entweder eine Wechselstromlast oder eine Gleichstromlast sein.
Die Erhöhungspulsspannungserzeugungseinheit 3 umfasst eine Brückenschaltung, die aus Vier Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern S1, S2, S3 und S4 ausgebildet ist, und einen Kondensator 31, der zwischen den Gleichstromausgabeterminals c und d der Brückenschaltung verbunden ist, und die magnetische Energie des Stromes wiederherstellt und speichert.
Die Steuereinheit 4 liefert Steuersignale an die Gates, so dass mindestens ein Paar der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter, das sich auf einer Diagonalen der Brückenschaltung befindet, zur gleichen Zeit an und ausgeschaltet werden. Die Steuereinheit 4 macht auch die An/Aus Perioden der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter länger als sie Resonanzperiode, die durch die Kapazität C des Kondensators 31 und der Induktivität Lac der Wechselstrominduktivität 2 bestimmt wird. Mit dieser Anordnung wird die Spannung des Kondensators 31 in jedem Halbzyklus nahezu Null. Als Ergebnis wird eine Spannung von fast Null beobachtet, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter ausgeschaltet werden, und ein Strom von fast Null wird beobachtet, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter angeschaltet werden, Auf diese Art wird ein sanftes Schalten realisiert.
Der Kondensator 31 des Stromwandlers gemäss vorliegender Erfindung speichert einfach die magnetische Energie der Wechselstrominduktivität 2. Wie der Kondensator 31 verwendet wird unterscheidet sich vollständig davon wie der Kondensator in einem herkömmlichen spannungsartigen Wandler verwendet wird. In einem herkömmlichen Spannungswandler wird der Kondensator als eine Spannungsquelle verwendet and weist daher konstant eine Spannung auf. Nachdem ein Strom entnommen wird, wird eine Spannung gleichzeitig an den Halbleiterelementen, die zum Schalten verwendet werden, erzeugt. Als Ergebnis wird ein hartes Schalten realisiert.
Der Kondensator 31 des Stromwandlers gemäss vorliegender Erfindung stellt die Pulsperioden der Gates der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter so, dass die Spannung des Kondensators 31 auf eine Spannung auf nahe Null in jedem Halbzyklus reduziert ist. Der Kondensator 31 ist als Kennzeichen in Resonanz mit der Wechselstrominduktivität 2.
Die Kapazität C des Kondensators 31 ist eine Kapazität, die bestimmt ist durch die Resonanzfrequenz mit Bezug auf die Induktivität Lac der Wechselstrominduktivität 2. Als Ergebnis kann die Kapazität C des Kondensators 31 viel kleiner als die Kapazität des Spannungsquellenkondensators eines herkömmlichen spannungsartigen Wandlers gemacht werden.
Die Spannung des Kondensators 31 oszilliert synchron mit der Pulsperiode der Gate-Signale der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter, um die magnetische Energie wiederherzustellen. Die Spannung des Kondensators 31 wird durch die Stromquelle erhöht, und eine erhöhte Gleichstrompulsspannung mit einer nahezu Null Spannungsperiode liegt zwischen den Gleichstromausgabeterminals c und d vor.
Die Schaltungssteuereinheit 5 weist einen oder mehrere Arme auf, welche jeweils zwei Halbleiterschalter in Reihe verbindet. Synchron mit der erzeugten Periode der erhöhten Pulsspannung, schaltet die Schaltungssteuereinheit 5 abwechselnd die Spannung oberhalb und unterhalb der Stromschiene bzw. Busbar an und aus, auf Grundlage einer Pulsbreitenmodulations-(PWM)Trägersignals.
In einem Fall, bei dem der an die Last 7 zu liefernde Strom ein Gleichstrom ist, wird nur ein Arm verwendet, und eine Gleichstromspannung wird verringert und an die Last 7 geliefert, durch ein An- und Ausschalten der Halbleiterschalter.
In einem Fall, bei dem der an die Last 7 zu liefernde Strom ein Einphasen-Wechselstrom ist, werden zwei Arme verwendet, und eine Niederfrequenz-Einphasen-Wechselstromspannung wird durch das Steuern des An- und Ausschaltens der Halbleiterschalter erzeugt.
In einem Fall, bei dem der an die Last 7 zu liefernde Strom ein Dreiphasen-Wechselstrom ist, werden drei Arme verwendet, und eins Dreiphasen-Wechselstromspannung wird durch das Steuern des An- und Ausschaltens der Halbleiterschalter erzeugt.
In einem Fall, bei dem der an die Last 7 zu liefernde Strom ein N-Phasen-Wechselstrom ist, werden N Arme verwendet, und eins N-Phasen-Wechselstromspannung wird durch das Steuern des An- und Ausschaltens der Halbleiterschalter erzeugt.
In den folgenden Ausführungsformen wird der N-Phasen-Wechselstrom durch einen Dreiphasen-Wechselstrom angezeigt. Der L-Filter und der C-Filter, die an der Seite der Wechselstromeingabeterminals bzw. an der Seite der Gleichstromausgabeterminals bereitgestellt sind, sind ausgelegt, um Signale mit unnötigen Frequenzen zu eliminieren und somit einen Strom mit erwünschten Frequenzen zu erhalten.
Ausführungsform 1: Ausführungsform einer Einphasen-Wechselstrom zu erhöhtem Gleichstrom Wandlung mit einer PFC Funktion

Ein sanftschaltender Wandler gemäss Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben.
7 zeigt ein Beispiel einer Struktur, die für eine Wechselstrom zu erhöhtem Gleichstrom Wandlung mit einer PFC (Power Factor Correction bzw. Stromfaktorkorrektur) Funktion verwendet wird. 8 ist ein Blockdiagramm eines Gate-Steuerschaltkreises, der Steuersignale an die Gates der vier Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter (S1, S2, S3 und S4) in 7 liefert.
Genauer ist die Ausgabe in 7 circa 1 kW und eine PFC Funktion wird bereitgestellt, um die Wellenform des Wechselstromes zu verbessern, der eingegeben wird, wenn der Wechselstrom in einen erhöhten Gleichstrom gewandelt wird. Der Kondensator 31, der zwischen den Gleichstromterminals c und d der Brückenschaltung in der Einheit zur Erzeugung einer erhöhten Pulsspannung 3 der 6 verbunden ist, ist ein Kondensator mit einer Kapazität C von 0.1 micro-F. Die in 5 gezeigte Schaltungs-Steuereinheit 5 wird nicht verwendet und die erhöhte Gleichstrompulsspannung ist mit einer Gleichstromlast über eine glättende Induktivität Ldc verbunden.
In einer Stromwandlung von Wechselstrom zu Gleichstrom, in 7, wird der Schaltverlust bei einem sanften Schalten reduziert, wobei eine Spannung von Null beobachtet wird, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter ausgeschaltet werden, und ein Strom von Null beobachtet wird, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter angeschaltet werden. Verglichen mit dem Stand der Technik (der später beschrieben wird), kann die Anzahl der Halbleiterelemente, durch die der Strom fließt, reduziert werden. Entsprechend wird die Effizienz der Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlung erhöht.
8 stellt eine Situation dar, bei der eine Funktion zum Erfassen der Spannung und des Stromes einer Wechselstromquelle bereitgestellt wird, wobei eines der Paare von Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter (das Paar S1 und S3, und das Paar S2 und S4), die sich auf der Diagonalen der Brückenschaltung befinden, On-Gates aufweist, und das andere der Paare Off-Gates aufweist, und ein Gate-Signal zum abwechselnden Schalten der An/Aus-Zustände der Paare gemäß der Stromerfassung der Wechselstromquelle übertragen wird. Dies ist ein Merkmal, welches im Stand der Technik (der später beschrieben wird) nicht vorhanden ist.
Im Fall der Verwendung von Leistungs-MOSFETs mit parasitären Dioden als Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter in der 7, ist der On-Widerstand an dem MOSFET Element kleiner als die Anschlussspannung an der parasitären Diode. Entsprechend werden Synchronisationssignale übertragen, welche die Gates der MOSFET Elemente zu On-Gates machen, wenn eine Rückwärtsleitung durch die parasitären Dioden verursacht wird, so dass der Leitungsverlust weiter reduziert werden kann.
9 ist ein Schaltungsblockdiagramm einer Wechselstrom zu erhöhter Gleichstrom Wandlung mit einer PFC Funktion gemäß dem Stand der Technik. Diese Struktur umfasst als charakteristisches Merkmal eine PFC Schaltung, die den Leistungsfaktor und die Wellenform des Eingabestroms mit einer Erhöhungsschaltung verbessert, die ein Hochgeschwindigkeitsschalten durchführt, wenn ein Wechselstrom in einen Gleichstrom gewandelt wird.
Genauer stellt 9 eine Situation dar, in der, nach der Dioden Gleichrichtung, ein hartes Schalten bei 30 kHz durchgeführt wird, was ausreichend größer als die Eingabefrequenz ist, und der Eingabestrom gesteuert wird. Nach der Gleichrichtung des Wechselstroms durch die Diodenbrücke wird eine Stromverstärkungsmodifikation durchgeführt, wenn Sperrerhöhung bzw. Flyback Boosting durchgeführt wird, so dass die Wellenform des Eingabestroms ähnlich zu der Wellenform der Spannung wird. Da die PFC Steuerung durchgeführt wird, damit der Eingabestrom ähnlich zu der fundamentalen Wellenform (der Sinuswelle) wird, wird dieser Prozess normalerweise als PAW (Pulse Amplitude Modulation bzw. Pulsamplitudenmodulation) Steuerung bezeichnet. Die erhöhte Pulsspannung wird dann an einen Spannungsquellenkondensator transferiert, bei Bedarf über eine glättende Schaltung, und wird für einen Gleichstrom ausreichend geglättet. Dieses Verfahren zeichnet sich dadurch aus, dass nur ein Halbleiterelement für die Hochgeschwindigkeitsschaltung nötig ist. Durch dieses Verfahren wird jedoch ein hartes Schalten durchgeführt und ein großer Verlust in Spannung und Strom wird dadurch verursacht. Dieses Verfahren ist auch dahingehend nachteilig, dass der Vorwärtsstromverlust der Dioden mit einer Größe erhöht wird, die äquivalent zu drei Elementen ist, auf Grund der Diodenbrücke (über zwei Diodenelemente zur Zeit der Leitung) und der Hinzufügung einer Diode zum Blockieren eines Flyback-Rückwärtsstromes. Ferner kann eine Rückwandlung von Gleichstrom zu Wechselstrom nicht durchgeführt werden.
10 zeigt die Wellenformen des Eingabewechselstroms Iacin, des Eingabewechselstroms Vacin, der Kondensatorspannung Vcc und der Ausgabegleichstromspannung Vdcout der 7 (1/10 des in der Zeichnung gezeigten Stromes).
Genauer zeigt 10 das Resultat einer Computersimulation, die bei der folgenden Einstellung der Schaltungskonstanten der Schaltung in 7 durchgeführt wird:

1. Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1, S2, S3 und S4 (die verwendeten Halbleiterelemente sind IGBTs und Dioden, die invers-parallel mit den IGBTs verbunden sind, wobei der Leitungsverlust durch jedes Element nicht berücksichtigt wird).
2. Lac: Wechselstrominduktivität 0.6 mH
3. Ldc: Glättungsinduktivität 5 mH
4. Last: Gleichspannungslast 144 Ω
5. Cdc: Glättungskondensator 2000 micro-F
6. Wechselstromquelle: 50 Hz, 200 Vrms
7. Kondensator: 0.1 micro-F

Anders als oben werden Filterschalkreise (C-Filter von 2 micro-F, L-Filter von 100 micro-H) an der Wechselstromseite hinzugefügt. Eine Ausgabe-Gleichspannnung von 350 V wird von der Eingabenwechselspannung von 200 Vrms erhalten.
11 zeigt die Wellenformen der Spannung VP3 und des Stromes I, die in der in 10 dargestellten Situation an den Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 angelegt werden (der in der Zeichnung gezeigte Strom ist zehnfach). Wie aus 11 ersichtlich, wird ein Schalten bei einer Spannung von nahezu Null durchgeführt, wenn der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 ausgeschalten wird, und ein Schalten bei einem Strom von nahezu Null durchgeführt, wenn der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 angeschaltet wird. Mit anderen Worten wird ein sanftes Schalten durchgeführt.
In dem sanftschaltenden Stromwandler gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung wird anderseits der Wechselstrom durch eine Brückenschaltung nicht gleichgerichtet. Dafür kann der Wechselstrom direkt in den sanftschaltenden Stromwandler eingegeben werden, und eine Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlung kann durchgeführt werden. Eine Hochfrequenz-Pulseinheit, die unter Verwendung der Funktion des MERS erzeugt wird, um eine erhöhte Pulsspannung zu erzeugen, wird verwendet, um eine Wechselstrom zu erhöhte Gleichstrom Wandlung mit einer PFC Funktion durchzuführen. Die Erzeugung einer erhöhten Pulspannung durch den MERS verursacht keinen Verlust. Eine Nullspannung wird beobachtet, wenn die zum Schalten verwendeten Halbleiterelemente ausgeschaltet werden, und ein Nullstrom wird beobachtet, wenn die Halbleiterelemente angeschaltet werden. Entsprechend wird ein sanftes Schalten durchgeführt. Somit ist es möglich, eine Vorrichtung mit kleineren Ausmaßen zu erhalten, die keine Schaltverluste aufweist, die für Operationen mit Hochgeschwindigkeitsschalten geeignet ist und höhere Frequenzen bewältigt. Ferner ist es möglich, eine Rückwärtswandlung von Wechselstrom zu Gleichstrom durchzuführen, die nicht mit den herkömmlichen Diodenbrückeneingaben durchgeführt werden kann.
Ausführungsform 2: Operationen der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter eines MERS zum Zeitpunkt einer Gleichstromeingabe

Ein sanftschaltender Stromwandler gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben.
12(A) zeigt eine Ausführungsform einer Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlung. 12(5) zeigt die Resultate einer Computersimulation der in 12(A) gezeigten Ausführungsform.
Genauer ist die in 12(A) gezeigte Ausführungsform eine Modifikation der Ausführungsform 1 (7) der vorliegenden Erfindung, und die Eingabe-Wechselstromquelle der 7 wird durch eine Gleichstromquelle ersetzt, In dieser Ausführungsform kann eine Rückwärtswandlung durchgeführt werden, unabhängig von Unterschieden in der Spannung. 12(A) ist eine Schaltungsblockdiagramm einer Aufwärtswandlung bzw. Boost Conversion von einem Gleichstrom von 100 V zu einem Gleichstrom von 300 V. 12(B) zeigt die Wellenformen des Eingabe-Gleichstroms Iin, den Ausgabe-Gleichstrom Iout, die Stromschienen PN Spannung Vpn, und die Spannung Vigbt und den Strom I, die an den Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1, der in 12(A) gezeigt ist, angelegt wird (die in der Zeichnung gezeigten Ströme sind zehnfach).
Ausführungsform 3: (Dreiphasen-Wechselstrom als Eingabe)

Ein sanftschaltender Stromwandler gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben.
13 zeigt eine Ausführungsform einer Stromwandlung von einem Dreiphasenwechselstrom zu einem Gleichstrom. 12(B) zeigt die Resultate einer Computersimulation der in 13 gezeigten Ausführungsform.
Genauer zeigt 13 einen Fall, bei dem die Einphasen-Wechselstrom-Eingabe der Ausführungsform 1 (7) der vorliegenden Erfindung durch eine Dreiphasen-Wechselstrom-Eingabe ersetzt ist. In 13 wird der Magnetenergie wiederherstellende Schalter als eine Einheit verwendet, die eine erhöhte Pulsspannung erzeugt. Der Magnetenergie wiederherstellende Schalter umfasst eine Dreiphasen-Vollwellen-Brückenschaltung, die ausgebildet ist mit sechs Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern in der Form von drei Beinen, wobei jedes Bein zwei Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter in Reihe verbindet. Ein erster Kondensator und eine erste Diode, die parallel verbunden sind, werden zwischen den Gleichstromterminals der Dreiphasen-Vollwellen-Brückenschaltung verbunden. Der erste Kondensator und die erste Diode, die parallel verbunden sind, werden in Reihe mit einem zweiten Kondensator und einer zweiten Diode verbunden, die parallel verbunden sind. Mit dieser Anordnung sind die erste Diode und die zweite Diode in die Vorwärtsrichtung ausgerichtet. Ebenso ist der Mittelpunkt der Reihenverbindung mit dem neutralen Punkt des Dreiphasen-Wechselstroms verbunden. Mit dieser Struktur kann die Dreiphasen-Stromwandlung durchgeführt werden.
14 zeigt die Wellenformen der Eingabe-Dreiphasen-Wechselströme ILaa, ILbb und ILcc, der Stromschienen PN Spannung Vpn, der Gleichstrom-Ausgabespannung Vdcout und der Gate-Signale G1, G2 und G3, die in 13 gezeigt sind. Genauer werden die Gate-Signale bei einer hohen Geschwindigkeit von 10 kHz an und ausgeschalten. Eine konstante Zeitverhältnis-(Tastverhältnis-)Steuerung wird durch ein einfaches an und ausschalten durchgeführt, so dass der Leistungsfaktor des Eingabe-Dreiphasen-Wechselstroms 1 ist, und die fundamentale Wellenform (die Sinuswelle) erhalten wird. Eine Ausgaben-Gleichstromspannung von 1000 V, 10 kW wird durch die Eingaben-Dreiphasen-Wechselstromspannung von 200 Vrms erhalten. Wie ferner durch die Gate-Signale angezeigt, wird ein Schaltarm schalten durchgeführt und eine erhöhte Pulsspannung wird zwischen den Schaltschienen PNs erzeugt, die von einer nahezu Null Spannung ansteigt mit einer rechteckigen Wellenform mit einem Hochfrequenzpuls.
Ausführungsform 4 (Vertikale Halbbrücke eines MERS zum Zeitpunkt einer Einphasen-Wechselstromeingabe)

Ein sanftschaltender Stromwandler gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben.
15 zeigt ein Beispiel eines Falles, bei dem die Brückenschaltung in der Einheit zur Erzeugung einer erhöhten Pulsspannung 3 mit einer einfacheren Einheit ersetzt wird.
Genauer zeigt 15 ein Beispiel, bei dem jeder der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S4 der Brückenschaltung in der Einheit zur Erzeugung einer erhöhten Pulsspannung 3 der Ausführungsform 1 (7) der vorliegenden Erfindung mit einer Diode ersetzt ist, und eine Halbbrückenstruktur ausgebildet wird. Obwohl zwei Kondensatoren in der vertikalen Brückenstruktur erforderlich sind, wird die Anzahl der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter halbiert. Diese Ausführungsform ist besonders effektiv bei Stromwandlungen mit Dreiphasen-Wechselstromeingabe.
Ausführungsform 5 (Erste Ausführungsform einer Schaltsteuereinheit)

Ein sanftschaltender Stromwandler gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben.
16 zeigt eine Ausführungsform einer Gleichstrom-Dreiphasen-Wechselstrom-Wandlung. 17 und 18 zeigen die Resultate einer Computersimulation der in 16 dargestellten Wandlung.
Genauer ist 16 ein Blockdiagramm einer Schaltung, in der Niedergeschwindigkeits-Polumkehrschalter (T1 bis T6) als die Schaltsteuereinheit 5 der Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung verwendet werden, zum Schalten der Gleichstromausgabe zu einem Dreiphasen-Wechselstrom (7). Eine Dreiphasen-Wechselstromlast wird als Last mit dieser Schaltung verbunden. 17 zeigt den Eingabe-Gleichstrom Idcin0, die jeweiligen Phasenausgabeströme (Ia, Ib und Ic), die Leitungsspannung Vacline und die Stromschienen Pn Spannung Vpn, die in 16 gezeigt ist. 18 zeigt die Wellenformen des Gate-Signals Vgau des Niedergeschwindigkeits-Polumkehrschalters T1 der 16, des Gate-Signals Vgad des Niedergeschwindigkeits-Polumkehrschalters T2 und des Gate-Signals Vgas des Niedergeschwindigkeits-Polumkehrschalters T3 der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3.
Die Schaltfrequenz der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter in der 16 ist 10 kHz. Die Niedergeschwindigkeits-Polumkehrschalter (T1 bis T6) der Schaltsteuereinheit 5 schalten synchron mit der Periode, in der die Stromschienen Pn Spannung Vpn fast Null wird. Obwohl ein Spannungsquellenkondensator in einem herkömmlichen spannungsartigen Wandler erforderlich ist, dient der Kondensator des MERS, der die magnetische Energie speichert und wiederherstellt, auch in dieser Ausführungsform als Spannungsquellenkondensator. Selbst wenn die Energie jedes Pulses klein ist, ist die Frequenz der Einheit bzw. des Links hoch, und die Energie pro Zeiteinheit wird mit der Frequenz der Energie jedes Pulses multipliziert. Entsprechend kann der Kondensator eine große Menge elektrischer Energie mit einer kleinen Kapazität wandeln. Es ist auch möglich, eine Rückwandlung durchzuführen, die durch einen herkömmlichen spannunsartigen Wandler nicht durchgeführt werden kann.
Ausführungsform 6 (Zweite Ausführungsform einer Schaltsteuereinheit)

Ein sanftschaltender Stromwandler gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben.
19(A) zeigt eine Ausführungsform eines Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers. 19(B) zeigt die Resultate einer Computersimulation der in 19(A) gezeigten Wandlung.
Genauer zeigt 19(A) ein Blockdiagramm einer Schaltung, in der ein Halbleiter-Schaltbein, das zwei Halbleiterschalter in Reihe verbindet, als die Schaltsteuereinheit 5 verwendet wird. Diese Schaltung gibt einen Gleichstrom aus, der erzeugt wird durch eine Verringerung einer erhöhten Pulsspannung, indem die Halbleiterschalter an und aus geschalten werden. Anders als die Schaltung der Ausführungsform 2 (12) der vorliegenden Erfindung, kann diese Schaltung eine verringerte Gleichstromausgabe erreichen. 19(B) zeigt die Wellenformen des Eingabestromes Iin, des Ausgabestromes Idc, der Stromschienen PN Spannung Vpn und der Spannung Vigbt und des Stromes Iigbt3, die an den Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 angelegt werden (die in der Zeichnung gezeigten Ströme sind zehnfach).
Nach 19(A) kann eine Gleichspannung von 100 V auf eine Gleichspannung von 24 V verringert werden. Das Gate-Signal G1, welches an die Gates der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3 angelegt wird, wird bei einer Schaltfrequenz von 10 kHz und einem Tastverhältnis von 0,5 an und ausgeschalten. Das Gate-Signal G2, welches an die Gates den Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S2 angelegt wird, ist immer aus. Wenn die Gate-Signale G1 und G2 vertauscht werden, kann durch ein Steuern der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter eine Rückwandlung durchgeführt werden. Mit anderen Worten kann eine Rückwandlung von der Seite der Eingabestromquelle 1 (ein Gleichstrom von 24 V) zu der Seite der Gleichstromquelle oder der Last 7 (ein Gleichstrom von 100 V) durchgeführt werden.
Wie aus 19(B) ersichtlich, ist der Ausgabestrom Idc 110 A, während der Eingabestrom Iin 26 A ist. Obwohl die Stromschienen Pn Spannung Vpn bis zu 340 Vpp ist, wird die ausgegebene Spannung verringert und der ausgegebene Strom wird durch die Schaltsteuereinheit 5 erhöht. Wie auch aus der 19(B) ersichtlich, wird ein Schalten bei einer Spannung von nahezu Null durchgeführt, wenn der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 ausgeschaltet wird, und ein Schalten bei einem Strom von nahezu Null durchgeführt, wenn der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S3 angeschaltet wird. Mit anderen Worten wird ein sanftes Schalten durchgeführt.
Ausführungsform 7 (Beispiel für die Verwendung von Thyristoren als Niedergeschwindigkeits-Polumkehrschalter der Schaltsteuereinheit, oder vier in Reihe verbundene Halbleiterschalter als ein Halbleiter-Schaltbein verwendet werden)

Ein sanftschaltender Stromwandler gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben.
20 zeigt eine Ausführungsform eines Gleichstrom-Einphasen-Wechselstrom-Wandlers, bei dem Thyristoren als die Schaltsteuereinheit 5 verwendet werden. 21 zeigt das Resultat von Computersimulationen des in 20 gezeigten Wandlers.
Genauer zeigt 20 ein Blockdiagramm einer Schaltung zum Wandeln eines Gleichstroms von 48 V in einen Einphasen-Wechselstrom von 100 V, 50 Hz. 21 zeigt die Wellenformen des Eingabe-Gleichstroms Idcin, des Ausgabe-Wechselstroms Iacout, der Stromschienen PN Spannung Vpn und der Ausgabe-Wechselspannung Vacout, gezeigt in 20.
20 zeigt ein Beispiel eines Falles, bei dem eine Rückwandlung von Wechselstrom zu Gleichstrom durchgeführt wird. Die Erzeugung einer erhöhten Pulsspannung aus der Gleichspannung stellt ein An/Aus-Gate-Signal für die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S3 bereit, und stellt ein konstantes Aus-Gate-Signal für die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S2 und S4 bereit. Da die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S2 und S4 nur bei Diodenbetrieb verwendet werden, werden die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter nicht verwendet, aber Dioden werden an Stelle der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S2 und S4 verwendet.
22 zeigt ein Beispiel eines Falles, bei dem vier in Reihe verbundene Halbleiterschalter als ein Halbleiter-Schaltbein der Schaltsteuereinheit 5 verwendet werden. Diese Anordnung bietet den Vorteil, dass jeder Halbleiterschalter nur geringe Spannungswiderstände aufweisen muss. Dies ist der Fall, da die Schaltoperationen aller Halbleiterelemente bei einer Spannung von Null und einem Strom von Null durchgeführt werden, wodurch Halbleiterschalter mit Niedergeschwindigkeits-Schaltoperationen geeignet verwendet werden können.
Ausführungsform 8 (Beispiel für die Ersetzung einer Glättungsinduktivität mit einer Diode)

Ein sanftschaltender Stromwandler gemäß Ausführungsform 8 der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben.
23(B) stellt ein Beispiel dar für die Ersetzung einer Glättungsinduktivität 6 mit einer Diode.
Genauer wird in der in 23(B) gezeigten Ausführungsform an Stelle der Glättungsinduktivität 6 eine Diode verwendet, als eine Einheit, die eine erhöhte Pulsspannung glättet. 23(A) zeigt eine Ausführungsform eines reversiblen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers, bei dem eine Glättungsinduktivität verwendet wird, und diese Wandlung ist gleich zu der Ausführungsform 2 (12) der vorliegenden Erfindung.
Wie in 23(B) gezeigt, kann eine reversible Wandlung nicht durchgeführt werden, wenn die glättende Einheit mit einer Diode ersetzt wird. Diese Anordnung hat jedoch den Vorteil, dass die erhöhte Pulsspannung verringert wird. Eine Diode oder eine Glättungsinduktivität sollten als glättende Einheit nur nach einem sorgfältigen Vergleich zwischen dem Leitungsverlust an der Diode und dem Verlust an der Glättungsinduktivität ausgewählt werden. Wenn eine Ausgaben-Gleichstromspannung durch eine Diode eingespannt wird, wird die erhöhte Pulsspannung halbiert und die ausgegebene Leistung wird auch halbiert. Diese Anordnung hat jedoch den Vorteil, dass der Stromwandler in seiner Größe kleiner gemacht werden kann.
Ausführungsform 9 (Beispiel einer Wandlung von einer Dreiphasen-Wechselstromquelle zu einer Dreiphasen-Wechselstromlast)

Ein sanftschaltender Stromwandler gemäß Ausführungsform 9 der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben.
24 ist eine Ausführungsform einer Wandlung von einer Dreiphasen-Wechselstromquelle zu einer Dreiphasen-Wechselstromlast. 25(A) zeigt die Resultate einer Computersimulation der in 24 gezeigten Schaltung. 25(B) zeigt die Zeitverläufe des Schaltens der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter und der Niedergeschwindigkeit-Polumkehrschalter der Schaltsteuereinheit 5.
Genauer zeigt 24 ein Blockdiagramm einer Wandlungsschaltung, in der die Gleichstromeingabe der Ausführungsform 3 (13) der vorliegenden Erfindung mit einer Dreiphasen-Wechselstromausgabe ersetzt wird, die gleich mit der Eingabe ist. 25A zeigt die Wellenformen der jeweiligen Phaseneingabeströme (ILaa, ILbb und Ilcc), die jeweiligen Phasenausgabeströme (Ia, Ib und Ic) und die Stromschienen Pn Spannung Vpn, gezeigt in 24. 25(B) zeigt die Wellenformen der Dreiphasen-Wechselstrom-Eingabespannung, der Gate-Signale für die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter S1 und S2, der Dreiphasen-Wechselstrom-Ausgabespannung, und der Gate-Signale für die Niedergeschwindigkeit-Polumkehrschalter T1 und T2, gezeigt in 24.
Im Stand der Technik gibt es eine Wechselstrom-Wechselstrom-Wandlungsschaltung, die als Matrixwandler bezeichnet wird (im Folgenden als ein MC bezeichnet). Diese Schaltung umfasst keinen Spannungsquellenkondensator, aber erfordert einen Wechselstromschalter mit einer Blockfunktion in sowohl die Vorwärts- als auch die Rückwärtsrichtung. In einem Fall, bei dem eine Ausgabe und eine Eingabe Dreiphasen-Wechselströme sind, ist die Anzahl der zu verwendenden Halbleiterelemente neun, aber die Struktur der zu verwendenden Halbleiterelemente ist kompliziert, was zu einer Erhöhung der Kosten führt.
Auf der anderen Seite wird die Wandlerschaltung der 24 zum Wandeln von Dreiphasen-Wechselstrom zu Dreiphasen- Wechselstrom durch Halbleiterelemente realisiert, die keine Rückwärtsblockfunktion aufweisen und das An- und Ausschalten nur in der Vorwärtsrichtung durchführen können. Mit anderen Worten umfasst die Schaltung der 24 Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter. Obwohl die Anzahl der zu verwendenden Halbleiterelemente zwölf ist, ist die Struktur der zu verwendenden Halbleiterelemente einfach, und die Kosten können verringert werden. Das Steuerverfahren hier ist gleich zu einem herkömmlichen direkten Linkverfahren, welches einfach ist. Ferner weist diese Schaltung den Vorteil auf, dass die Gleichstrom-Stromschienenspannung höher gemacht werden kann als die Eingaben-Stromquellenspannung, was in dem MC nicht durchgeführt werden kann. In dieser Ausführungsform speichern zwei Kondensatoren magnetische Energie und entladen die Energie bis die Spannung in jedem Steuerzyklus nahezu Null wird. Entsprechend wird ein Schalten bei einer Spannung von fast Null durchgeführt, wenn die für alle Schaltungsvorgänge verwendeten Halbleiterschalter ausgeschaltet werden, und ein Schalten wird mit einem Strom von fast Null durchgeführt, wenn die Halbleiterschalter angeschaltet werden Auf diese Art wird ein sanftes Schalten durchgeführt. Dieses Merkmal ist für einen herkömmlichen MC nicht bekannt.
ZUSAMMENFASSUNG
Die vorliegende Erfindung stellt einen sanftschaltenden Stromwandler bereit, der die Schaltoperationen der Halbleiterelemente, die für alle Schaltvorgänge verwendet werden, in sanfte Schaltoperationen gewandelt, unter Verwendung eines magnetische Energie wiederherstellenden Schalters, der einen Magnetenergie speichernden Kondensator mit einer kleinen Kapazität aufweist, der zwischen Gleichstrom-Terminals einer Brückenschaltung verbunden ist, die mit mindestens zwei Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter ausgebildet ist. Eine erhöhte Hochfrequenz-Pulsspannung, die durch den die magnetische Energie wiederherstellenden Schalter erzeugt wird, wird als die Spannung einer Gleichstrom-Einheit angesehen. Der sanftschaltende Stromwandler wandelt die Spannung in eine Gleichspannung oder eine Wechselspannung willkürlich niedriger Frequenz über einen Filter oder eine Schaltsteuereinheit. Mit dieser Anordnung werden die Schaltoperationen der Halbleiterelemente, die für alle Schaltoperationen verwendet werden, wird somit in sanfte Schaltoperationen gewandelt. Entsprechend ist der Stromwandler in der Lage die Ausgabespannung zu erhöhen oder zu verringern, und dient als reversibler Stromwandler, der mit einer relativ kleinen Anzahl an Komponenten und einer einfachen Schalteinheit ausgebildet ist.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- JP 3634982 [0004]

Claims

Sanftschaltender Stromwandler zum Durchführen einer Wandlung von Wechselstrom zu Gleichstrom oder einer Wandlung von Gleichstrom zu Wechselstrom durch ein sanftes Schälten, wobei der sanftschaltende Stromwandler umfasst: eine Pulsspannungserhöhungseinheit (3), die eine Wechselstromquelle oder eine Gleichstromquelle als eine Eingabestromquelle (1) verwendet, und wobei die Eingabestromquelle (1) in Wechselstrom-Eingabeterminals (a, b) davon über eine Wechselstrom-Induktivität (2) eingibt, wobei die Gleichstromquelle eine Polarität des Stromes umkehrt; eine glättende Induktivität (6), eingesetzt in Reihe zwischen einem Gleichstrom-Ausgabeterminal (c oder d) der Pulsspannungserhöhungseinheit (3) und einer Gleichstromquelle oder einer Last (7), und eine erhöhte Pulsspannung, die durch die Pulsspannungserhöhungseinheit (3) erzeugt wird, glättet und an die Gleichstromquelle oder die Last (7) liefert; und eine Steuereinheit (4) zum Steuern der Pulsspannungserhöhungseinheit (3), wobei die Pulsspannungserhöhungseinheit (3) umfasst: eine Brückenschaltung, ausgebildet aus vier Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern (S1, S2, S3, S4); und einen Kondensator (31), verbunden zwischen den Gleichstrom-Ausgabeterminals (c, d) der Brückenschaltung, der magnetische Energie des Stromes zum Zeitpunkt des Stromabschlusses speichert und wiederherstellt, wobei die Steuereinheit (4) ein Steuersignal an Gates liefert, sodass mindestens ein Paar der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern, die sich auf einer Diagonalen der Brückenschaltung befinden, zur gleichen Zeit an und ausgeschaltet werden, wobei die Steuereinheit (4) eine An/Aus-Periode der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern länger als eine Resonanzperiode einstellt, die durch eine Kapazität des Kondensators (31) und eine Induktivität (Lac) der Wechselstrom-Induktivität (2) bestimmt ist, wobei eine Spannung des Kondensators (31) Null wird durch die Entladung in jedem Zyklus, und eine Spannung von Null beobachtet wird, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern ausgeschaltet werden, und ein Strom von Null beobachtet wird, wenn die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern angeschaltet werden, wodurch die Steuereinheit (4) ein sanftes Schalten realisiert.
Sanftschaltender Stromwandler nach Anspruch 1, ferner mit: einer Schaltsteuereinheit (5), parallel verbunden mit den Gleichstrom-Ausgabeterminals (c, d) der Pulsspannungserhöhungseinheit (3), und zum Durchführen einer An/Aus-Steuerung abwechselnd an Spannungen oberhalb und unterhalb einer Stromschiene auf Grundlage eines Pulsbreitenmodulations-(PWM)Trägersignals synchron mit einer Erzeugungsperiode der erhöhten Pulsspannung, wobei die Schaltsteuereinheit (5) einen oder eine Vielzahl von Armen umfasst, die jede zwei Halbleiterschalter in Reihe verbinden, wobei die Schaltsteuereinheit (5) von der Steuereinheit (4) gesteuert wird.
Sanftschaltender Stromwandler nach Anspruch 2, wobei, wenn ein an die Last (7) gelieferter Strom ein Gleichstrom ist, die Anzahl der Arme eins ist und die erhöhte Pulsspannung verringert wird und an die Last geliefert wird, durch ein an und ausschalten der Halbleiterschalter, wenn ein an die Last (7) gelieferter Strom ein Einphasen-Wechselstrom ist, die Anzahl der Arme zwei ist, und eine Steuerung durch an und ausschalten der Halbleiterschalter durchgeführt wird, um eine Niederfrequenz-Einphasen-Wechselstromspannung zu erzeugen, wenn ein an die Last (7) gelieferter Strom ein Dreiphasen-Wechselstrom ist, die Anzahl der Arme drei ist, und eine Steuerung durch an und ausschalten der Halbleiterschalter durchgeführt wird, um eine Dreiphasen-Wechselstromspannung zu erzeugen, und wenn ein an die Last (7) gelieferter Strom ein N-Phasen-Wechselstrom ist, die Anzahl der Arme N ist, und eine Steuerung durch an und ausschalten der Halbleiterschalter durchgeführt wird, um eine N-Phasen-Wechselstromspannung zu erzeugen.
Sanftschaltender Stromwandler nach Anspruch 1 oder 2, wobei, wenn die Eingabe-Stromquelle (1) eine Gleichspannung ist, die Steuereinheit (4) nur ein Paar der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern an und ausschaltet (ein Paar von S1 und S3 oder ein Paar von S2 und S4), die auf einer Diagonale der Brückenschaltung angeordnet sind, während das andere Paar der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern in einem Aus-Zustand gehalten wird, um dadurch die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern zu steuern, um als Dioden zu arbeiten.
Sanftschaltender Stromwandler nach Anspruch 1 oder 2, wobei, die Pulsspannungserhöhungseinheit (3) umfasst: eine Halbbrückenschaltung, ausgebildet mit zwei in Reihe verbundenen Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern (S2, S3) der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter und zweier in Reihe verbundener Dioden; und zwei der Kondensatoren (31), die jeweils parallel mit den zwei in Reihe verbundenen Dioden verbunden sind.
Sanftschaltender Stromwandler nach Anspruch 1 oder 2, wobei, wenn die Eingabe-Stromquelle (1) eine Dreiphasen-Wechselstromquelle ist, die Pulsspannungserhöhungseinheit (3) umfasst: eine Dreiphasen-Vollwellen-Brückenschaltung, ausgebildet aus sechs der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter in der Form von drei Armen, wobei jeder Arm ausgebildet ist aus zwei in Reihe verbundenen Rückwärtsleitungs-Halbleiterschaltern der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter; und eine Schaltung, die zwischen Gleichstrom-Terminals der Dreiphasen-Vollwellen-Brückenschaltung verbunden ist, und einen ersten Kondensator und eine erste Diode aufweist, die parallel verbunden sind, wobei der parallel verbundene erste Kondensator und die erste Diode in Reihe mit einem zweiten Kondensator und einer zweiten Diode verbunden sind, die parallel verbunden sind, so dass die erste Diode und die zweite Diode in einer Vorwärtsrichtung angeordnet sind, wobei ein Mittelpunkt der Reihenschaltung mit einem neutralen Punkt der Dreiphasen-Wechselstromquelle verbunden ist, und die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter einer Richtung eines Dreiphasen-Wechselstromes von den Armen ausgewählt werden, die jeder zwei der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter verbindet, und alle der ausgewählten Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter zur gleichen Zeit an oder ausgeschalten werden, um die erhöhte Pulsspannung zwischen den Gleichstromterminals der Dreiphasen-Vollwellen-Brückenschaltung zu erzeugen, wodurch eine Dreiphasen-Wechselstrom-Wandlung durchgeführt wird.
Sanftschaltender Stromwandler nach irgendeinem der Ansprüche 2 bis 6, wobei, Thyristoren als Halbleiterschalter der Schaltsteuereinheit (5) verwendet werden.
Sanftschaltender Stromwandler nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 7, wobei, an Stelle der Glättungsinduktivität (6) eine Diode verwendet wird zum Glätten der erhöhten Pulsspannung.
Sanftschaltender Stromwandler nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 3, wobei, wenn Leistungs-MOSFETs mit jeweils einer parasitären Dioden darin als die vier Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter (S1, S2, S3 und S4) verwendet werden, ein Synchronisationssignal zum Zeitpunkt der Rückwärtsleitung der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter übertragen wird, um einen Leitungsverlust zu reduzieren.
Sanftschaltender Stromwandler nach irgendeinem der Ansprüche 2 bis 9, wobei, auf Grundlage einer Eingabespannung oder eines Eingabestroms der Pulsspannungserhöhungseinheit (3), einer Spannung und eines Stromes einer Gleichstromausgabe oder einer Wechselstromausgabe, die durch Pulsbreitenmodulation geschaltet werden, und einer Spannung des Kondensators (31), die Steuereinheit (4) ein An/Aus-Zeitverhältnis des Gate-Signals und eine Schaltperiode bestimmt, und eine An/Aus-Steuerung der Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter durchführt.
Sanftschaltender Stromwandler nach Anspruch 2, wobei die Arme der Schaltsteuereinheit (5) mit vier in Reihe geschalteten Halbleiterschaltern ersetzt werden.
Sanftschaltender Stromwandler nach irgendeinem der Ansprüche 3 oder 6, wobei, wenn die Eingabestromquelle (1) ein Dreiphasen-Wechselstrom ist und der an die Last (7) zu liefernde Strom ein Dreiphasen-Wechselstrom ist, die Rückwärtsleitungs-Halbleiterschalter als die Halbleiterschalter der Schaltsteuereinheit (5) verwendet werden.