WO2011158947A1

WO2011158947A1 - 電力変換装置、電力変換制御装置、電力変換方法及びプログラム

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Publication number: WO2011158947A1
Application number: PCT/JP2011/063983
Authority: WO
Inventors: 高範磯部; 紀之風間; 洋平大谷; 隆一嶋田
Original assignee: 株式会社MERSTech
Priority date: 2010-06-18
Filing date: 2011-06-17
Publication date: 2011-12-22
Also published as: JP2012005306A

Abstract

　電源ＶＳに接続されたＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ）（１００）から電力を供給する装置について、ＭＥＲＳ（１００）から負荷へと流れる負荷電流を電流検出部（３００ａ）が検出する。制御部（４００）は、ＭＥＲＳ（１００）のキャパシタ（ＣＭ）の充電を開始するための経路を形成するためにＭＥＲＳ（１００）の逆導通型半導体スイッチをオフするタイミングを、検出した負荷電流の量に基づいて決定する。制御部（４００）は、決定した前記目標タイミングでＭＥＲＳ（１００）の逆導通型半導体スイッチをオフすることによって、キャパシタ（ＣＭ）の両端間の電圧の最大値を制御する。

Description

電力変換装置、電力変換制御装置、電力変換方法及びプログラム

　本発明は、電力変換装置、電力変換制御装置、電力変換方法及びプログラムに関する。

　直流電圧源から直流電力を負荷に供給できる低損失な交流／直流電力変換装置として、たとえば特許文献１に開示されているものがある。

　この交流／直流電力変換装置は、交流電源と直流負荷との間に接続されるものであり、ＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Magnetic Energy Recovery Switch）を備える。
　この交流／直流電力変換装置は、ＭＥＲＳの逆導通型半導体スイッチをオン・オフすることで、ＭＥＲＳが備えるキャパシタにパルス状の直流電圧を発生させ、このキャパシタが直流電圧源として機能する。

　この交流／直流電力変換装置の直流端子間に、直流電力を交流電力に変換するインバータを介して交流負荷を接続すると、この交流負荷に交流電力を供給することができる。
　例えば、非特許文献１には、ＭＥＲＳの交流端子間に電源とインダクタの直列回路を接続し、ＭＥＲＳが備えるキャパシタにパルス状の直流電圧を発生させ、このパルス状の直流電圧を、３相インバータを介して負荷に供給できることが開示されている。

特開２００８－１９３８１７号公報

磯部高範、外３名、"ＭＥＲＳパルスリンク方式による平滑キャパシタのないソフトスイッチングＡＣ／ＡＣ変換の基礎検討"、２００９年１０月２９日、電子材料・電子デバイス・半導体電力変換合同研究会資料、東京工業大学、EFM-09-046/EDD-09-080/SPC-09-147

　しかしながら、非特許文献１の回路の負荷として三相モータなどの誘導性負荷を接続した場合、ＭＥＲＳのキャパシタに発生するパルス状の直流電圧のピーク値の変動が大きくなるという問題があった。
　ピークの変動が大きいと、変動が小さい場合に比べ、同じ電力を供給するにしても誘導性負荷に印加される電圧の最大値が大きくなる傾向が生じる。そのため、誘導性負荷の耐電圧を大きくする必要がある。耐電圧が大きいとその誘導性負荷は大きくなり、システム全体として運搬性に乏しく、また経済性にも乏しくなる。

　また、ピークの変動が大きいと、ＭＥＲＳあるいはインバータを構成する半導体スイッチング素子に印加される電圧の最大値も大きくなる傾向が生じることになり、これらの半導体スイッチング素子の耐電圧も大きくする必要が生じる。半導体スイッチング素子は一般に耐電圧が大きいほど大型であるから、この傾向もまたシステム全体としての運搬性、経済性の低下をもたらす。また、高耐圧ないし大型の半導体スイッチング素子は一般に電力損失が大きいから、高耐圧の半導体スイッチング素子を用いることにより、システム全体としての電力損失の増大ももたらされる。

　本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、負荷に供給される電圧のピーク値の変動が小さい電力供給を可能にする電力変換装置、電力変換制御装置、電力変換方法及びプログラムを提供することを目的とする。

　上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電力変換装置は、
　電源と負荷との間に接続される電力変換装置であって、
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたときに双方向に実質的に導通させ、オフしたときに電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる複数のスイッチと、前記複数のスイッチの少なくとも一部に接続されたキャパシタと、を備え、複数のスイッチそれぞれが各電流路をオン又はオフすることによって、所定のリアクトルに発生した前記磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させ、前記電源から前記負荷に供給される電力を変換する磁気エネルギー回生スイッチと、
　前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、
　前記複数のスイッチそれぞれを制御し、前記複数のスイッチそれぞれの各電流路をオン又はオフさせることで、前記キャパシタの充放電を行わせて前記磁気エネルギー回生スイッチに電力の変換を行わせる制御部と、を備え、
　前記制御部は、前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて、前記複数のスイッチの各電流路のうちオンしている電流路をオフする目標タイミングを決定し、決定した前記目標タイミングで前記オンしている電流路をオフすることによって、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を制御する。

　上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る電力変換制御装置は、
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたときに双方向に実質的に導通させ、オフしたときに電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる複数のスイッチと、前記複数のスイッチの少なくとも一部に接続されたキャパシタと、を備え、複数のスイッチそれぞれが各電流路をオン又はオフすることによって、所定のリアクトルに発生した前記磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させ、電源から負荷に供給される電力を変換する磁気エネルギー回生スイッチを制御する電力変換制御装置であって、
　前記複数のスイッチそれぞれを制御し、前記複数のスイッチそれぞれの各電流路をオン又はオフさせることで、前記キャパシタの充放電を行わせて前記磁気エネルギー回生スイッチに電力の変換を行わせる制御部を備え、
　前記制御部は、前記負荷へと流れる負荷電流の量に基づいて、前記複数のスイッチの各電流路のうちオンしている電流路をオフする目標タイミングを決定し、決定した前記目標タイミングで前記オンしている電流路をオフすることによって、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を制御する。

　上記目的を達成するため、本発明の第３の観点に係る電力変換方法は、
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたときに双方向に実質的に導通させ、オフしたときに電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる複数のスイッチと、前記複数のスイッチの少なくとも一部に接続されたキャパシタと、を備え、複数のスイッチそれぞれが各電流路をオン又はオフすることによって、所定のリアクトルに発生した前記磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させ、電源から負荷に供給される電力を変換する磁気エネルギー回生スイッチを制御する電力変換方法であって、
　前記複数のスイッチそれぞれを制御し、前記複数のスイッチそれぞれの各電流路をオン又はオフさせることで、前記キャパシタの充放電を行わせて前記磁気エネルギー回生スイッチに電力の変換を行わせる制御ステップを有し、
　前記制御ステップは、前記負荷へと流れる負荷電流の量に基づいて、前記複数のスイッチの各電流路のうちオンしている電流路をオフする目標タイミングを決定し、決定した前記目標タイミングで前記オンしている電流路をオフすることによって、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を制御することを含む。

　上記目的を達成するため、本発明の第４の観点に係るプログラムは、
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたときに双方向に実質的に導通させ、オフしたときに電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる複数のスイッチと、前記複数のスイッチの少なくとも一部に接続されたキャパシタと、を備え、複数のスイッチそれぞれが各電流路をオン又はオフすることによって、所定のリアクトルに発生した前記磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させ、電源から負荷に供給される電力を変換する磁気エネルギー回生スイッチを制御するコンピュータに、
　前記複数のスイッチそれぞれを制御し、前記複数のスイッチそれぞれの各電流路をオン又はオフさせることで、前記キャパシタの充放電を行わせて前記磁気エネルギー回生スイッチに電力の変換を行わせる制御ステップを行わせ、
　前記制御ステップは、前記負荷へと流れる負荷電流の量に基づいて、前記複数のスイッチの各電流路のうちオンしている電流路をオフする目標タイミングを決定し、決定した前記目標タイミングで前記オンしている電流路をオフすることによって、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を制御することを含む。

　上記目的を達成するため、本発明の第５の観点に係る電力変換制御装置は、
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第４のスイッチと、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続されたキャパシタと、外部の単相交流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記キャパシタの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御装置であって、
　前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記直列回路の前記一端が前記他端より高電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記直列回路の前記一端が前記他端より低電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオンさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記キャパシタが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給する制御部を備え、
　前記制御部は、
　前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定部を備え、
　前記目標タイミング決定部が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する。

　上記目的を達成するため、本発明の第６の観点に係る電力変換制御装置は、
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第６のスイッチと、一端が前記第２、第４及び第６のスイッチの各電流路の前記一端に接続され、他端が前記第１、第３及び第５のスイッチの各電流路の前記他端に接続されたキャパシタと、一端が外部の三相交流電源の第１の極に接続され、他端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２のスイッチの電流路の前記他端に接続された第１のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第２の極に接続され、他端が前記第３のスイッチの電流路の前記一端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続された第２のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第３の極に接続され、他端が前記第５のスイッチの電流路の前記一端及び前記第６のスイッチの電流路の前記他端に接続された第３のリアクトルと、より構成され、前記キャパシタの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御装置であって、
　前記第１乃至第３のリアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記三相交流電源のそれぞれの極につき、当該極の電圧が所定の基準電位に対して正であるときは、当該極に接続された前記リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、当該極の電圧が前記基準電位に対して負であるときは、当該リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、前記キャパシタが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第６のスイッチの各制御端に供給する制御部を備え、
　前記制御部は、
　前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定部を備え、
　前記目標タイミング決定部が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する。

　上記目的を達成するため、本発明の第７の観点に係る電力変換制御装置は、
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記他端に接続されたキャパシタと、外部の電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記キャパシタの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御装置であって、
　前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記キャパシタが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御部を備え、
　前記制御部は、
　前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定部を備え、
　前記目標タイミング決定部が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する。

　本発明によれば、負荷に供給される電圧のピーク値の変動が小さい電力供給を可能にする電力変換装置、電力変換制御装置、電力変換方法及びプログラムを提供できる。

本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＡＣコンバータの構成を示す回路図である。特性テーブルの内容の例を示すグラフである。図１に示すＭＥＲＳの時刻ｔ１からｔ２までの期間の動作を説明するための図である。図１に示すＭＥＲＳの時刻ｔ２からｔ３までの期間の動作を説明するための図である。図１に示すＭＥＲＳの時刻ｔ３からｔ４までの期間の動作を説明するための図である。図１に示すＭＥＲＳの時刻ｔ４からｔ５までの期間の動作を説明するための図である。（ａ）～（ｃ）は、図１のＤＣ／ＡＣコンバータのＭＥＲＳが発生するリンク電圧の時間変化、当該ＭＥＲＳのリアクトルに流れる電流の時間変化、並びにゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２の論理状態の遷移の三者の関係を説明するための図である。（ａ）～（ｆ）は、図１のＤＣ／ＡＣコンバータの直流交流変換回路に供給されるゲート信号の論理状態の遷移を示す図である。図１に示す直流交流変換回路の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ、ＳＷＶ及びＳＷＷのうち１個のみがオンした場合の動作を説明するための図である。図１に示す直流交流変換回路の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ、ＳＷＶ及びＳＷＷのうち２個のみがオンした場合の動作を説明するための図である。図１に示す直流交流変換回路の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ、ＳＷＶ及びＳＷＷがすべてオフした場合の動作を説明するための図である。図１に示す直流交流変換回路の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ、ＳＷＶ及びＳＷＷがすべてオンした場合の動作を説明するための図である。（ａ）～（ｃ）は、誘導性負荷の力率が低いほどＭＥＲＳの負荷電流のステップ状の変動が大きくなることを説明するための図である。リンク電圧に脈動が生じている状態の例を示すグラフである。本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ／ＡＣコンバータの構成を示す回路図である。リンク電圧のピーク値、入力電流とゲート信号の遷移のタイミングとの関係を説明するための図である。リンク電圧の脈動が解消された状態の例を示すグラフである。図９のＤＣ／ＡＣコンバータの制御部の変形例の構成を示す図である。負荷電流を検出するための構成の変形例を示す回路図である。ＭＥＲＳの変形例を示す回路図である。図１４に示すＭＥＲＳに供給するゲート信号の論理状態の遷移の態様を電源の電圧との関係で説明するための図である。図１４に示すＭＥＲＳの時刻ｔ１からｔ２までの期間の動作を説明するための図である。図１４に示すＭＥＲＳの時刻ｔ２からｔ３までの期間の動作を説明するための図である。図１４に示すＭＥＲＳの時刻ｔ３からｔ４までの期間の動作を説明するための図である。図１４に示すＭＥＲＳの時刻ｔ４からｔ５までの期間の動作を説明するための図である。

　以下、本発明の実施の形態を、ＤＣ／ＡＣコンバータ（直流／交流変換器）を例として、図面を参照しつつ説明する。

（第１の実施の形態）
　本発明の実施の形態に係るＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａは、図１に示すように、ＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Magnetic Energy Recovery Switch）１００と、直流交流変換回路２００と、電流検出部３００ａと、制御部４００とから構成されている。

　ＭＥＲＳ１００は、たとえば図１に示すようなフルブリッジ型ＭＥＲＳであり、後述する動作を行うことにより、直流電圧の変換を行うものである。図１のＭＥＲＳ１００は、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４と、キャパシタＣＭと、リアクトルＬａｃとから構成されている。

　逆導通型半導体スイッチＳＷ１は、逆方向導通部Ｄ１及びスイッチ部Ｓ１から構成されている。同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷ２は逆方向導通部Ｄ２及びスイッチ部Ｓ２から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ３は逆方向導通部Ｄ３及びスイッチ部Ｓ３から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ４は逆方向導通部Ｄ４及びスイッチ部Ｓ４から構成されている。

　スイッチ部Ｓ１～Ｓ４はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Gate Turn-Off thyristor）あるいはその他の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ電流路と制御端とを備えている。そして、各自の制御端に後述のオン信号が供給されると電流路を導通させ、オフ信号が供給されると電流路を遮断する。

　逆方向導通部Ｄ１～Ｄ４はいずれも、たとえばダイオード等の整流素子からなり、電流を一方向にのみ導通させる電流路を備える。このダイオードはたとえば、スイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードであってもよい。

　以下では、各逆方向導通部はいずれもダイオードからなり、各スイッチ部はいずれもｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明する。この場合、このＭＯＳＦＥＴのドレイン－ソース間がスイッチ部の電流路をなし、ゲートが制御端をなすものである。

　それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、逆方向導通部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、逆方向導通部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されており、スイッチ部の電流路と逆方向導通部の電流路とが、合わせて逆導通型半導体スイッチの電流路をなす。
　このような接続関係をとる結果、各逆導通型半導体スイッチはいずれも、スイッチ部のドレインからソースに向かう方向（順方向）に流れる電流を、当該スイッチ部のゲートに印加される信号の値に応じてオン／オフする。一方、当該スイッチ部のソースからドレインに向かう方向（逆方向）の電流については、逆方向導通部がこの電流のバイパスを確保する結果、常にオン状態を保つ。

　スイッチ部Ｓ２及びＳ４の各ドレインはいずれもキャパシタＣＭの一端に接続されて、直流出力端子の正極ＤＣＯＵＴ＋をなしている。スイッチ部Ｓ１及びＳ３の各ソースはいずれもキャパシタＣＭの他端に接続されて、直流出力端子の負極ＤＣＯＵＴ－をなしている。

　スイッチ部Ｓ４のソースは、スイッチ部Ｓ１のドレインとリアクトルＬａｃの一端とに接続されており、リアクトルＬａｃの他端は、入力端子ＡＴ１をなしている。スイッチ部Ｓ２のソースはスイッチ部Ｓ３のドレインに接続されて入力端子ＡＴ２をなしている。
　入力端子ＡＴ１は、直流電圧源からなる外部の電源ＶＳの正極に接続され、入力端子ＡＴ２は、電源ＶＳの負極に接続される。なお、このように接続される結果、電源ＶＳとリアクトルＬａｃとが直列回路を形成することになる。

　スイッチ部Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳ４の各ゲート（順に、Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３及びＧ４）は、ＭＥＲＳ１００の制御端をなすもので、いずれも制御部４００に接続されている。

　直流交流変換回路２００は、６個の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ～ＳＷＺから構成されている。

　逆導通型半導体スイッチＳＷＵ～ＳＷＺはいずれも、逆導通型半導体スイッチＳＷ１と実質的に同一の構成を有する。
　すなわち、逆導通型半導体スイッチＳＷＵは、逆方向導通部ＤＵ及びスイッチ部ＳＵから構成されており、同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷＶは逆方向導通部ＤＶ及びスイッチ部ＳＶから構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＷは逆方向導通部ＤＷ及びスイッチ部ＳＷから構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＸは逆方向導通部ＤＸ及びスイッチ部ＳＸから構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＹは逆方向導通部ＤＹ及びスイッチ部ＳＹから構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＺは逆方向導通部ＤＺ及びスイッチ部ＳＺから構成されている。スイッチ部ＳＵ～ＳＺはいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなり、逆方向導通部ＤＵ～ＤＺはいずれも、たとえばスイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードあるいはその他の整流素子からなる。以下、直流交流変換回路２００を構成する各逆導通型半導体スイッチもその逆方向導通部はダイオードからなり、スイッチ部はｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明すると、それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、逆方向導通部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、逆方向導通部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されている。

　スイッチ部ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ，ＳＸ，ＳＹ及びＳＺの各ゲート（順に、ＧＵ，ＧＶ，ＧＷ，ＧＸ，ＧＹ及びＧＺ）は、直流交流変換回路２００の制御端をなすもので、いずれも制御部４００に接続されている。

　スイッチ部ＳＵ，ＳＶ及びＳＷの各ドレインは互いに接続されて、直流入力端子の正極ＤＣ＋をなしている。スイッチ部ＳＸ，ＳＹ及びＳＺの各ソースは互いに接続されて、直流入力端子の負極ＤＣ－をなしている。そして、直流入力端子の正極ＤＣ＋は、ＭＥＲＳ１００の直流出力端子の正極ＤＣＯＵＴ＋に接続され、負極ＤＣ－は、当該直流出力端子の負極ＤＣＯＵＴ－に接続される。
　スイッチ部ＳＵのソースはスイッチ部ＳＸのドレインに接続されて交流出力端子ＡＣＵをなしている。スイッチ部ＳＶのソースはスイッチ部ＳＹのドレインに接続されて交流出力端子ＡＣＶをなしている。スイッチ部ＳＷのソースはスイッチ部ＳＺのドレインに接続されて交流出力端子ＡＣＷをなしている。

　交流出力端子ＡＣＵは、たとえば外部の誘導性負荷ＬＤ１の一端に接続され、交流出力端子ＡＣＶは、たとえば外部の誘導性負荷ＬＤ２の一端に接続され、交流出力端子ＡＣＷは、たとえば外部の誘導性負荷ＬＤ３の一端に接続される。誘導性負荷ＬＤ１、ＬＤ２及びＬＤ３の各他端は互いに接続されているものとする。
　なお、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３は、たとえば図示するように、三相の負荷ＬＤの各相の入力端からなっている。負荷ＬＤは、たとえば三相モータからなる。誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３は、たとえば、図示するようにそれぞれ、インダクタＬ１と抵抗Ｒ１との直列回路、インダクタＬ２と抵抗Ｒ２との直列回路、インダクタＬ３と抵抗Ｒ３との直列回路、として表すことができるものである。

　電流検出部３００ａは、たとえば直流電流の瞬時値を検出可能な公知の電気回路からなっており、ＭＥＲＳ１００の直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋から直流交流変換回路２００へと流れる電流すなわち負荷電流ｉ_ｄｃの値を継続的に検出し、検出した負荷電流ｉ_ｄｃの値を表す信号を生成して、制御部４００へと継続的に供給する。（なお、本願明細書及び図面において、負荷電流の参照符号「ｉ_ｄｃ」は「Ｉ_ｄｃ」と表記する場合もある。）
　なお、電流検出部３００ａが、検出対象の電流を自己の備える電流路に流すものである場合、たとえば、直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋と直流交流変換回路の直流入力端子ＤＣ＋との間、又は、直流出力端子ＤＣＯＵＴ－と直流交流変換回路の直流入力端子ＤＣ－との間は、互いに直接接続される代わりに、電流検出部３００ａの電流路を介して互いに接続されていればよい。また、直流交流変換回路２００から直流出力端子ＤＣＯＵＴ－へと流れ出す電流の値は直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋から直流交流変換回路２００へと流れ込む電流の値に等しいから、直流交流変換回路２００から直流出力端子ＤＣＯＵＴ－へと流れ出す電流の値を検出することも、直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋から直流交流変換回路２００へと流れ込む電流を検出することに含まれる。

　制御部４００は、たとえば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサ４０１と、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶装置４０２とを備えたコンピュータから構成されている。
　制御部４００、たとえば自己の記憶装置が予め記憶するプログラムを自己のプロセッサが読み出して実行することにより、後述する処理、たとえば、後述するパターンに従い、ゲートＧ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，ＧＵ，ＧＶ，ＧＷ，ＧＸ，ＧＹ，ＧＺに、それぞれ、ゲート信号ＳＧＧ１，ＳＧＧ２，ＳＧＧ３，ＳＧＧ４，ＳＧＧＵ，ＳＧＧＶ，ＳＧＧＷ，ＳＧＧＸ，ＳＧＧＹ，ＳＧＧＺを供給する処理を行う。

　それぞれのゲート信号は、当該ゲート信号の供給先であるゲートを備える半導体スイッチのオン又はオフを指示する信号である。たとえば、オンを指示するときの当該ゲート信号（オン信号）は、当該半導体スイッチをオンさせるに足る電圧（ハイレベル電圧）をとり、オフを指示するときの当該ゲート信号（オフ信号）は、当該半導体スイッチをオフさせるに足る電圧（ローレベル電圧）をとる。

　また、制御部４００は、たとえば電流検出部３００ａが供給する信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ（Analog-to-Digital）コンバータ４０３を備えている。ただし、電流検出部３００ａが負荷電流ｉ_ｄｃの値を示す信号をデジタル形式で供給するものである場合、制御部４００は上述のＡ／Ｄコンバータ４０３を備えている必要はない。

　一方で制御部４００の記憶装置は、制御部４００がＭＥＲＳ１００に後述のサイクルを実行させる際にゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２がとるべきデューティー比ｄの値を負荷電流ｉ_ｄｃの値に基づいて決定するためのデータを格納するテーブルである特性テーブルを、予め記憶する。

　特性テーブルは、具体的には、「負荷電流ｉ_ｄｃの値」と、「負荷電流ｉ_ｄｃが当該値をとるときに、キャパシタＣＭの両端間の電圧（リンク電圧）ｖ_Ｃが後述する１サイクル内でとるピーク値が所定の目標値（以下、この目標値をＶ_ｐ ^＊とする）に実質的に等しくなるようにするためにデューティー比ｄがとるべき値」との対応関係（たとえば、図２に示すような対応関係）を指定するデータからなるものである。なお、「実質的に等しい」とは、「略等しい」場合のほか、単に「等しい」場合も含む（以下、同じ）。「実質的に等しい」とは、単に「等しい」という表現に置き換えることもできる（以下、同じ）。実質的に同一などの表現についても適宜同じである。
図２に示すグラフは、負荷電流のｉ_ｄｃの値が１．７アンペア未満のときデューティー比ｄがとるべき値がほぼ（０．０６９６ｉ_ｄｃ＋０．１５３６）に等しく、電流のｉ_ｄｃの値が１．７アンペア以上のときデューティー比ｄがとるべき値がほぼ（０．２３２９ｉ_ｄｃ＋０．０６７）に等しい、という場合を例示するものである。

（第１の実施の形態：ＭＥＲＳの動作）
　次に、上記構成のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａの動作を説明する。
　まず、図３Ａ～図３Ｄ及び図４を参照して、ＭＥＲＳ１００の動作を説明する。以下では、キャパシタＣＭには、直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋に接続されている側の端が他端に対して正電圧になるように電荷が蓄積されていて、逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４がいずれもオフである状態（すなわち図３Ｄに示す状態）が説明上の初期状態であるとして説明する。
　この初期状態から、制御部４００は、ゲート信号ＳＧＧ１～ＳＧＧ４を以下述べるようなパターンで供給することによって、ＭＥＲＳ１００に、後述する時刻ｔ１からｔ５までを１サイクルとして、所定の周波数ｆで、以下［１］～［５］として述べる動作を周期的に行わせる。周波数ｆは、１サイクルの時間長（１／ｆ）すなわち（ｔ５－ｔ１）が、キャパシタＣＭとリアクトルＬａｃとが直列共振回路を形成したとした場合の当該回路の共振周期の半周期分より長くなるような周波数に選ばれているものとする。

［１］　初期状態から、まず時刻ｔ１において、制御部４００は、図４（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオン信号に切り替える。この結果、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２はオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４はオフを保持する。
　すると、図３Ａに示すように、電源ＶＳの正極から入力端子ＡＴ１、リアクトルＬａｃを通り、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷ１の電流路を順方向に経てキャパシタＣＭの負極へと流れ込む電流が生じる。一方、キャパシタＣＭの正極から流れ出す電流は、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷ２の電流路を順方向に経て入力端子ＡＴ２を通り、電源ＶＳの負極に流れ込む。このようにしてキャパシタＣＭの放電が進む結果、リンク電圧ｖ_Ｃは、たとえば図４（ａ）に示すように低下していく。これに対しリアクトルＬａｃには、図４（ｂ）に示すように電流ＩＬａｃが流れ、磁気エネルギーの蓄積が始まる。
　一方、リンク電圧ｖ_Ｃは直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋とＤＣＯＵＴ－との間に印加されており、キャパシタＣＭに蓄積されている静電エネルギーは、直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３にも電流として供給される。

［２］　キャパシタＣＭの電荷がすべて放電され、図４（ａ）に示すようにリンク電圧ｖ_Ｃが略０となる時刻ｔ２に至ると、図３Ｂに示すように、電流が、入力端子ＡＴ１からリアクトルＬａｃを通ったのち、オフしている逆導通型半導体スイッチＳＷ４とオンしている逆導通型半導体スイッチＳＷ２の各電流路を順に通るルートと、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷ１とオフしている逆導通型半導体スイッチＳＷ３の各電流路を順に通るルートと、の２つに分岐して入力端子ＡＴ２へ流れる。リアクトルＬａｃにはこの電流が電流ＩＬａｃとして流れることによって更に磁気エネルギーが蓄積される。一方、たとえば図４（ａ）に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ３に至るまでの間キャパシタＣＭは充電されず、リンク電圧ｖ_Ｃは略０のまま変化しない。

　一方、制御部４００は、現在進行しているサイクル（現サイクル）の時刻ｔ３を決定する処理を、たとえば、現サイクルの時刻ｔ２が到来するまでに完了させる。この処理は、たとえば以下説明する手順で行う。

　すなわち、まず制御部４００は、現サイクルとの関係で決まる所定の時刻になると、当該時刻の負荷電流ｉ_ｄｃの値を表すものとして電流検出部３００ａより供給された信号を取得し、この信号をＡ／Ｄ変換する等して、この信号に基づき負荷電流ｉ_ｄｃの値を特定する。なお、上述の所定の時刻は、たとえば現サイクルの時刻ｔ１あるいはｔ２であればよいし、また、現サイクルの直前のサイクルにおける時刻ｔ４でもよい。

　次に、制御部４００は、特定した負荷電流ｉ_ｄｃの値を検索キーとして特定テーブルを検索し、負荷電流ｉ_ｄｃの当該値に対応付けられたデューティー比（ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２が取るべきデューティー比）ｄの値を特定する。

　そして制御部４００は、特定されたデューティー比ｄの値に基づいて、現サイクルの時刻ｔ３を決定する。具体的には、たとえば、デューティー比ｄの値が｛（ｔ３－ｔ１）／（ｔ５－ｔ１）｝であることから、１サイクルの長さ（ｔ５－ｔ１）が既定値であることを前提として、ｔ３＝ｔ１＋｛ｄ・（ｔ５－ｔ１）｝としてｔ３の時刻を決定することができる。

［３］　そして制御部４００は、決定した時刻ｔ３が到来すると、図４（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオフ信号に切り替える。この結果、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２はオフに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４はオフを保持する。
　すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２を順方向に流れていた各電流は遮断され、リアクトルＬａｃに蓄積された磁気エネルギーによって、図３Ｃに示すように、リアクトルＬａｃから、オフしている逆導通型半導体スイッチＳＷ４を逆方向に経てキャパシタＣＭの正極に流入する電流が生じる。これによりキャパシタＣＭは、リアクトルＬａｃに蓄積された磁気エネルギーを、電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、リンク電圧ｖ_Ｃが上昇する。一方、キャパシタＣＭの負極から流れる電流は、オフしている逆導通型半導体スイッチＳＷ３を逆方向を経て入力端子ＡＴ２へと流れる。
　一方、リンク電圧ｖ_Ｃは直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋とＤＣＯＵＴ－との間に印加され、キャパシタＣＭに蓄積される静電エネルギーは、キャパシタＣＭを直流電圧源として直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３にも供給される。

［４］　その後、リアクトルＬａｃに蓄積されていた磁気エネルギーが尽き、図４（ｂ）に示すように電流ＩＬａｃが流れなくなる時刻ｔ４に至ると、図３Ｄに示すように、入力端子ＡＴ１から入力端子ＡＴ２へ流れる電流は消滅する。この間もリンク電圧ｖ_Ｃは直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋とＤＣＯＵＴ－との間に印加され、キャパシタＣＭが蓄積している静電エネルギーは、直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３に供給される。

［５］　そして、次サイクルにおける時刻ｔ１に相当する時刻ｔ５に至ると、制御部４００は、時刻ｔ１におけると同様に、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオン信号に切り替える。この結果、ＭＥＲＳ１００は時刻ｔ１における動作と同様の動作（［１］の動作）を再び開始する。

　このように、［１］～［５］として説明した動作が繰り返される結果、キャパシタＣＭには、図４（ａ）に示すような、ピークから略０までの間で振動するパルス電圧であるリンク電圧ｖ_Ｃが繰り返し発生する。このリンク電圧ｖ_Ｃは直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋とＤＣＯＵＴ－との間に印加され、キャパシタＣＭから直流交流変換回路２００を介して外部の誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３へと電力が供給される。時刻ｔ１からｔ５までの１サイクルの間に、ＭＥＲＳ１００は、キャパシタＣＭに１回の充放電を完了させ、リアクトルＬａｃに蓄積されていた磁気エネルギーを、キャパシタＣＭに、電荷の形で静電エネルギーとして回収させ、キャパシタＣＭが回収したエネルギーを再びリアクトルＬａｃに戻す、という効果を実現させる。

　なお、上記時刻ｔ３からｔ４までの期間は、キャパシタＣＭは、リアクトルＬａｃと直列共振回路を形成している。そのため、キャパシタＣＭに電荷が蓄積していない状態からリアクトルＬａｃの電流ＩＬａｃが流れ始める時刻ｔ３から、電流ＩＬａｃが流れ終わりキャパシタＣＭへの電荷の蓄積が完了する時刻ｔ４までの時間は、当該直列共振回路の共振周期の略４分の１になる。

　なお、図４（ａ）及び（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２がオン信号からオフ信号に切り替わる時刻ｔ３の直後では、キャパシタＣＭはほぼ完全に放電された状態にある。このため、逆導通型半導体スイッチＳＷ２の電流路は、逆導通型半導体スイッチＳＷ３の電流路を介してキャパシタＣＭにより短絡された状態にあるということができ、また、逆導通型半導体スイッチＳＷ１の電流路は、逆導通型半導体スイッチＳＷ４の電流路を介してキャパシタＣＭにより短絡された状態にあるということができる。よって、時刻ｔ３における半導体スイッチＳ１及びＳ２のオンからオフへのスイッチングは、これらの電流路の両端間の電圧が略０である状態でのスイッチングとなり、スイッチングによる半導体スイッチの状態遷移中に生じるスイッチング損失が少ないスイッチング、すなわちソフトスイッチングになっている。

　また、図４（ｂ）及び（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２がオフ信号からオン信号に切り替わる時刻ｔ５には、リアクトルＬａｃには電流が流れていない。このため、時刻ｔ５でゲート信号の切り替えがあった直後の時点には、電流が流れていない状態を維持しようとする向きの逆起電力がリアクトルＬａｃに生じる。従って、この時点では、リアクトルＬａｃから逆導通型半導体スイッチＳＷ１の電流路（順方向）、キャパシタＣＭ、逆導通型半導体スイッチＳＷ２の電流路（順方向）を順に経て電源ＶＳに至る電流路は、リアクトルＬａｃによって遮断された状態にあるということができる。よって、時刻ｔ５における逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオフからオンへのスイッチングは、半導体スイッチＳ１及びＳ２のスイッチングによる状態遷移中にこれらの電流路に流れる電流が略０である状態で行われることになり、このスイッチングもソフトスイッチングになっている。

　なお、ゲート信号の１サイクルの時間長が、キャパシタＣＭとリアクトルＬａｃとが形成する直列共振回路の共振周期の半周期分より長くなるように設定されていることにより、リンク電圧ｖ_Ｃが略０になった後にゲート信号をオン信号からオフ信号に切り替える時間が確保され、また、リアクトルＬａｃに電流がほぼ流れていない状態で逆導通型半導体スイッチをオフからオンに切り替える時間が確保される。従って、ソフトスイッチングが確保される。

（第１の実施の形態：直流交流変換回路の動作）
　一方、制御部４００は、上述の通り、直流交流変換回路２００を構成する逆導通型半導体スイッチＳＷＵ～ＳＷＺのゲートＧＵ～ＧＺにそれぞれゲート信号ＳＧＧＵ～ＳＧＧＺを供給する。ゲート信号ＳＧＧＵ～ＳＧＧＺは、たとえば図５に示すような、電流型インバータに用いられる、パルス幅変調された多パルスを含むパルスパターンを有する。

　ゲート信号ＳＧＧＵは周期的な信号であり、たとえば、オン信号を連続して保つ期間を約３分の１周期分有し、この期間の直前及び直後に、オン信号とオフ信号との切り替わりが断続的に起こる期間（換言すれば、オン信号のパルスを多数含む期間。以下では「多パルス区間」と呼ぶ。）を約６分の１周期分ずつ有する。残る約３分の１周期分はオフ信号を連続して保つ期間である。

　また、ゲート信号ＳＧＧＶは、ゲート信号ＳＧＧＵの位相を（２π／３）ラジアン遅らせたものに相当し、ゲート信号ＳＧＧＷは、ゲート信号ＳＧＧＵの位相を（４π／３）ラジアン遅らせたものに相当する。
　また、ゲート信号ＳＧＧＸはゲート信号ＳＧＧＵのオン・オフを反転したものに相当し、ゲート信号ＳＧＧＹはゲート信号ＳＧＧＶを同様に反転したものに相当し、ゲート信号ＳＧＧＸはゲート信号ＳＧＧＷを同様に反転したものに相当する。

　ゲート信号ＳＧＧＵ～ＳＧＧＺのいずれについても、多パルス区間における各パルスの幅には、誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３に供給される電流がおおむね正弦波の三相交流電流になるように、パルス幅変調が加えられている。ただし、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ～ＳＷＺがソフトスイッチングを実現するためには、ゲート信号ＳＧＧＵ～ＳＧＧＺの切り替えはパルス電圧であるリンク電圧ｖ_Ｃが略０の期間に行われることが望ましいから、ゲート信号ＳＧＧＵ～ＳＧＧＺに含まれるパルスの幅の変調は、各パルスの幅が、リンク電圧ｖ_Ｃの形成するパルスの周期の整数倍になるような形で加えられることが望ましい。

　なお、ゲート信号ＳＧＧＵ及びＳＧＧＸの組、ゲート信号ＳＧＧＶ及びＳＧＧＹの組、並びにゲート信号ＳＧＧＷ及びＳＧＧＺの組がそれぞれ互いに逆相となっていることにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＸが同時にオンすることが防がれ、同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ及びＳＷＹが同時にオンすることも、逆導通型半導体スイッチＳＷＷ及びＳＷＺが同時にオンすることも防がれる。この結果、ＭＥＲＳ１００のキャパシタＣＭが直流交流変換回路２００を介して短絡することが防がれる。

　次に、図６Ａ～図６Ｄを参照して、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３に流れる電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ及びｉ_Ｗについて説明する。図６Ａ，図６Ｂ，図６Ｃ，図６Ｄに示す矢印は、電流の流れる向きの正方向を示す。

　逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ及びＳＷＷのうち１つだけ、たとえば、図６Ａに示すように逆導通型半導体スイッチＳＷＵだけがオンする場合は、６個の逆導通型半導体スイッチ全体についていえば、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹ及びＳＷＺがオンし、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ，ＳＷＶ及びＳＷＷがオフするということになる。この場合、電流は、たとえば図６Ａに示すように流れる。
　すなわち、キャパシタＣＭのリンク電圧ｖ_Ｃが、直流入力端子ＤＣ＋とＤＣ－との間に印加されているため、直流入力端子ＤＣ＋から流れる電流（すなわち、負荷電流ｉ_ｄｃ）は、図示するように逆導通型半導体スイッチＳＷＵの電流路と、交流出力端子ＡＣＵと、を順に経て誘導性負荷ＬＤ１に、電流ｉ_Ｕとして流れ込む。この電流ｉ_Ｕは、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３の共通接点で電流ｉ_Ｖ及びｉ_Ｗへと分岐し、電流ｉ_Ｖは、誘導性負荷ＬＤ２、交流出力端子ＡＣＶ及び逆導通型半導体スイッチＳＷＹの電流路を順に経て、直流入力端子ＤＣ－へと流れ込む。電流ｉ_Ｗは、誘導性負荷ＬＤ３、交流出力端子ＡＣＷ及び逆導通型半導体スイッチＳＷＺの電流路を順に経て、直流入力端子ＤＣ－へと流れ込む。

　逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ及びＳＷＷのうち２つだけ、たとえば、図６Ｂに示すように逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＶだけがオンする場合は、６個の逆導通型半導体スイッチ全体としては、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ及びＳＷＺがオンし、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ，ＳＷＹ及びＳＷＷがオフするということになる。この場合、電流は、たとえば図６Ｂに示すように流れる。
　すなわち、この場合、負荷電流ｉ_ｄｃは、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＶの各電流路に分岐し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵの電流路に流れ込んだ電流は、交流出力端子ＡＣＵを経て、電流ｉ_Ｕとして誘導性負荷ＬＤ１に流れ込む。逆導通型半導体スイッチＳＷＶの電流路に流れ込んだ電流は、交流出力端子ＡＣＶを経て、電流ｉ_Ｖとして誘導性負荷ＬＤ２に流れ込む。電流ｉ_Ｕ及びｉ_Ｖは、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３の共通接点で合流してｉ_Ｗとなり、この電流ｉ_Ｗは、誘導性負荷ＬＤ３、交流出力端子ＡＣＷ及び逆導通型半導体スイッチＳＷＺの電流路を順に経て、直流入力端子ＤＣ－へと流れ込む。

　なお、仮に逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ及びＳＷＷがすべてオフした場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ，ＳＷＹ及びＳＷＺがオンすることになる。この場合、電流は、たとえば図６Ｃに示すように流れる。
　すなわち、この場合、負荷電流ｉ_ｄｃが供給されることはない。一方、誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３には、負荷電流ｉ_ｄｃの供給が止まるまで電流が供給されていたことにより、磁気エネルギーが蓄積されている。このため、負荷電流ｉ_ｄｃの供給が止まると、これらの磁気エネルギーに起因する電流が、電流ｉ_Ｕ～ｉ_Ｗとして流れる。
　具体的には、誘導性負荷ＬＤ１が生じさせる電流ｉ_Ｕは、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３の共通接点で電流ｉ_Ｖ及びｉ_Ｗへと分岐する。電流ｉ_Ｖは、誘導性負荷ＬＤ２、交流出力端子ＡＣＶ及び逆導通型半導体スイッチＳＷＹの電流路を順に経て、更に逆導通型半導体スイッチＳＷＸの電流路を逆方向に通過して、交流出力端子ＡＣＵを経て誘導性負荷ＬＤ１へと流れ込む。電流ｉ_Ｗは、誘導性負荷ＬＤ３、交流出力端子ＡＣＷ及び逆導通型半導体スイッチＳＷＺの電流路を順に経て、電流ｉ_Ｖに合流し、逆導通型半導体スイッチＳＷＸの電流路を逆方向に通過して、交流出力端子ＡＣＵを経て誘導性負荷ＬＤ１へと流れ込む。

　また、仮に逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ及びＳＷＷがすべてオンした場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ，ＳＷＹ及びＳＷＺがオフすることになる。この場合も負荷電流ｉ_ｄｃが供給されることはなく、誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３が蓄積していた磁気エネルギーに起因する電流が、図６Ｄに示すように流れる。
　具体的には、誘導性負荷ＬＤ１が生じさせる電流ｉ_Ｕは、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３の共通接点で電流ｉ_Ｖ及びｉ_Ｗへと分岐し、電流ｉ_Ｖは、誘導性負荷ＬＤ２及び交流出力端子ＡＣＶを経て、逆導通型半導体スイッチＳＷＶの電流路を逆方向に通過し、更に逆導通型半導体スイッチＳＷＵの電流路及び交流出力端子ＡＣＵを経て、誘導性負荷ＬＤ１へと流れ込む。電流ｉ_Ｗは、誘導性負荷ＬＤ３及び交流出力端子ＡＣＷを経て、逆導通型半導体スイッチＳＷＷの電流路を逆方向に通過して電流ｉ_Ｖに合流し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵの電流路及び交流出力端子ＡＣＵを経て、誘導性負荷ＬＤ１へと流れ込む。

　また、時刻ｔ２からｔ３までの間はリンク電圧ｖ_Ｃは略０となるので、図６Ａ～図６Ｄに示した電流パスとは異なる経路で電流が流れる。ここでは、リンク電圧ｖ_Ｃが略０となる場合の電流パスの説明は省略する。

　誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３の時定数がリンク電圧ｖ_Ｃをなすパルスの周期より十分大きいとすれば、以上説明した動作を行う直流交流変換回路２００のゲートＧＵ～ＧＺに、図５に示すようなパルスパターンを有するゲート信号ＳＧＧＵ～ＳＧＧＺが供給されることにより、誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３には三相交流電流が流れる。

　ところで、本実施の形態とは異なり、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２のデューティー比の値ｄを一定として時刻ｔ３のタイミングを設定した場合、誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３の力率が低いなどの要因があると、リンク電圧ｖ_Ｃは脈動を起こす。本実施の形態に係るＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａは、デューティー比の値ｄをサイクル毎に変化させることにより、リンク電圧ｖ_Ｃのこの脈動を抑制するものである。

　この点につき、まず脈動の発生原因から説明すると、たとえば、図７（ａ）～（ｃ）に模式的に示すように、直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ又はＳＷＷの電流路がオンするタイミングと、当該電流路に接続されている誘導性負荷に正極性の電流が流れるタイミングとのずれは、誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３の力率が低いほど大きくなる。（なお、図７では、ゲート信号が多パルスを含む区間は、オン信号であるものとして図示している。）
　一方、負荷電流ｉ_ｄｃは、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ又はＳＷＷの電流路のうちオンしているものに流れる電流の総和である。従って、これら３個の電流路がオンするタイミング（すなわち、ゲート信号ＳＧＧＵ，ＳＧＧＶ及びＳＧＧＷがオン信号となるタイミング）が図５に示す通り（２π／３）ラジアンずつずれた関係をとる場合、誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３の力率が１であれば、負荷電流ｉ_ｄｃの波形は、おおむね図７（ａ）に示すように、正弦波の極大点を中心とした（π／３）ラジアン分の波形同士を互いにつなぎ合わせたような波形となり、負荷電流ｉ_ｄｃの脈動は極めて少なくなるのに対し、当該力率が１より低ければ、負荷電流ｉ_ｄｃの波形は、おおむね図７（ｂ）及び（ｃ）に示すように、上記極大点からずれた点を中心とした（π／３）ラジアン分の波形同士を互いにつなぎ合わせたような波形となるから、負荷電流ｉ_ｄｃの変動がステップ状に起きる部分が生じる。そして、図７（ｂ）と（ｃ）とを比較することで分かるように、誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３の力率が低いほど、負荷電流ｉ_ｄｃのステップ状の変動の落差が大きくなる傾向がある。（なお、図７における「ＰＦ」が力率を示す。）

　そして、負荷電流ｉ_ｄｃのこのステップ状の変動は、たとえば図８に示すように、負荷電流ｉ_ｄｃを供給するＭＥＲＳ１００のキャパシタＣＭの両端間の電圧、すなわちリンク電圧ｖ_Ｃの脈動をもたらす。
　なお、図８は、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２のデューティー比ｄをいずれも０．４に固定した場合の実測例を示すものであり、この例では、電源ＶＳの電圧は５０Ｖ、リアクトルＬａｃのインダクタンスは１００μＨ、キャパシタＣＭの静電容量は０．６９μＦ、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２の周波数は１９．２ｋＨｚ、電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ及びｉ_Ｗの周波数はいずれも５０Ｈｚ、誘導性負荷ＬＤ１～ＬＤ３を構成するインダクタＬ１～Ｌ３のインダクタンスはいずれも２４ｍＨ、Ｒ１～Ｒ３の抵抗値はいずれも１５Ωとしている。

　リンク電圧ｖ_Ｃが脈動する場合、ＭＥＲＳを構成する半導体スイッチ及びその他の部品は、リンク電圧ｖ_Ｃの電圧が脈動により突発的にとり得る最大電圧をとったとき各々に印加されることになる電圧が定格電圧を超えない、という条件の下で選定される必要があることになる。従って、ＭＥＲＳは全体に高耐圧ないし大型の部品で構成されることになる、という弊害がある。また、そのような部品は一般に電力の損失も大きいから、ＤＣ／ＡＣコンバータ全体の損失の増加につながるという弊害もある。

　これに対し、図１のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａは、現サイクルの時刻ｔ２以前に負荷電流ｉ_ｄｃの値を実測し、得られた実測値に対応付けられたデューティー比ｄの値を特性テーブルから索出する。特性テーブルは上述の通り、負荷電流ｉ_ｄｃの値と、負荷電流ｉ_ｄｃが当該値をとるときにリンク電圧ｖ_Ｃが１サイクル内でとるピーク値がほぼ目標値Ｖ_ｐ ^＊に等しくなる（ピーク値が目標値Ｖ_ｐ ^＊に等しくなる場合を含む。「ほぼ」について同じ。）ようにするためにデューティー比ｄがとるべき値との対応関係を指定するものであるから、特性テーブルから索出される値は、現サイクルでの負荷電流ｉ_ｄｃの値が上記実測値と実質的に等しいとみなせる条件下でリンク電圧ｖ_Ｃが現サイクル内でとるピーク値をほぼ目標値Ｖ_ｐ ^＊に等しくするためにデューティー比ｄがとるべき値であることになる。従って、特性テーブルの内容が、目標値Ｖ_ｐ ^＊の値の設定も含めて適切であれば、リンク電圧ｖ_Ｃは一定に保たれ、従ってリンク電圧ｖ_Ｃの脈動が抑制され、脈動に起因する上記の弊害は回避される。

　なお、「現サイクルでの負荷電流ｉ_ｄｃの値が過去の負荷電流ｉ_ｄｃの実測値と実質的に等しいとみなせる」という上述の仮定は、たとえば、現サイクルの時刻ｔ２からさかのぼって直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチが最後にスイッチングを行った時点までの期間内に負荷電流ｉ_ｄｃの実測が行われている場合には、正しいものとして成り立つということができる。一方、この期間より前に負荷電流ｉ_ｄｃの値が実測された場合は、上述の仮定を正しいものとみなすことが一般に困難である。直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチがスイッチングを行うと、直流交流変換回路２００内部の電流パスが不連続的に変化するため、負荷電流ｉ_ｄｃの値がステップ状に変化するからである。
　従ってたとえば、制御部４００が、実質上つねに時刻ｔ３に一致するタイミングで直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチにスイッチングを行わせるように構成されていれば、現サイクルの時刻ｔ２からさかのぼってその直前のサイクルの時刻ｔ３までの期間内に負荷電流ｉ_ｄｃの実測が行われた場合、上述の仮定を正しいものとみなすことができる。

　以上、本発明の第１の実施の形態を説明したが、ＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａの構成は上述のものに限られない。たとえば、ＭＥＲＳ１００及び直流交流変換回路２００はいずれも、必ずしもソフトスイッチングを行わなくてもよい。
　また、リアクトルＬａｃの一端はスイッチ部Ｓ２のソースとスイッチ部Ｓ３のドレインとに接続されていてもよい。ただしこの場合、リアクトルＬａｃの他端が入力端子ＡＴ２をなし、スイッチ部Ｓ４のソースとスイッチ部Ｓ１のドレインとの接続点が入力端子ＡＴ１をなす。このような接続関係をとる場合も、電源ＶＳとリアクトルＬａｃとは直列回路を形成することになる。

（第２の実施の形態）
　以上説明した第１の実施の形態では、時刻ｔ３を決定するために制御部４００が特性テーブルを予め記憶し、これを参照していた。しかし、制御部４００は特性テーブルを記憶する必要はなく、たとえば、負荷電流ｉ_ｄｃの実測値を含むパラメータに基づいて、電源ＶＳからＭＥＲＳ１００へと流れ込む入力電流Ｉ_ｉｎの閾値を決定し、入力電流Ｉ_ｉｎを監視して、この閾値に達した時点を時刻ｔ３とする構成によっても、リンク電圧ｖ_Ｃの脈動を抑制することができる。以下では、そのような構成を有する、本発明の第２の実施の形態を説明する。

（第２の実施の形態：構成）
　第２の実施の形態に係るＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂは、図９に示すように、第１の実施の形態のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａと実質的に同一の構成を有する。ただし、図９のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂは、電流検出部３００ｂを更に備えており、一方で制御部４００は、特性テーブルを記憶している必要がない。

　電流検出部３００ｂは、交流電流の瞬時値を検出可能な公知の電気回路などからなっていればよく、電源ＶＳからＭＥＲＳ１００へと流れる電流（又は、ＭＥＲＳ１００から電源ＶＳへと流れる電流）すなわち入力電流Ｉ_ｉｎの値を継続的に検出し、検出した入力電流Ｉ_ｉｎの値を表す信号を、制御部４００へと継続的に供給する。
　なお、電流検出部３００ｂが、検出対象の電流を自己の備える電流路に流すものである場合、たとえば、電源ＶＳとリアクトルＬａｃとの間、リアクトルＬａｃと入力端子ＡＴ１との間、又は、入力端子ＡＴ２と電源ＶＳとの間は、電流検出部３００ｂの電流路を介して互いに接続されていればよい。

（第２の実施の形態：動作）
　図９のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂの動作は、第１の実施の形態のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａと実質的に同一である。ただし、制御部４００は、上述の［１］～［５］の動作を行う間、時刻ｔ３を決定するための処理として、第１の実施の形態のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａが行う処理に代えて、以下説明する処理を行う。

　すなわち、制御部４００は、現サイクルの時刻ｔ３を決定するため、現サイクルの時刻ｔ２の直前の期間であって負荷電流ｉ_ｄｃの供給がステップ状に変化することなく行われている期間（たとえば、現サイクルの直前のサイクルの時刻ｔ３から現サイクルの時刻ｔ２までの間。ただし、直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチは、実質上つねに時刻ｔ３に一致するタイミングでスイッチングを行うものとした場合。）内のある時点に、負荷電流ｉ_ｄｃの値を電流検出部３００ａより取得しておく。

　次に、制御部４００は、数式１に示す値Ｉ_ｏｆｆ ^＊を、たとえば現サイクルの時刻ｔ２までに特定する処理を行う。具体的には、たとえば制御部４００は数式１の右辺第１項に相当する値を予め記憶しておき、この値と、取得した負荷電流ｉ_ｄｃの値とを加算することにより値Ｉ_ｏｆｆ ^＊を得る処理を行えばよい。ここで、ＣはキャパシタＣＭの静電容量、ＬはリアクトルＬａｃのインダクタンス、Ｅは電源ＶＳの電圧である。

　数式１の左辺の値Ｉ_ｏｆｆ ^＊は入力電流Ｉ_ｉｎの閾値であり、たとえば図１０に示すように、入力電流Ｉ_ｉｎが上昇して値Ｉ_ｏｆｆ ^＊に達した時点を現サイクルのｔ３とすれば、現サイクルのリンク電圧ｖ_Ｃのピーク値が計算上その目標値Ｖ_ｐ ^＊に等しくなる、という値である。

　すなわち、現サイクルのｔ２の経過後に逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２をオフした瞬間の時点の入力電流の値をＩ_ｏとすると、この瞬間から時間ｔが経過した時点での入力電流の値Ｉ_ｉｎ（ｔ）は数式２により表され、また、この時点でのリンク電圧の値ｖ_Ｃ（ｔ）は、数式３により表される。なお、ωはリアクトルＬａｃとキャパシタＣＭとからなる直列共振回路の共振角周波数、すなわち（ＬＣ）^－１／２である。そして、リンク電圧のピーク値をＶ_ｐとすれば、数式３より、値Ｖ_ｐは数式４に示す値をとることが導かれる。この数式４の値Ｖ_ｐに目標値Ｖ_ｐ ^＊を代入して、数式４をＩ_ｏについて解き、得られる値Ｉ_ｏがすなわち値Ｉ_ｏｆｆ ^＊であると置くことにより、上述の数式１が得られる。

　現サイクルで適用すべき入力電流Ｉ_ｉｎの閾値Ｉ_ｏｆｆ ^＊を決定すると、制御部４００は、電流検出部３００ｂから継続的に供給される信号を繰り返し取得し、この信号に基づき、入力電流Ｉ_ｉｎの値を特定して、特定した値が値Ｉ_ｏｆｆ ^＊より小さいか否かを判別する処理を繰り返し行う。そして、特定した入力電流Ｉ_ｉｎの値が値Ｉ_ｏｆｆ ^＊より小さくないと判別すると、当該判別を行った時刻を現サイクルの時刻ｔ３と決定し、直ちに、ＭＥＲＳ１００の現にオンしている逆導通型半導体スイッチのゲートに供給しているゲート信号を、オン信号からオフ信号へと切り替える。

　時刻ｔ３の決定をこのような処理により行うことにより、図９のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂも、リンク電圧ｖ_Ｃのピーク値の目標値Ｖ_ｐ ^＊の値の設定が適切であれば、たとえば図１１に実測例を示すように、リンク電圧ｖ_Ｃを一定に保ってその脈動を抑制し、脈動に起因する弊害を回避する。なお、図１１に示す実測例における測定条件は、時刻ｔ３のタイミングの設定の点を除いて図８の実測例におけるものと実質的に同一である。

　なお、ＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂの構成も上述のものに限られない。
　たとえば、ＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂについても、そのＭＥＲＳ１００及び直流交流変換回路２００はいずれも、必ずしもソフトスイッチングを行わなくてもよい。

　また、制御部４００は、リアクトルＬａｃのインダクタンスＬ，キャパシタＣＭの静電容量Ｃ、電源ＶＳの電圧Ｅ及び上述の目標値Ｖ_ｐ ^＊の各値を示すデータをそれぞれ、予め記憶し、又は図示しない公知のインターフェース回路を介して外部から取得して、これらのデータが示す値に基づいて数式１の右辺第１項の値を算出する処理を行ってもよい。

　また、制御部４００は、コンピュータからなる必要はなく、たとえば、上述した制御を実行する専用の電子回路から構成されていてもよい。
　具体的には、制御部４００は、例えば図１２に示すように、Ａ／Ｄコンバータ４１０と、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）コントローラ４２０と、Ｄ／Ａ（Digital-to-Analog）コンバータ４３０と、コンパレータ４４０と、ゲート論理回路４５０とから構成されていてもよい。

　Ａ／Ｄコンバータ４１０は、電流検出部３００ａより供給される信号を取得して、負荷電流ｉ_ｄｃの値を示すデジタル信号に変換し、ＤＳＰコントローラ４２０に供給する。

　ＤＳＰコントローラ４２０は、ゲート信号ＳＧＧ１～ＳＧＧ４の遷移のタイミングを指定するデータを、各時刻ｔ１，ｔ２，ｔ４及びｔ５について保持し、また、各ゲート信号ＳＧＧＵ～ＳＧＧＺの遷移のタイミングを指定するデータを保持する。そして、保持しているこれらのデータを表す信号を、ゲート論理回路４５０に供給する。これらのデータは、ＤＳＰコントローラ４２０自身あるいはＤＳＰコントローラ４２０に接続された図示しないメモリが予め記憶していてもよいし、たとえば図示しない公知のインターフェース回路を介して、外部から取得してもよい。

　また、ＤＳＰコントローラ４２０は、上述した数式１の右辺第１項の値を表すデータも保持する。（このデータも、予め記憶されていてもよいし、外部から取得してもよい。）そして、Ａ／Ｄコンバータ４１０より供給された、負荷電流ｉ_ｄｃの値を示す信号に基づいて、値Ｉ_ｏｆｆ ^＊を決定する処理を行い、決定した値Ｉ_ｏｆｆ ^＊を示すデジタル信号を生成して、Ｄ／Ａコンバータ４３０に供給する。

　なお、ＤＳＰコントローラ４２０は、インダクタンスＬ、静電容量Ｃ、電圧Ｅ及び目標値Ｖ_ｐ ^＊の各値を示すデータをそれぞれ予め記憶し又は外部から取得して、これらのデータが示す値に基づいて数式１の右辺第１項の値を算出する処理を行ってもよい。

　Ｄ／Ａコンバータ４３０は、ＤＳＰコントローラ４２０より値Ｉ_ｏｆｆ ^＊を示すデジタル信号を取得し、この信号をアナログ信号に変換して、コンパレータ４４０に供給する。

　コンパレータ４４０は、電流検出部３００ｂより入力電流Ｉ_ｉｎの値を示す信号を取得し、また、Ｄ／Ａコンバータ４３０より、値Ｉ_ｏｆｆ ^＊を示すアナログ信号を取得する。そして、これら２個の信号の値のいずれが大きいかを判別し、判別結果を示す信号を生成して、ゲート論理回路４５０に供給する。

　ゲート論理回路４５０は、ＤＳＰコントローラ４２０より供給される信号を取得し、この信号が示すタイミングを有するゲート信号ＳＧＧ１～ＳＧＧ４及びＳＧＧＵ～ＳＧＧＺを生成して、それぞれの供給先である逆導通型半導体スイッチへと供給する。

　ただし、ゲート論理回路４５０は、各サイクルの時刻ｔ３については、コンパレータ４４０より供給される信号に基づいてこれを決定する。
　すなわち、ゲート論理回路４５０は、コンパレータ４４０より供給される信号を継続的に取得し、この信号に基づいて、入力電流Ｉ_ｉｎの値及び値Ｉ_ｏｆｆ ^＊のいずれが大きいかを継続的に判別することによって、入力電流Ｉ_ｉｎの値が、値Ｉ_ｏｆｆ ^＊より小さい状態から値Ｉ_ｏｆｆ ^＊より大きい状態に転じるタイミングを検知する。そして、当該タイミングを検知すると、当該タイミングが時刻ｔ３であるものとして、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２の論理状態をオン信号からオフ信号へと遷移させる処理を行う。

（第１及び第２の実施形態における負荷電流測定のための構成の変形例）
　以上説明した第１及び第２の実施形態では、電流検出部３００ａは、ＭＥＲＳ１００から直流交流変換回路２００へと流れる電流を検出していた。しかし、これらの実施形態において、電流検出部３００ａは、負荷ＬＤ３の各相の電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ又はｉ_Ｗのうちいずれか２個の値を検出するものとし、制御部４００は、直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチが所定の状態にあるときに検出された電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ又はｉ_Ｗの値と、現サイクルの時刻ｔ３に直流交流変換回路２００の各逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を示す情報とに基づいて、現サイクルの時刻ｔ３に負荷電流ｉ_ｄｃがとるべき値（予測値）を算出し、算出した値が負荷電流ｉ_ｄｃの実測値であるものとして、時刻ｔ３を決定する上述の処理を行う構成をとってもよい。

　具体的には、たとえば図１３に示すように、電流検出部３００ａは、電流ｉ_Ｕ及びｉ_Ｖの値を検出してこれらの値を示す信号を生成し、制御部４００に供給すればよい。この場合、制御部４００は、電流ｉ_Ｕ及びｉ_Ｖと負荷電流ｉ_ｄｃとの間でつねに成り立つ関係、すなわち以下示す（ａ）～（ｆ）の関係に従って、現サイクルの時刻ｔ３における負荷電流ｉ_ｄｃの予測値を算出し、得られた予測値が現サイクルの時刻ｔ３における負荷電流ｉ_ｄｃの値であるものとして時刻ｔ３を決定する処理を行えばよい。ただし、ゲート信号ＳＧＧＵ～ＳＧＧＺのパルスパターンは、たとえば図５に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ、ＳＷＶ及びＳＷＶが３個同時にオンすることがなく、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＸも同時にオンせず、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ及びＳＷＹも同時にオンせず、逆導通型半導体スイッチＳＷＷ及びＳＷＺも同時にオンしないようなパルスパターンになっているとする。

（ａ）　逆導通型半導体スイッチＳＷＵ、ＳＷＶ及びＳＷＶの３個のうち逆導通型半導体スイッチＳＷＵのみがオンしている期間のｉ_Ｕの値は、そのまま負荷電流ｉ_ｄｃの値である。
（ｂ）　（ａ）に挙げた３個のうち逆導通型半導体スイッチＳＷＶのみがオンしている期間のｉ_Ｖの値は負荷電流ｉ_ｄｃの値に等しい。
（ｃ）　逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＶがともにオンしている期間は、ｉ_Ｕ及びｉ_Ｖの和（ｉ_Ｕ＋ｉ_Ｖ）が、負荷電流ｉ_ｄｃの値である。この場合、電流ｉ_Ｕ及びｉ_Ｖは誘導性負荷ＬＤ３から逆導通型半導体スイッチＳＷＺの電流路へと流れるから、上述の和（ｉ_Ｕ＋ｉ_Ｖ）は（－ｉ_Ｗ）に等しい。
（ｄ）　（ａ）に挙げた３個のうち逆導通型半導体スイッチＳＷＷのみがオンしている期間は、ｉ_Ｕ及びｉ_Ｖの各値の和の符号を反転したもの｛－（ｉ_Ｕ＋ｉ_Ｖ）｝が負荷電流ｉ_ｄｃの値である。
（ｅ）　（ａ）に挙げた３個のうち逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＷのみがオンしている期間は、｛－（ｉ_Ｖ）｝が負荷電流ｉ_ｄｃの値である。
（ｆ）　（ａ）に挙げた３個のうち逆導通型半導体スイッチＳＷＶ及びＳＷＷのみがオンしている期間は、｛－（ｉ_Ｕ）｝が負荷電流ｉ_ｄｃの値である。

　なお、直流交流変換回路２００の各逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を示す情報を制御部４００が現サイクルの時刻ｔ２に先立って取得する手法は任意である。従って制御部４００は、たとえば、ゲート信号ＳＧＧ１～ＳＧＧ４の遷移のタイミングを決定する第１のプログラムと、ゲート信号ＳＧＧＵ～ＳＧＧＺの遷移のタイミングを決定する第２のプログラムとを実行するものとし、第２のプログラムの処理により予め決定されたゲート信号ＳＧＧＵ～ＳＧＧＺの遷移のタイミングを示すデータを生成して、このデータを、第１のプログラムの処理へと引き渡すようにしてもよい。

　上述したように、負荷電流ｉ_ｄｃは、たとえばゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２のデューティー比ｄを固定したとき、負荷ＬＤの負荷力率が低いほど大きな脈動を起こす。この脈動は、直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチがスイッチングして直流交流変換回路２００内部の電流パスが変化することに起因する形で生じるものである。従って、現サイクルより前のサイクルで負荷電流ｉ_ｄｃの実測値を得たとしても、たとえば現サイクルの時刻ｔ３で直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチがスイッチングを行えば、現サイクルの時刻ｔ３における負荷電流ｉ_ｄｃの実際の値は上記実測値からは乖離してしまい、この結果、リンク電圧ｖ_Ｃのピーク値を目標値Ｖ_ｐ ^＊にほぼ等しい値とすることができなくなる。
　これに対して電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ及びｉ_Ｗの各値の変動は、連続した数サイクルの範囲内では通常無視し得るものであることが分かっている。このため、電流検出部３００ａが負荷電流ｉ_ｄｃに代えて電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ又はｉ_Ｗのうちいずれか２個の値を検出し、制御部４００がこれらの値に基づいて現サイクルの時刻ｔ３における負荷電流ｉ_ｄｃの値を算出する構成をとれば、電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ又はｉ_Ｗの値を検出する時点を現サイクルの時刻ｔ２以前の直近数サイクル以内の時点とすることにより、現サイクルの時刻ｔ３における負荷電流ｉ_ｄｃの値としてその実際の値から乖離しない予測値を得ることができる。従って、この予測値を負荷電流ｉ_ｄｃの値として第１又は第２の実施形態の手法により現サイクルの時刻ｔ３を決定するための処理を行う（すなわち、たとえばこの予測値を検索キーとして特性テーブルを検索する、あるいは、この予測値を数式１に代入して閾値Ｉ_ｏｆｆ ^＊を決定する）ことで、リンク電圧ｖ_Ｃのピーク値を目標値Ｖ_ｐ ^＊にほぼ等しい値へと規制することができる。

　以上、本発明の第１及び第２の実施の形態を説明したが、本発明の実施の形態は上述のものに限られない。
　たとえば、ＭＥＲＳ１００の直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋とＤＣＯＵＴ－との間に接続される負荷は任意であり、また、負荷は必ずしも直流交流変換回路２００を介して接続されている必要はない。

　また、ＭＥＲＳ１００の逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４はそれぞれ逆方向導通部を備えていればよく、スイッチ部は備えている必要がない。この場合、制御部４００は、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４を生成する必要がない。
　あるいは、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４を常時オフにするため、ゲートＧ３及びＧ４はオフ電圧を供給する任意の電圧源に接続されていてもよい。この場合も、制御部４００はゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４を生成する必要がない。

　また、電源ＶＳは、単相交流電圧源からなっていてもよい。この場合、電源ＶＳの両極のうちリアクトルＬａｃに接続されている方が他方より高電位である期間においては、制御部４００は、ＭＥＲＳ１００に、上述した［１］～［５］の動作を周期的に行わせる。一方、電源ＶＳの両極のうちリアクトルＬａｃに接続されている方が他方より低電位である期間においては、制御部４００は、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオフ信号に保つ一方、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４の論理状態を、［１］～［５］の動作の間におけるゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２と実質的に同一の推移をとるように遷移させることにより、ＭＥＲＳ１００に、後述する時刻ｔ１’からｔ５’までを１サイクルとして、上述の周波数ｆで、以下［１’］～［５’］として述べる動作を周期的に行わせる。

［１’］　初期状態から、制御部４００は、時刻ｔ１’に、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオン信号に切り替える。この結果、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４はオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２はオフを保持する。すると、電源ＶＳから入力端子ＡＴ２を通り、逆導通型半導体スイッチＳＷ３の電流路を経てキャパシタＣＭの負極へと流れ込む電流が生じる。一方、キャパシタＣＭの正極から流れ出す電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ４の電流路及びリアクトルＬａｃを経て入力端子ＡＴ１を通り、電源ＶＳに流れ込む。

［２’］　キャパシタＣＭの電荷が放電されてリンク電圧ｖ_Ｃが略０となる時刻ｔ２’に至ると、電流が、入力端子ＡＴ２から、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４の各電流路を順次通る（ＳＷ２には逆方向に、ＳＷ４には順方向に通過する）ルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ１の各電流路を順次通る（ＳＷ３には順方向に、ＳＷ１には逆方向に通過する）ルートの２つのルートを通り、入力端子ＡＴ１へ流れる。この間、リアクトルＬａｃには磁気エネルギーが蓄積される。一方、時刻ｔ２’から後述の時刻ｔ３’に至るまでの間、キャパシタＣＭのリンク電圧ｖ_Ｃは略０のまま変化しない。

　一方、制御部４００は、第１又は第２の実施形態の説明で述べた、時刻ｔ３を決定する手順と実質的に同一の手順により、たとえば現サイクルの時刻ｔ２’が到来するまでに、現サイクルの時刻ｔ３’を決定する。
ただし、第１の実施形態の手順により決定する場合、時刻ｔ１’～ｔ５’からなるサイクルにおけるデューティー比ｄは、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４が取るべきデューティー比であることになり、ｔ３’＝ｔ１’＋｛ｄ・（ｔ５’－ｔ１’）｝となる。
　また、第２の実施形態の手順により決定する場合、電源ＶＳの両極のうちリアクトルＬａｃに接続されている方が他方より低電位である期間においては、制御部４００は、数式１の左辺の値Ｉ_ｏｆｆ ^＊が入力電流（－Ｉ_ｉｎ）の閾値であるものとして、入力電流（－Ｉ_ｉｎ）が上昇して値Ｉ_ｏｆｆ ^＊に達した時点を現サイクルのｔ３’とするように処理を行うものとする。

［３’］　そして制御部４００は、決定した時刻ｔ３’が到来すると、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオフ信号に切り替える。すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４を順方向に流れていた各電流は遮断され、リアクトルＬａｃに蓄積された磁気エネルギーによって、逆導通型半導体スイッチＳＷ２の電流路を経てキャパシタＣＭの正極に流入する電流が生じる。キャパシタＣＭに静電エネルギーが電荷として蓄積する。一方、キャパシタＣＭの負極から流れる電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１の電流路を経て入力端子ＡＴ１へと流れる。

［４’］　その後、リアクトルＬａｃに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ｔ４’に至ると、入力端子ＡＴ２から入力端子ＡＴ１へ流れる電流は消滅する。

［５’］　そして、次サイクルにおける時刻ｔ１’に相当する時刻ｔ５’に至ると、制御部４００は、時刻ｔ１’におけると同様に、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオン信号に切り替える。この結果、ＭＥＲＳ１００は時刻ｔ１’における動作と同様の動作を行う。

　なお、［１’］における初期状態は、電源ＶＳの両極間に生じている電圧の正負が逆である点を除いて上述の［１］における初期状態と実質的に同一であるとして説明する。また、制御部４００は、上述の［１］～［５］の動作又は［１’］～［５’］の動作のいずれをＭＥＲＳ１００に行わせるかを決定するため、たとえば、電源ＶＳの両極間の電圧の極性を検出して検出結果を示す信号を生成する公知の電気回路を備えていればよい。具体的には、たとえば制御部４００は単に電源ＶＳの少なくとも一方の極に接続され、接続された当該極の、図示しない基準電位に対する電圧、又はこれを図示しない分圧抵抗等により分圧して得られる電圧が、極性の検出結果を示す信号として扱われることとしてもよい。
　そして制御部４００は、たとえばこの信号が示す電源ＶＳの両極間の電圧の極性に基づいて、電源ＶＳの両極のうちリアクトルＬａｃに接続されている方が他方より高電位であるか否かを判別し、高電位である間はＭＥＲＳ１００に［１］～［５］の動作を行わせ、低電位である間は［１’］～［５’］の動作を行わせるようにすればよい。

　また、電源ＶＳは、三相交流電圧源からなっていてもよい。この場合、ＭＥＲＳ１００は、たとえば図１４に示す構成をとっていればよい。図１４のＭＥＲＳ１００は、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ６と、キャパシタＣＭと、リアクトルＬａｃ１～Ｌａｃ３とから構成されている。

　逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ６はいずれも、図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と実質的に同一の構成を有する。
　すなわち、図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１は、逆方向導通部Ｄ１及びスイッチ部Ｓ１から構成されており、同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷ２は逆方向導通部Ｄ２及びスイッチ部Ｓ２から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＷは逆方向導通部Ｄ３及びスイッチ部Ｓ３から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ４は逆方向導通部Ｄ４及びスイッチ部Ｓ４から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ５は逆方向導通部Ｄ５及びスイッチ部Ｓ５から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ６は逆方向導通部Ｄ６及びスイッチ部Ｓ６から構成されている。スイッチ部Ｓ１～Ｓ６はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなり、逆方向導通部Ｄ１～Ｄ６はいずれも、たとえばスイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードあるいはその他の整流素子からなる。以下、図１４のＭＥＲＳ１００を構成する各逆導通型半導体スイッチもその逆方向導通部はダイオードからなり、スイッチ部はｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明すると、それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、逆方向導通部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、逆方向導通部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されている。

　また、リアクトルＬａｃ１～Ｌａｃ３のインダクタンスは、互いに実質的に等しいものとする。
　なお、後述する［１”］～［５”］の動作の間、リアクトルＬａｃ１及びＬａｃ３は電源ＶＳを介して直列回路を形成し、リアクトルＬａｃ２及びＬａｃ３も電源ＶＳを介して直列回路を形成する。同様に、図１４のＭＥＲＳ１００が後述の（１）～（３）に示すように制御される間は、リアクトルＬａｃ１～Ｌａｃ３のうちいずれか２個が直列回路を形成する。そして、この直列回路とキャパシタＣＭとの間の電流路が導通する間は、この直列回路とキャパシタＣＭとが直列共振回路を形成する。
　従って、キャパシタＣＭの静電容量が図１におけるものと図１４におけるものとで互いに等しいとした場合、図１４のリアクトルＬａｃ１～Ｌａｃ３のインダクタンスがいずれも図１のリアクトルＬａｃのインダクタンスの２分の１であれば、図１４の構成における上記直列共振回路の共振周波数は、図１の構成でリアクトルＬａｃとキャパシタＣＭとにより形成される直列共振回路の共振周波数に実質的に等しくなる。

　図１４の構成では、スイッチ部Ｓ１，Ｓ３及びＳ５の各ドレインはいずれもキャパシタＣＭの一端に接続されて、直流出力端子の正極ＤＣＯＵＴ＋をなしている。スイッチ部Ｓ２，Ｓ４及びＳ６の各ソースはいずれもキャパシタＣＭの他端に接続されて、直流出力端子の負極ＤＣＯＵＴ－をなしている。

　図１４の構成では、スイッチ部Ｓ１のソースは、スイッチ部Ｓ２のドレインとリアクトルＬａｃ１の一端とに接続されており、リアクトルＬａｃ１の他端は、入力端子ＡＴ１をなしている。スイッチ部Ｓ３のソースは、スイッチ部Ｓ４のドレインとリアクトルＬａｃ２の一端とに接続されており、リアクトルＬａｃ２の他端は、入力端子ＡＴ２をなしている。スイッチ部Ｓ５のソースは、スイッチ部Ｓ６のドレインとリアクトルＬａｃ３の一端とに接続されており、リアクトルＬａｃ３の他端は、入力端子ＡＴ３をなしている。
　入力端子ＡＴ１～ＡＴ３は、三相交流電圧源からなる外部の電源ＶＳの各極に１対１に接続される。

　図１４のＭＥＲＳ１００の制御端をなすスイッチ部Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５及びＳ６の各ゲート（順に、Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５及びＧ６）は、いずれも制御部４００に接続されている。そして制御部４００は、ゲートＧ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５，Ｇ６に、それぞれ、ゲート信号ＳＧＧ１，ＳＧＧ２，ＳＧＧ３，ＳＧＧ４，ＳＧＧ５，ＳＧＧ６を供給する処理を行うものとする。

　ＭＥＲＳ１００が図１４に示す構成をとるとき、制御部４００は、電源ＶＳの各極の電圧（図示しない基準電位に対する電圧）に従って、たとえば図１５に示すようにパルスパターンを切り替えればよい。すなわち、制御部４００は、
（１）　図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１に対しては、入力端子ＡＴ１の電圧が、図１のＭＥＲＳ１００に単相交流電圧源を接続した場合の入力端子ＡＴ１の電圧と同様に推移したと仮定した場合における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ１を生成して供給する。また、図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ２に対しては、この仮定の下における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ２を生成して供給する。
　なお、図１５の各ゲート信号の状態を示す欄中「ＯＦＦ」と表記した期間では、応当するゲート信号はオフ信号に保たれる。一方で「ＯＮ／ＯＦＦ」と表記した期間では、応当するゲート信号は、時刻ｔ１でオンして時刻ｔ３でオフする、という上述の状態遷移を当該ゲート信号の供給先に行わせるように遷移する。このような遷移を行う「ＯＮ／ＯＦＦ」期間に入っている逆導通型半導体スイッチはＭＥＲＳ１００の動作中つねに複数あり、制御部４００は、これら複数の逆導通型半導体スイッチが互いに同時にオンし、同時にオフするようにゲート信号の生成、供給を行う。
（２）　図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ３に対しては、入力端子ＡＴ２の電圧が、図１のＭＥＲＳ１００に単相交流電圧源を接続した場合の入力端子ＡＴ１の電圧と同様に推移したと仮定した場合における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ３を生成して供給する。また、図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４に対しては、この仮定の下における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ４を生成して供給する。
（３）　図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ５に対しては、入力端子ＡＴ３の電圧が、図１のＭＥＲＳ１００に単相交流電圧源を接続した場合の入力端子ＡＴ１の電圧と同様に推移したと仮定した場合における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ５を生成して供給する。また、図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ６に対しては、この仮定の下における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ６を生成して供給する。

　上記（１）～（３）のように逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ６が制御される場合、図１４のＭＥＲＳ１００は、たとえば逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６がオフするよう保たれる期間（図１５で「α」として示す期間）では、以下［１”］～［５”］として述べる動作を行う。

［１”］　すなわち、まず初期状態（キャパシタＣＭに、直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋に接続されている側の端が他端に対して正電圧になるように電荷が蓄積されていて、逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ６がいずれもオフである状態）から、まず時刻ｔ１において、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５はオンに切り替わる（逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６は上述の通りオフの状態を保持する）。
　すると、図１６Ａに矢印で示すように、電源ＶＳから入力端子ＡＴ１、リアクトルＬａｃ１、逆導通型半導体スイッチＳＷ２（順方向）を順に経てキャパシタＣＭの負極へと流れ込む電流と、電源ＶＳから入力端子ＡＴ２、リアクトルＬａｃ２、逆導通型半導体スイッチＳＷ４（順方向）を順に経てキャパシタＣＭの負極へと流れ込む電流とが生じる。一方、キャパシタＣＭの正極から流れ出す電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ５（順方向）、リアクトルＬａｃ３を順に経て入力端子ＡＴ３を通り、電源ＶＳに流れ込む。この結果、リンク電圧ｖ_Ｃは低下し、一方でリアクトルＬａｃ１～Ｌａｃ３には磁気エネルギーの蓄積が始まる。

［２”］　リンク電圧ｖ_Ｃが略０となる時刻ｔ２に至ると、図１６Ｂに矢印で示すように、入力端子ＡＴ１からリアクトルＬａｃ１へと流れる電流が、逆導通型半導体スイッチＳＷ１（逆方向）及びＳＷ５（順方向）を順に通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ１（順方向）及びＳＷ６（逆方向）を順に通るルートと、の２つに分岐して入力端子ＡＴ３へ流れ込む。また、入力端子ＡＴ２からリアクトルＬａｃ２へと流れる電流が、逆導通型半導体スイッチＳＷ３（逆方向）及びＳＷ５（順方向）を順に通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ４（順方向）及びＳＷ６（逆方向）を順に通るルートと、の２つに分岐して入力端子ＡＴ３へ流れる。この間、リアクトルＬａｃ１～Ｌａｃ３には磁気エネルギーが蓄積され、一方、リンク電圧ｖ_Ｃは時刻ｔ２から時刻ｔ３に至るまで略０のまま変化しない。

［３”］　そして、上述したいずれかの手順により決定された時刻ｔ３が到来すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６がオフを保持したまま、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５もオフになる。
　すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５を順方向に流れていた各電流は遮断され、リアクトルＬａｃ１～Ｌａｃ３に蓄積された磁気エネルギーによって、図１６Ｃに矢印で示すように、入力端子ＡＴ１から、リアクトルＬａｃ１、逆導通型半導体スイッチＳＷ１（逆方向）を順に経てキャパシタＣＭの正極に流入する電流と、入力端子ＡＴ２から、リアクトルＬａｃ２、逆導通型半導体スイッチＳＷ３（逆方向）を順に経てキャパシタＣＭの正極に流入する電流とが生じる。これによりリンク電圧ｖ_Ｃは上昇する。一方、キャパシタＣＭの負極から流れる電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ６（逆方向）及びリアクトルＬａｃ３を順に経て入力端子ＡＴ３へと流れる。

［４”］　その後、リアクトルＬａｃ１～Ｌａｃ３に蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ｔ４に至ると、図１６Ｄに示すように、入力端子ＡＴ１及びＡＴ２から入力端子ＡＴ３へ流れる電流は消滅する。

［５”］　そして、次サイクルにおける時刻ｔ１に相当する時刻ｔ５に至ると、時刻ｔ１におけると同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５はオンに切り替わる。この結果、図１４のＭＥＲＳ１００は時刻ｔ１における動作と同様の動作を行う。

　一方、たとえば逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５がオフするよう保たれる期間（図１５で「β」として示す期間）では、以下述べる動作を行う。

　すなわち、まず、上記［１”］で述べたものと同様の初期状態から、時刻ｔ１’において、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６がオンに切り替わると、電源ＶＳから入力端子ＡＴ３、リアクトルＬａｃ３、逆導通型半導体スイッチＳＷ６（順方向）を順に経てキャパシタＣＭの負極へと流れ込む電流が生じる。一方、キャパシタＣＭの正極から流れ出す電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１（順方向）、リアクトルＬａｃ１を順に経て入力端子ＡＴ１を通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ３（順方向）、リアクトルＬａｃ２を順に経て入力端子ＡＴ２を通るルートとに分かれて電源ＶＳに流れ込む。この結果、リンク電圧ｖ_Ｃが低下し、リアクトルＬａｃ１～Ｌａｃ３への磁気エネルギーの蓄積が始まる。

　次に、リンク電圧ｖ_Ｃが略０となる時刻ｔ２’に至ると、入力端子ＡＴ３からリアクトルＬａｃ３へと流れる電流が、逆導通型半導体スイッチＳＷ５（逆方向）及びＳＷ１（順方向）を順に通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ５（逆方向）及びＳＷ３（順方向）を順に通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ６（順方向）及びＳＷ２（逆方向）を順に通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ６（順方向）及びＳＷ４（逆方向）を順に通るルートと、の４つに分岐して、入力端子ＡＴ１及びＡＴ２へ流れる。この間、リアクトルＬａｃ１～Ｌａｃ３には磁気エネルギーが蓄積され、一方、リンク電圧ｖ_Ｃは時刻ｔ２から時刻ｔ３に至るまで略０のまま変化しない。

　そして、上述したいずれかの手順により決定された時刻ｔ３’が到来すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５がオフを保持したまま、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６もオフになる。すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６を順方向に流れていた各電流は遮断され、入力端子ＡＴ３から、リアクトルＬａｃ３、逆導通型半導体スイッチＳＷ５（逆方向）を順に経てキャパシタＣＭの正極に流入する電流が生じ、リンク電圧ｖ_Ｃは上昇する。一方、キャパシタＣＭの負極から流れる電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２（逆方向）及びＳＷ４（逆方向）を流れる２つのルートに分岐し、前者はリアクトルＬａｃ１を経て入力端子ＡＴ１へ、後者はリアクトルＬａｃ２を経て入力端子ＡＴ２へと流れる。

　その後、リアクトルＬａｃ１～Ｌａｃ３に蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ｔ４’に至ると、入力端子ＡＴ３から入力端子ＡＴ１及びＡＴ２へ流れる電流は消滅する。その後、次サイクルにおける時刻ｔ１’に相当する時刻ｔ５’に至ると、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６はオンに切り替わる。

　以上述べた動作が繰り返される結果、図１４のキャパシタＣＭにも、ピークから略０までの間で振動するパルス電圧であるリンク電圧ｖ_Ｃが繰り返し発生する。

　また、リンク電圧ｖ_Ｃのピーク値の目標値Ｖ_ｐ ^＊は必ずしも固定されている必要はなく、この目標値Ｖ_ｐ ^＊自身が制御ないし変更の対象となってもよい。従って、制御部４００は、たとえば目標値Ｖ_ｐ ^＊を示すデータを外部から取得し（ないしは、目標値Ｖ_ｐ ^＊を示すデータを書き換え可能に記憶し、外部から供給される指示に応答してこのデータを書き換え）、このデータが示す値が目標値Ｖ_ｐ ^＊の値であるものとして閾値Ｉ_ｏｆｆ ^＊を求める処理を行うものとしてもよい。また、目標値Ｖ_ｐ ^＊を変数とするプログラムを実行し、当該プログラムの処理に従って目標値Ｖ_ｐ ^＊を経時的に変動させてもよい。
　また、制御部４００は、特性テーブルを外部から取得して書き換え可能に記憶し、デューティー比ｄを特定する上述の処理に用いてよい。

　制御部４００が目標値Ｖ_ｐ ^＊を経時的に変化させる制御を行うことによって、ＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａ及び１０Ｂは、リンク電圧ｖ_Ｃのピーク値Ｖ_ｐを経時的に変動させることができるから、リンク電圧ｖ_Ｃに対していわゆるＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）を行うことが可能となる。リンク電圧ｖ_ＣにＰＡＭを施すことを可能とすることにより、ＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａ及び１０Ｂを用いて電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ及びｉ_Ｗを正弦波に近づけることが容易になる。

　また、サイクル内で時刻ｔ１及びｔ１’のタイミングを固定すると、負荷電流ｉ_ｄｃが小さいために、リアクトルＬａｃ（又はＬａｃ１～Ｌａｃ３）に起因する電流が実質的に尽きた状態になる前に時刻ｔ１及びｔ１’が到来してしまい、ＭＥＲＳ１００の逆導通型半導体スイッチのソフトスイッチングがこれらの時刻には実現されない、という現象が起きる可能性がある。
　そこで、この現象を回避するため、制御部４００は、たとえば電流検出部３００ａが供給する信号が示す値が所定値より低いか否かを判別し、低いと判別したときは、たとえば時刻ｔ１及びｔ１’のタイミングがそれらのデフォルト値より遅れるように時刻ｔ１及びｔ１’を決定してもよい。デフォルト値より遅らせる幅は、たとえば所定の時間長であってもよいし、電流検出部３００ａが供給する信号が示す値と上述の所定値との差に実質的に比例した時間長であってもよい。なお、制御部４００は、たとえば時刻ｔ１及びｔ１’のタイミングのデフォルト値を示すデータを予め記憶する等して保持し、このデータが示す値が時刻ｔ１及びｔ１’のタイミングのデフォルト値であるものとして、時刻ｔ１及びｔ１’の決定を行えばよい。

　なお、上記では、制御部４００は、電流検出部３００ａが検出した負荷電流ｉ_ｄｃの値（負荷電流の量）に基づいて、各逆導通型半導体スイッチをオフするタイミングのみを決定していたが、各逆導通型半導体スイッチをオフするタイミングとともに、負荷電流ｉ_ｄｃの値に基づいて、各逆導通型半導体スイッチをオンするタイミングも決定し、決定したタイミングで各逆導通型スイッチのオンとオフとを切り替えることで、各逆導通型半導体スイッチに供給する制御信号のデューディー比を変化させてもよい（つまり、キャパシタＣＭの両端間の電圧の最大値を制御してもよい）。この場合には、例えば、制御部４００は、特性テーブルを参照して得られたデューティー比になるように、オンするタイミングとオフするタイミングとを決定する。例えば、制御部４００は、前記デューティー比に基づいて、制御部４００自信が記憶する所定の式を用いて前記のタイミングを決定してもよいし、前記デューティー比をキーとして、制御部４００自信が記憶するテーブル（例えば、前記デューティー比と前記各タイミングとを関連づけたテーブル）を参照し、オンするタイミングとオフするタイミングとを決定し、決定したタイミングにおいて、オン及びオフの切り替えを行う。また、制御部４００は、負荷電流ｉ_ｄｃの値と、各逆導通型半導体スイッチをオン及びオフするタイミングとを対応付けたテーブルを記憶し、電流検出部３００ａが検出した負荷電流ｉ_ｄｃの値をキーにして、前記テーブルを参照し、キーにした前記負荷電流ｉ_ｄｃの値に対応する前記各逆導通型半導体スイッチをオン及びオフするタイミングを特定してもよい。このように、オンするタイミングも変化可能にすることによって、より広い負荷電流の範囲でのソフトスイッチングが実現できる場合がある。また、より密度の高いパルス電圧が得られるので、同じ負荷電圧を出すためのピーク電圧を低くできる場合がある。

　また、第２の実施の形態のみならず、第１の実施の形態においても、制御部４００は、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ等からなる専用の電子回路から構成されていてもよい。

　一方、上記各実施の形態における制御部４００の構成は、通常のコンピュータシステムを用いても実現することができる。
　例えば、制御部４００が行う上述の処理を実行させるためのプログラムを、ＣＤ－ＲＯＭ（Compact Disk Read-Only Memory）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）あるいはその他のコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納して配布し、このプログラムをコンピュータにインストールすることにより、上述の制御部４００を構成することができる。

　また、プログラムをインターネット等の通信ネットワーク上の所定のサーバ装置が有するディスク装置等に格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するようにしてもよい。更に、通信ネットワークを介してプログラムを転送しながら起動実行することによっても、上述の処理を達成することができる。
　また、上述の機能を、ＯＳ（Operating System）が分担して実現する場合又はＯＳとアプリケーションとの協働により実現する場合等には、ＯＳ以外の部分のみを媒体に格納して配布してもよく、また、コンピュータにダウンロード等してもよい。

　なお、本発明は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施形態及び変形が可能とされるものである。また、上述した実施形態等は、本発明の実施の形態例を説明するためのものであり、本発明の範囲を限定するものではない。

　本出願は、２０１０年６月１８日に出願された日本国特許出願特願２０１０－１４００１８に基づく。本明細書中に、それらの明細書、特許請求の範囲、図面全体を参照として取り込むものとする。

１０Ａ，１０Ｂ　電力変換装置
ＶＳ　電源
ＬＤ　負荷
ＬＤ１～ＬＤ３　誘導性負荷
Ｌａｃ，Ｌａｃ１～Ｌａｃ３　リアクトル
１００　ＭＥＲＳ
２００　直流交流変換回路
３００ａ，３００ｂ　電流検出部
４００　制御部
ＡＴ１～ＡＴ３　入力端子
ＤＣＯＵＴ＋，ＤＣＯＵＴ－　直流出力端子
ＤＣ＋，ＤＣ－　直流入力端子
ＡＣＵ～ＡＣＷ　交流出力端子
ＳＷ１～ＳＷ６，ＳＷＵ～ＳＷＺ　逆導通型半導体スイッチ
ＣＭ　キャパシタ
Ｓ１～Ｓ６，ＳＵ～ＳＺ　スイッチ部
Ｄ１～Ｄ６，ＤＵ～ＤＺ　逆方向導通部
Ｇ１～Ｇ６，ＧＵ～ＧＺ　ゲート
ＳＧＧ１～ＳＧＧ６，ＳＧＧＵ～ＳＧＧＺ　ゲート信号

Claims

　電源と負荷との間に接続される電力変換装置であって、
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたときに双方向に実質的に導通させ、オフしたときに電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる複数のスイッチと、前記複数のスイッチの少なくとも一部に接続されたキャパシタと、を備え、複数のスイッチそれぞれが各電流路をオン又はオフすることによって、所定のリアクトルに発生した前記磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させ、前記電源から前記負荷に供給される電力を変換する磁気エネルギー回生スイッチと、
　前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、
　前記複数のスイッチそれぞれを制御し、前記複数のスイッチそれぞれの各電流路をオン又はオフさせることで、前記キャパシタの充放電を行わせて前記磁気エネルギー回生スイッチに電力の変換を行わせる制御部と、を備え、
　前記制御部は、前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて、前記複数のスイッチの各電流路のうちオンしている電流路をオフする目標タイミングを決定し、決定した前記目標タイミングで前記オンしている電流路をオフすることによって、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を制御する、
　ことを特徴とする電力変換装置。
　前記制御部は、前記負荷電流の量と前記目標タイミングを特定するためのパラメータとの対応関係を指定する特性データを記憶しており、前記負荷電流検出部が供給した前記信号が示す前記負荷電流の量に対応付けられている前記パラメータを、前記特性データを参照することにより特定し、特定された前記パラメータに基づいて、前記目標タイミングを決定する、
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記パラメータは、当該パラメータに対応付けられた前記負荷電流の量のもとで前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記制御信号がとるべきデューティー比の値を示すものである、
　ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
　前記電源から前記磁気エネルギー回生スイッチへと流れる入力電流の量を検出し、検出した当該入力電流の量を示す信号を生成する入力電流検出部を更に備え、
　前記制御部は、
　前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す前記負荷電流の量を所定の関数に代入して得られる値を前記入力電流の目標値として特定し、
　前記入力電流検出部が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す前記入力電流の量が、特定した前記目標値に到達したか否かを判別して、到達したと判別したとき、当該到達のタイミングを前記目標タイミングと決定する、
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記電源から前記磁気エネルギー回生スイッチへと流れる入力電流の量を検出し、検出した当該入力電流の量を示す信号を生成する入力電流検出部を更に備え、
　前記制御部は、
　前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す前記負荷電流の量をＩ_ｄｃとし、前記リアクトルのインダクタンスをＬとし、前記キャパシタの静電容量をＣとし、前記電源の電圧をＥとし、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値の前記目標値をＶ_ｐ ^＊としたとき数式１に示す値Ｉ_ｏｆｆ ^＊を前記入力電流の目標値として特定し、
　前記入力電流検出部が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す前記入力電流の量が、特定した前記目標値に到達したか否かを判別して、到達したと判別したとき、当該到達のタイミングを前記目標タイミングと決定する、
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記負荷は三相の負荷からなり、
　前記負荷電流検出部は、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記三相の負荷の各相へと流れる前記負荷電流の成分の量を少なくとも２個の当該成分について検出して、検出した当該成分の量を示す信号を生成し、
　前記制御部は、前記負荷電流検出部が生成した前記成分の量を示す信号を取得し、当該信号が示す前記成分の量に基づいて、前記キャパシタが放電を完了しているタイミングにおいて前記負荷電流の量がとるべき予測量を特定し、特定した前記予測量を前記負荷電流の量として前記目標タイミングを決定する、
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記三相の負荷は、前記キャパシタから流れる電流を三相交流電流に変換して、前記三相の負荷の各相をなす第１乃至第３の負荷へと供給する直流－三相交流変換器を備えるものであって、
　前記直流－三相交流変換器は、
　前記キャパシタの前記一端と前記第１の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第１の外部のスイッチと、
　前記キャパシタの前記一端と前記第２の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第２の外部のスイッチと、
　前記キャパシタの前記一端と前記第３の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第３の外部のスイッチと、
　前記キャパシタの前記他端と前記第１の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第４の外部のスイッチと、
　前記キャパシタの前記他端と前記第２の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第５の外部のスイッチと、
　前記キャパシタの前記他端と前記第３の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第６の外部のスイッチと、を備え、
　前記制御部は、
　前記第２のタイミングにおいて前記第１乃至第６の外部のスイッチの各電流路がオン又はオフの状態のいずれをとるかを示すスイッチ状態予測データを取得し、取得したスイッチ状態予測データが示す前記第１乃至第６の外部のスイッチの各電流路の状態と、
　前記負荷電流検出部が生成した前記成分の量と、に基づいて、前記予測量を特定する、
　ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、決定した前記目標タイミングで前記オンしている電流路をオフさせることによって、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値が所定の目標値になるように前記最大値を制御し、
　前記制御部は、さらに、前記目標値を示すデータを外部から取得し、及び／又は当該データを書き換え可能に記憶し、当該データが示す値を前記目標値として目標タイミングを決定する、
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて前記複数のスイッチそれぞれの電流路をオンするタイミングを決定し、決定したタイミングで前記各電流路をオンにする、
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、
　前記各電流路についてオンするタイミングのデフォルト値を示すデフォルト値データを保持し、前記負荷電流検出部より取得した前記信号が示す前記負荷電流の量が所定量より低いか否かを判別し、低いと判別したとき、前記デフォルト値データが示すタイミングから遅れたタイミングを、前記各電流路についてオンするタイミングとして決定する、
　ことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記負荷電流の量に基づいて、前記複数のスイッチの各電流路のうちオフしている電流路をオンする目標タイミングをさらに決定し、決定した前記オンする目標タイミングで前記オフしている電流路をオンする、
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記電源は、単相交流電源であり、
　前記複数のスイッチは、第１乃至第４のスイッチであり、
　前記キャパシタは、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続されるとともに、前記負荷が両端に接続され、
　前記リアクトルは、前記単相交流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記他端に接続され、
　前記制御部は、前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記直列回路の前記一端が前記他端より高電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記直列回路の前記一端が前記他端より低電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオンさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記キャパシタが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給することで、前記第１乃至第４のスイッチそれぞれを制御し、
　前記制御部は、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを前記負荷電流の量に基づいて決定し、決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記電源は、三相交流電源であり、
　前記複数のスイッチは、第１乃至第６のスイッチであり、
　前記キャパシタは、一端が前記第２、第４及び第６のスイッチの各電流路の前記一端に接続され、他端が前記第１、第３及び第５のスイッチの各電流路の前記他端に接続されるとともに、前記負荷が両端に接続され、
　前記リアクトルは、一端が前記三相交流電源の第１の極に接続され、他端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２のスイッチの電流路の前記他端に接続された第１のリアクトルと、一端が前記三相交流電源の第２の極に接続され、他端が前記第３のスイッチの電流路の前記一端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続された第２のリアクトルと、一端が前記三相交流電源の第３の極に接続され、他端が前記第５のスイッチの電流路の前記一端及び前記第６のスイッチの電流路の前記他端に接続された第３のリアクトルと、を備え、
　前記制御部は、前記第１乃至第３のリアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記三相交流電源のそれぞれの極につき、当該極の電圧が所定の基準電位に対して正であるときは、当該極に接続された前記リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、当該極の電圧が前記基準電位に対して負であるときは、当該リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、前記キャパシタが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第６のスイッチの各制御端に供給することで、前記第１乃至第６のスイッチそれぞれを制御し、
　前記制御部は、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを前記負荷電流の量に基づいて決定し、決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記複数のスイッチは、第１及び第２のスイッチであり、
　前記磁気エネルギー回生スイッチは、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子をさらに備え、
　前記キャパシタは、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記他端に接続されるとともに、前記負荷が両端に接続され、
　前記リアクトルは、前記電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記他端に接続され、
　前記制御部は、前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記キャパシタが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給することで、前記第１及び第２のスイッチそれぞれを制御し、
　前記制御部は、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを前記負荷電流の量に基づいて決定し、決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記第１及び第２の整流素子は、それぞれ、第３及び第４のスイッチより構成されており、
　前記第３及び第４のスイッチは、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させるものである、
　ことを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたときに双方向に実質的に導通させ、オフしたときに電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる複数のスイッチと、前記複数のスイッチの少なくとも一部に接続されたキャパシタと、を備え、複数のスイッチそれぞれが各電流路をオン又はオフすることによって、所定のリアクトルに発生した前記磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させ、電源から負荷に供給される電力を変換する磁気エネルギー回生スイッチを制御する電力変換制御装置であって、
　前記複数のスイッチそれぞれを制御し、前記複数のスイッチそれぞれの各電流路をオン又はオフさせることで、前記キャパシタの充放電を行わせて前記磁気エネルギー回生スイッチに電力の変換を行わせる制御部を備え、
　前記制御部は、前記負荷へと流れる負荷電流の量に基づいて、前記複数のスイッチの各電流路のうちオンしている電流路をオフする目標タイミングを決定し、決定した前記目標タイミングで前記オンしている電流路をオフすることによって、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を制御する、
　ことを特徴とする電力変換制御装置。
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたときに双方向に実質的に導通させ、オフしたときに電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる複数のスイッチと、前記複数のスイッチの少なくとも一部に接続されたキャパシタと、を備え、複数のスイッチそれぞれが各電流路をオン又はオフすることによって、所定のリアクトルに発生した前記磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させ、電源から負荷に供給される電力を変換する磁気エネルギー回生スイッチを制御する電力変換方法であって、
　前記複数のスイッチそれぞれを制御し、前記複数のスイッチそれぞれの各電流路をオン又はオフさせることで、前記キャパシタの充放電を行わせて前記磁気エネルギー回生スイッチに電力の変換を行わせる制御ステップを有し、
　前記制御ステップは、前記負荷へと流れる負荷電流の量に基づいて、前記複数のスイッチの各電流路のうちオンしている電流路をオフする目標タイミングを決定し、決定した前記目標タイミングで前記オンしている電流路をオフすることによって、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を制御することを含む、
　ことを特徴とする電力変換方法。
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたときに双方向に実質的に導通させ、オフしたときに電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる複数のスイッチと、前記複数のスイッチの少なくとも一部に接続されたキャパシタと、を備え、複数のスイッチそれぞれが各電流路をオン又はオフすることによって、所定のリアクトルに発生した前記磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させ、電源から負荷に供給される電力を変換する磁気エネルギー回生スイッチを制御するコンピュータに、
　前記複数のスイッチそれぞれを制御し、前記複数のスイッチそれぞれの各電流路をオン又はオフさせることで、前記キャパシタの充放電を行わせて前記磁気エネルギー回生スイッチに電力の変換を行わせる制御ステップを行わせ、
　前記制御ステップは、前記負荷へと流れる負荷電流の量に基づいて、前記複数のスイッチの各電流路のうちオンしている電流路をオフする目標タイミングを決定し、決定した前記目標タイミングで前記オンしている電流路をオフすることによって、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を制御することを含む、
　ことを特徴とするプログラム。
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第４のスイッチと、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続されたキャパシタと、外部の単相交流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記キャパシタの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御装置であって、
　前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記直列回路の前記一端が前記他端より高電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記直列回路の前記一端が前記他端より低電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオンさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記キャパシタが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給する制御部を備え、
　前記制御部は、
　前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定部を備え、
　前記目標タイミング決定部が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
　ことを特徴とする電力変換制御装置。
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第６のスイッチと、一端が前記第２、第４及び第６のスイッチの各電流路の前記一端に接続され、他端が前記第１、第３及び第５のスイッチの各電流路の前記他端に接続されたキャパシタと、一端が外部の三相交流電源の第１の極に接続され、他端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２のスイッチの電流路の前記他端に接続された第１のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第２の極に接続され、他端が前記第３のスイッチの電流路の前記一端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続された第２のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第３の極に接続され、他端が前記第５のスイッチの電流路の前記一端及び前記第６のスイッチの電流路の前記他端に接続された第３のリアクトルと、より構成され、前記キャパシタの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御装置であって、
　前記第１乃至第３のリアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記三相交流電源のそれぞれの極につき、当該極の電圧が所定の基準電位に対して正であるときは、当該極に接続された前記リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、当該極の電圧が前記基準電位に対して負であるときは、当該リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、前記キャパシタが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第６のスイッチの各制御端に供給する制御部を備え、
　前記制御部は、
　前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定部を備え、
　前記目標タイミング決定部が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
　ことを特徴とする電力変換制御装置。
　それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記他端に接続されたキャパシタと、外部の電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記キャパシタの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御装置であって、
　前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記キャパシタが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御部を備え、
　前記制御部は、
　前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記キャパシタの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定部を備え、
　前記目標タイミング決定部が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
　ことを特徴とする電力変換制御装置。