JPWO2016075996A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

電力変換装置（１００）の主回路は、単相交流電源（１）の力率改善制御を行うＡＣ／ＤＣコンバータ（４）とＤＣ／ＤＣコンバータ（６）とを直流コンデンサ（５）を介して接続して構成される。制御回路（１０）は、直流コンデンサ（５）のリプル電圧、リプル電流を低減するために、単相交流電源（１）のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を直流電流指令に重畳してＤＣ／ＤＣコンバータ（６）の出力電流指令を生成し、該出力電流指令を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ（６）を出力制御する。

Description

この発明は、交流電源の力率改善制御を伴って電力変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータとが直流コンデンサを介して接続された電力変換装置に関するものである。
従来の電力変換装置であるモータ制御装置では、交流電源は整流回路部で整流され、高力率コンバータ回路部で入力された直流電圧を昇圧し出力する。この高力率コンバータ回路部は、スイッチングトランジスタのオン・オフの時間比を正弦波状に制御することにより力率を改善し、また、直流電圧の制御をする。昇圧された直流電圧は平滑コンデンサで安定化され、インバータ回路部は、平滑コンデンサから供給される直流電圧を３相交流に変換し、モータに供給しモータを駆動させる。平滑コンデンサを小容量化した場合、特に商用交流電源が単相では、電源周波数の２倍の周波数で変動する直流母線電圧のリプル電圧が増大する。
モータに印加する電圧が直流母線電圧のリプル電圧の影響で変動し、モータ相電流が脈動する。この脈動をなくすため、制御部は、電流指令を算出するとき、直流母線電圧に直流母線電圧検出手段により検出された直流母線電圧のフィードバック値を入れることで、直流母線リプル電圧の影響を受けないように補正した電圧パルスをインバータ回路部に出力し、モータを駆動させる（例えば、特許文献１参照）。
特開２００２−２９１２６０号公報
このような従来の電力変換装置では、電源電圧の２倍の周波数の電力脈動が負荷へ流出しないようにインバータ回路部を制御しているため、平滑コンデンサでの電圧リプルが増大する。電圧リプルが大きいと、最大電圧により電力変換装置に過電圧が発生する、もしくは最低電圧によりインバータ回路部からの出力電圧が確保できない等、電力変換装置を信頼性良く動作させることが困難であった。また、電圧リプルを低減させるためコンデンサ容量を増大させると電力変換装置の大型化を招く、という問題点があった。
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、許容される電力脈動を出力させて直流コンデンサの電圧振動を低減し、小型で信頼性の高い電力変換装置を得ることを目的とする。
この発明に係る第１の電力変換装置は、単相交流電源の力率改善制御を行い、該単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記単相交流電源のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を直流電流指令に重畳して上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令を生成し、該出力電流指令を用いて上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御するものである。
また、この発明に係る第２の電力変換装置は、単相交流電源の力率改善制御を行い、該単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを一定のｄｕｔｙ比で制御し、上記直流コンデンサの電圧指令を交流電圧成分を含んで生成し、該電圧指令に基づく出力電流指令を用いて上記ＡＣ／ＤＣコンバータを出力制御するものである。
この発明の第１、第２の電力変換装置によれば、許容される電力脈動をＤＣ／ＤＣコンバータから出力させ、直流コンデンサの容量を増大することなく直流コンデンサの電圧振動が低減できる。このため、電力変換装置の信頼性を向上でき、小型化も促進できる。
この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１の参考例による交流電源の電圧電流と直流コンデンサのリプル電圧とを示す波形図である。 この発明の実施の形態１による直流コンデンサの出力電流に含まれる各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態１の比較例による直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態１による直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの力行動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの力行動作の別例を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの回生動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの回生動作の別例を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの出力電流の各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態２の比較例による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の力行動作における直流コンデンサの出力電流の各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の力行動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの出力電流の各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の力行動作における直流コンデンサの出力電流の各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の力行動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの出力電流の各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。 この発明の実施の形態５によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置１００は、単相交流電源１（以下、単に交流電源１）の交流電力を直流電力に変換して負荷９に出力するための主回路と制御回路１０とを備える。
主回路は、交流電源１の力率改善制御を行い、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ４と、このＡＣ／ＤＣコンバータ４の直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータ６と、ＡＣ／ＤＣコンバータ４とＤＣ／ＤＣコンバータ６との間の直流母線間に接続される直流コンデンサ５とを備える。また、入力側に限流用のリアクトル２、３を備え、出力側に平滑コンデンサ８を備える。
ＡＣ／ＤＣコンバータ４は、この場合、セミブリッジレス回路で構成され、半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａと、ダイオード素子４３ｂ、４４ｂとを備える。半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成され、それぞれダイオード４１ｂ、４２ｂが逆並列接続される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、この場合、非絶縁方式の降圧チョッパ回路で構成され、半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａと、電流制御用のリアクトル７とを備える。半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａはＩＧＢＴで構成され、それぞれダイオード６１ｂ、６２ｂが逆並列接続される。
なお、半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａ、６１ａ、６２ａは、ＩＧＢＴ以外でも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やサイリスタ等の半導体スイッチング素子でもよい。またＭＯＳＦＥＴを用いる場合は、内蔵ダイオードをダイオード４１ｂ、４２ｂ、６１ｂ、６２ｂに用いても良い。
直流コンデンサ５のＰ側端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の直流出力側のＰ端子と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の直流入力側のＰ端子とに接続される。直流コンデンサ５のＮ側端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の直流出力側のＮ端子と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の直流入力側のＮ端子とに接続される。
直流コンデンサ５は、エネルギのバッファ機能を有し、ＡＣ／ＤＣコンバータ４により入力される電力とＤＣ／ＤＣコンバータ６により出力される電力との差分を平滑する。直流コンデンサ５は、アルミ電解コンデンサ、フィルムコンデンサ、セラミックコンデンサ、タンタルコンデンサ、ＥＤＬＣ（電気二重層キャパシタ）などで構成することができる。またリチウムイオンバッテリなどバッテリで構成しても良い。
負荷９は、直流電圧で駆動する電気機器、もしくはバッテリやキャパシタなど電力蓄積要素でも良い。
また、交流電源１の交流電圧ｖａｃ、直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１、平滑コンデンサ８の電圧である負荷電圧ＶＬが、それぞれ電圧センサ（図示省略）により検出されて制御回路１０に入力される。さらに、交流電源１の交流電流ｉａｃ、負荷電流ＩＬが、それぞれ電流センサにより検出されて、制御回路１０に入力される。制御回路１０では、入力される電圧電流情報に基づいてゲート信号１１（半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａ、６１ａ、６２ａへのゲート信号Ｇ４１、Ｇ４２、Ｇ６１、Ｇ６２）を生成して、ＡＣ／ＤＣコンバータ４およびＤＣ／ＤＣコンバータ６を出力制御する。
なお、Ｖａｃは交流電源１の電圧実効値、Ｉａｃは交流電源１の電流実効値、Ｖｄｃは直流コンデンサ５の直流電圧成分、ｉｉｎは直流コンデンサ５の入力電流、ｉｏｕｔは直流コンデンサ５の出力電流をそれぞれ示す。
このように構成される電力変換装置１００の動作について、以下に説明する。
図２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の動作を説明する図である。図中、Ｓｗ４１ａ、Ｓｗ４２ａは、半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａのスイッチング状態を示す。
交流電源１の１周期をＴとする。時刻０〜Ｔ／２において、交流電源１の電圧ｖａｃは正極性であり、制御回路１０は、半導体スイッチング素子４２ａをＯＮ状態とし、半導体スイッチング素子４１ａをＰＷＭ制御して、交流電源１からの入力力率が概１になるように、即ち、電流ｉａｃを高力率に制御する。また、時刻Ｔ／２〜Ｔにおいて、交流電源１の電圧ｖａｃは負極性であり、制御回路１０は、半導体スイッチング素子４１ａをＯＮ状態とし、半導体スイッチング素子４２ａをＰＷＭ制御して、交流電源１からの入力力率が概１になるように、即ち、電流ｉａｃを高力率に制御する。
図３〜図６は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の動作を説明する電流経路図である。
時刻０〜Ｔ／２では、半導体スイッチング素子４２ａはＯＮ状態を継続し、半導体スイッチング素子４１ａがＯＮすると、入力電流はリアクトル２、３を介して短絡され、リアクトル２とリアクトル３は励磁され正極性に電流が増加する（図３）。そして半導体スイッチング素子４１ａがＯＦＦすると、リアクトル２とリアクトル３とに蓄積された励磁エネルギがダイオード４３ｂを介して直流コンデンサ５側へ出力される。この時、リアクトル２、３の電流は減少する（図４）。
時刻Ｔ／２〜Ｔでは、半導体スイッチング素子４１ａはＯＮ状態を継続し、半導体スイッチング素子４２ａがＯＮすると、入力電流はリアクトル２、３を介して短絡され、リアクトル２とリアクトル３とは励磁され負極性に電流が増加する（図５）。そして半導体スイッチング素子４２ａがＯＦＦすると、リアクトル２とリアクトル３とに蓄積された励磁エネルギがダイオード４４ｂを介して直流コンデンサ５側へ出力される。この時、リアクトル２、３の電流は減少する（図６）。
制御回路１０は、上記のように半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａをＯＮ／ＯＦＦ制御して入力される交流電流ｉａｃを高力率制御する。なお、半導体スイッチング素子４１ａと半導体スイッチング素子４２ａとは、理想的には同様のｄｕｔｙ比で駆動される。
ここで、電流ｉａｃが高力率に制御されている場合の半導体スイッチング素子４１ａの理論的なｄｕｔｙ比Ｄ４１を以下の式（１）に示す。このとき、ダイオード４３ｂのｄｕｔｙ比Ｄ４３は、式（１）に基づいて式（２）で表される。但し、交流電源１の電圧ｖａｃを式（３）に定義する。従って、直流コンデンサ５に流入する電流ｉｉｎは式（４）で求められる。
なお、交流電源１から直流コンデンサ５までの間に損失が発生しないものとする。
Ｄ４１＝（Ｖｄｃ−ｖａｃ）／Ｖｄｃ ・・・（１）
Ｄ４３＝ｖａｃ／Ｖｄｃ ・・・（２）
ｖａｃ＝（√２）Ｖａｃ・ｓｉｎωｔ ・・・（３）
ｉｉｎ＝（ｖａｃ／Ｖｄｃ）ｉａｃ
＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）ｓｉｎ２ωｔ ・・・（４）
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の動作を説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６には降圧チョッパ回路が用いられる。制御回路１０は、半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａをＯＮ／ＯＦＦ制御して、直流コンデンサ５から直流電力を出力させ、負荷９への電流ＩＬ、電圧ＶＬを所望の値に制御する。
図７、図８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の動作を説明する電流経路図である。
半導体スイッチング素子６１ａがＯＮする期間で半導体スイッチング素子６２ａがＯＦＦし、直流コンデンサ５から半導体スイッチング素子６１ａ、リアクトル７、負荷９へと電流が流れる（図７）。また半導体スイッチング素子６２ａがＯＮする期間では半導体スイッチング素子６１ａがＯＦＦする。図７の状態から半導体スイッチング素子６２ａがＯＮして半導体スイッチング素子６１ａがＯＦＦすると、リアクトル７の電流連続性から半導体スイッチング素子６２ａ、リアクトル７、負荷９へと電流が還流する。（図８）。
このように動作するＤＣ／ＤＣコンバータ６では、制御回路１０は、半導体スイッチング素子６１ａと半導体スイッチング素子６２ａとのｄｕｔｙ比を調整することで、負荷９に供給する電力、この場合、負荷電流ＩＬを調整する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、直流電圧ＶＬの負荷９に電流ＩＬを供給することで負荷９に直流電力を供給する。
直流コンデンサ５から出力される電流ｉｏｕｔは、半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａのスイッチング周期に対しては不連続であるが、交流電源１の周期Ｔに対しては平均的に連続した電流とみなすことができる。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔを仮に直流電流Ｉｄｃと仮定する。その場合、直流コンデンサ５の電圧関係式は以下の式（５）で表すことができる。但し、直流コンデンサ５の静電容量をＣｄｃ、直流コンデンサ５の交流電圧成分（リプル電圧）をｖｃ２とする。入力される交流電流ｉａｃは高力率制御されていることを前提として、式（６）で示される。式（５）を直流コンデンサ５の交流電圧成分ｖｃ２について解くと、式（７）が導出される。
Ｃｄｃ（ｄｖｃ２／ｄｔ）
＝ｉｉｎ−ｉｏｕｔ
＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）ｓｉｎ２ωｔ−Ｉｄｃ ・・・（５）
ｉａｃ＝（√２）Ｉａｃ・ｓｉｎωｔ ・・・（６）
ｖｃ２＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ）ｓｉｎ（２ωｔ） ・・・（７）
式（７）は、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔが仮に直流電流であれば、交流電源１に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータ４が行う高力率制御によって、交流電源１の２倍の周波数のリプル電圧ｖｃ２が直流コンデンサ５に必然的に発生することを示す。このようなリプル電圧ｖｃ２と、交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃとの波形図を、この実施の形態の参考例として図９に示す。図９に示すように、リプル電圧ｖｃ２は、交流電源１の２倍の周波数で大きく変動する。
この実施の形態では、制御回路１０は、直流コンデンサ５に発生するリプル電圧ｖｃ２の抑制を図るために、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに意図的に交流電流成分（リプル電流）ｉｒｐを重畳する。具体的には、負荷９に出力する電流ＩＬに交流電流成分（リプル電流）が発生するようにＤＣ／ＤＣコンバータ６を制御することで、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔにリプル電流ｉｒｐを発生させる。
図１０は、交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流であり、重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数の正弦波電流とする。そして、リプル電流ｉｒｐは、交流電源１のゼロクロス位相では最小値、ピーク位相では最大値となるように初期位相が設定される。
図１０に示す交流電源１の電圧ｖａｃを上記式（３）、力率１に制御された交流電流ｉａｃを上記式（６）に示すように定義すると、直流コンデンサ５のリプル電流ｉｒｐは以下の式（８）で、出力電流ｉｏｕｔは以下の式（９）で表される。但し、リプル電流ｉｒｐの実効値をＩｒｐとする。
ｉｒｐ＝−（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ） ・・・（８）
ｉｏｕｔ＝Ｉｄｃ−（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ） ・・・（９）
図１１は、直流コンデンサ５が仮に直流電流のみ出力する場合を比較例として、直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図である。この場合、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔａは直流電流Ｉｄｃとなる。
図１１に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロであるため、直流コンデンサ５が補償する充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔａ）は、ほぼ（−Ｉｄｃ）となり、出力される直流電流Ｉｄｃを直流コンデンサ５がほぼ負担している。逆に、ピーク位相では、入力電流ｉｉｎが最大値であるため、直流コンデンサ５が補償する充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔａ）は充電が余剰となり、余剰電流が直流コンデンサ５へ流入して直流コンデンサ５を充電する。
この実施の形態では、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、上述したようにリプル電流ｉｒｐが重畳された電流であり、直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図１２に示す。
図１２に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最小値となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎが最大値になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最大値となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
直流コンデンサ５は、上記式（９）に示す出力電流ｉｏｕｔを出力するため、直流コンデンサ５の電圧関係式は以下の式（１０）で表すことができる。式（１０）を直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２について解くと、式（１１）が導出される。
Ｃｄｃ（ｄｖｃ２／ｄｔ）
＝ｉｉｎ−ｉｏｕｔ
＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）ｓｉｎ２ωｔ
−（Ｉｄｃ−（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ）） ・・・（１０）
ｖｃ２＝（（Ｖａｃ・Ｉａｃ−Ｖｄｃ・（√２）Ｉｒｐ）／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ）・ｓｉｎ（２ωｔ） ・・・（１１）
上記式（１１）に示すように、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに重畳されたリプル電流ｉｒｐのピーク値（√２）Ｉｒｐが増大すると、直流コンデンサ５に発生するリプル電圧ｖｃ２が減少する。
直流コンデンサ５の交流電圧成分であるリプル電圧ｖｃ２の振幅ΔＶｄｃを、上記式（１１）に基づいて以下の式（１２）で定義する。
ΔＶｄｃ＝（（Ｖａｃ・Ｉａｃ−Ｖｄｃ・（√２）Ｉｒｐ）／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ） ・・・（１２）
また、直流コンデンサ５へ流入する入力電流ｉｉｎは、以下の式（１３）で表すことができる。直流コンデンサ５から流出する出力電流ｉｏｕｔは、上記式（９）となるため、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、以下の式（１４）で示される。
また、式（１３）、式（１４）は、負荷電圧ＶＬ、負荷電流ＩＬを用いて式（１３ａ）、式（１４ａ）で表すことができる。但し、負荷電流ＩＬの指令値をＩＬ＊とし、負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流の実効値をＩＬｒｐとする。
ｉｉｎ＝（Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）・（１＋ｃｏｓ（２ωｔ−π））
・・・（１３）
＝（ＶＬ・ＩＬ／Ｖｄｃ）・（１＋ｃｏｓ（２ωｔ−π））
・・・（１３ａ）
ｉｉｎ−ｉｏｕｔ＝（Ｉｄｃ−（√２）Ｉｒｐ）・ｃｏｓ（２ωｔ−π）
・・・（１４）
＝（ＶＬ／Ｖｄｃ）・（ＩＬ＊−（√２）ＩＬｒｐ）・ｃｏｓ（２ωｔ−π）
・・・（１４ａ）
上記式（１４ａ）に示すように、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数成分となることが分かる。また充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、出力電流ｉｏｕｔに重畳されたリプル電流ｉｒｐのピーク値（√２）Ｉｒｐ、あるいは負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流ピーク値（√２）ＩＬｒｐが増大すると減少する。
直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）の振幅ΔＩｒｐを、上記式（１４ａ）に基づいて以下の式（１５）で定義する。
ΔＩｒｐ＝（ＶＬ／Ｖｄｃ）・（ＩＬ＊−（√２）ＩＬｒｐ） ・・・（１５）
ところで、直流コンデンサ５には、ＡＣ／ＤＣコンバータ４およびＤＣ／ＤＣコンバータ６のキャリア周波数の電流成分が流入、流出する。直流コンデンサ５の充放電電流は、上記式（１４ａ）で示すものだけでなく、実際にはキャリア周波数成分等、他の周波数成分との合計和で定義される。特に、キャリア周波数は支配的であり、交流電源１の電源周波数に比べて大幅に大きく、直流コンデンサ５に流入、流出するキャリア周波数の電流成分は、交流電源１の２倍の周波数成分に依存せずに一定である。即ち、直流コンデンサ５の充放電電流で、式（１４ａ）で示す電流成分については変動するが、キャリア周波数の電流成分は一定である。このため、この実施の形態では、式（１４ａ）で示す電流成分について抑制し、リプル電流はキャリア周波数の電流成分に収束する。
上述したように、直流コンデンサ５が上記式（８）で示すリプル電流ｉｒｐを出力することで、直流コンデンサ５に発生するリプル電圧ｖｃ２を上記式（１１）に基づいて抑制でき、直流コンデンサ５が補償する充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を上記式（１４ａ）に基づいて抑制することができる。直流コンデンサ５が出力するリプル電流ｉｒｐは、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数の正弦波状で、ゼロクロス位相では最小値、ピーク位相では最大値となるように初期位相を設定したものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が直流コンデンサ５から出力させる。
次に、制御回路１０による、ＡＣ／ＤＣコンバータ４およびＤＣ／ＤＣコンバータ６の制御について説明する。
図１３は、制御回路１０におけるＡＣ／ＤＣコンバータ４のゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。制御回路１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の制御において、交流電源１から入力される電流ｉａｃを交流電源１の電圧ｖａｃに対して力率１に制御する。さらに直流コンデンサ５の電圧制御を選択的に行う。
制御回路１０が直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１を一定に制御する定電圧制御を実施する場合、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と検出された電圧ｖｃ１との偏差２１をＰＩ制御して電流指令振幅２２を演算する。そして電流指令振幅２２に交流電源１の電圧ｖａｃと同位相の正弦波信号ｓｉｎωｔを乗算して電流指令２３を演算する。
一方、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の制御において、制御回路１０が直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１の定電圧制御を行わず、電流ｉａｃの高力率制御のみ実施する場合は、電流指令ｉａｃ＊を用意する。
切替器２５では、直流コンデンサ５の定電圧制御の実施有無に応じて、電流指令２３あるいは電流指令ｉａｃ＊のいずれか一方の電流指令２６を選択する。次いで、電流指令２６と検出された電流ｉａｃとの偏差２７をＰＩ制御して電圧指令値２８を演算し、直流コンデンサ５の直流電圧成分Ｖｄｃで割ることでｄｕｔｙ比２９を演算する。そしてＰＷＭ回路３０では、ｄｕｔｙ比２９に基づき、ＡＣ／ＤＣコンバータ４のＰＷＭ制御のためのゲート信号３１を生成する。ＰＷＭ回路３０では、キャリア周波数は任意に調整でき、またキャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。
図１４は、制御回路１０におけるＡＣ／ＤＣコンバータ４内の各半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａへのゲート信号Ｇ４１、Ｇ４２の生成を示す制御ブロック図である。
ゲート信号３１は、半導体スイッチング素子４１ａ用の選択器３２と、半導体スイッチング素子４２ａ用の選択器３８とに、それぞれ入力される。極性判定器３３は、交流電源１の電圧ｖａｃの極性を判定して、電圧ｖａｃが正の場合に１、負の場合に０となる信号３４を出力する。
選択器３２では、極性判定器３３からの信号３４に基づき、電圧ｖａｃが正の場合にゲート信号３１を選択し、電圧ｖａｃが負の場合に１、即ちＯＮ信号を選択してゲート信号Ｇ４１とする。また、選択器３８では、信号３４を反転器３６にて反転した信号３７に基づき、ゲート信号３１あるいは１を選択する。即ち、電圧ｖａｃが負の場合にゲート信号３１を選択し、電圧ｖａｃが正の場合に１、即ちＯＮ信号を選択してゲート信号Ｇ４２とする。
このように、制御回路１０は、図１３に示す制御に従って電流ｉａｃの高力率制御を行うと共に、必要に応じて直流コンデンサ５の定電圧制御を行うｄｕｔｙ比２９を生成してＡＣ／ＤＣコンバータ４へのゲート信号３１を生成する。そして制御回路１０は、図１４に示す制御に従って、交流電源１の電圧ｖａｃの極性に応じて半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａの一方を選択してゲート信号３１を適用して制御し、他方の素子をオン状態とする。
図１５は、制御回路１０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ６内の各半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａへのゲート信号Ｇ６１、Ｇ６２の生成を示す制御ブロック図である。
負荷９へ出力する負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊は、直流成分のみの直流電流指令であり、図１５では負荷９へ一定の直流電流ＩＬを供給する定電流制御を表している。
図１５に示すように、振幅演算器５０は、指令値ＩＬ＊に基づいてリプル電流ピーク値５０ａを演算する。
上記式（１１）は、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２の低減理論式であり、リプル電流ピーク値５０ａは式（１１）を用いて演算する。式（１１）から得られた上記式（１２）を変形すると、リプル電流ピーク値（√２）Ｉｒｐは、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２の振幅ΔＶｄｃに基づいて演算できる。この（√２）Ｉｒｐの指令値（（√２）Ｉｒｐ）＊は、リプル電圧ｖｃ２の振幅目標値ΔＶｄｃ＊を用いて、以下の式（１６）から演算でき、（（√２）Ｉｒｐ）＊をリプル電流ピーク値５０ａとする。この場合、リプル電流ピーク値５０ａは、理論的には、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに重畳するリプル電流ｉｒｐの目標ピーク値である。
（（√２）Ｉｒｐ）＊
＝（Ｖａｃ・Ｉａｃ−２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ・ΔＶｄｃ＊）／Ｖｄｃ
＝（ＶＬ／Ｖｄｃ）ＩＬ＊−２ωＣｄｃ・ΔＶｄｃ＊ ・・・（１６）
なお、リプル電流ピーク値５０ａは、直流コンデンサ５の充放電電流の低減理論式である上記式（１４ａ）を用いて演算しても良い。その場合、式（１４ａ）に基づく式（１５）を変形すると、負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流のピーク値（√２）ＩＬｒｐは、直流コンデンサ５の充放電電流の振幅ΔＩｒｐに基づいて演算できる。この（√２）ＩＬｒｐの指令値（（√２）ＩＬｒｐ）＊は、直流コンデンサ５の充放電電流の振幅目標値ΔＩｒｐ＊を用いて、以下の式（１７）から演算でき、（（√２）ＩＬｒｐ）＊をリプル電流ピーク値５０ａとする。この場合、リプル電流ピーク値５０ａは、理論的には、負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流の目標ピーク値である。
（（√２）ＩＬｒｐ）＊＝ＩＬ＊−（Ｖｄｃ／ＶＬ）・ΔＩｒｐ＊
・・・（１７）
リプル電流ピーク値５０ａには制限値５１ａを設ける。比較器５１は、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊と負荷９に予め設定された制限値Ｌｉｍとを比較し、より低い値を制限値５１ａとして出力する。指令値ＩＬ＊で制限するのは、負荷９へ供給する電流瞬時値が０Ａを下回り不連続モードになることを防ぐためである。負荷９に設定される制限値Ｌｉｍは、例えば負荷９にバッテリを想定した場合では、交流成分の増加によるバッテリの発熱による寿命劣化から規定される値である。
リプル電流ピーク値５０ａと制限値５１ａとを比較器５２で比較して、比較器５２は、より低い値を交流電流指令の振幅５３として出力する。制御回路１０は、上記式（３）に示す交流電圧ｖａｃの角周波数をωとして以下の式（１８）で示される関数Ｐを、振幅５３に乗算して交流電流指令となるリプル電流指令５４を演算する。
Ｐ＝ｃｏｓ（２ωｔ−π） ・・・（１８）
なお、交流電流指令の振幅５３に乗じる関数Ｐは、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる正弦波を示す関数であれば良い。即ち、角周波数（２（２ｎ−１）ω）を用いて、関数Ｐを以下の式（１９）で表すことができる。なお、ｎは自然数であり、ｎ＝１の時、角周波数は２ωで、関数Ｐは上記式（１８）となる。
即ち、振幅５３に関数Ｐを乗算して生成するリプル電流指令５４は、交流電源１の基本周波数の２×（２ｎ−１）倍の周波数を有する基本正弦波に対し（π／２）位相を遅らせて生成される。
Ｐ＝ｃｏｓ（２（２ｎ−１）ωｔ−π） ・・・（１９）
制御回路１０は、演算されたリプル電流指令５４を、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊に加算することで、リプル電流を含んだ電流指令値５５を、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電流指令として生成する。
次に電流指令値５５を検出された負荷電流ＩＬと比較して、偏差５６をＰＩ制御して電圧指令値５７を演算し、負荷９の直流電圧ＶＬで割ることでｄｕｔｙ比５８を演算する。そしてＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８に基づきキャリア信号を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６内の半導体スイッチング素子６１ａへのゲート信号Ｇ６１を生成する。またゲート信号Ｇ６１は、反転器６０で反転され半導体スイッチング素子６２ａへのゲート信号Ｇ６２が生成される。
なお、ＡＣ／ＤＣコンバータ４内の半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａにはデッドタイムを設ける必要はないが、ＤＣ／ＤＣコンバータ６内の半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａにはデッドタイムを設けても良い。
また、この実施の形態では、半導体スイッチング素子６２ａは、常時ＯＦＦに制御しても良い。その場合、デッドタイムを設定する必要はない。
さらに、半導体スイッチング素子６２ａを省略してダイオード６２ｂのみを用いても良い。
以上のように、この実施の形態では、制御回路１０は、負荷９へ供給する直流電流指令（指令値ＩＬ＊）に、交流電源１の２×（２ｎ−１）倍の周波数でゼロクロス位相では最小値、ピーク位相で最大値となるリプル電流指令５４を重畳した電流指令値５５を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６を電流制御する。リプル電流指令５４の振幅５３は、直流コンデンサ５のリプル電圧あるいはリプル電流（充放電電流）の振幅目標値に基づいて決定される。
これにより、直流コンデンサ５の充放電電力を低減し、上記式（１１）に従って直流コンデンサ５における交流電源１の２倍の周波数成分を有するリプル電圧を低減する。また、上記式（１４ａ）に従い、直流コンデンサ５における交流電源１の２倍の周波数成分を有するリプル電流を低減する。
さらに、リプル電圧の低減により直流コンデンサ５の必要容量を低減することができ、リプル電流の低減により、直流コンデンサ５に必要な定格リプル電流を低減することができる。このため、直流コンデンサ５の小型化、また電力変換装置１００の小型化、低コスト化が図れる。
なお、上記実施の形態１では、セミブリッジレス回路方式のＡＣ／ＤＣコンバータ４を用いたが、これに限るものではない。図１６に示す電力変換装置１００ａでは、一般的なＡＣ／ＤＣコンバータとして、例えば、１石型の力率改善（ＰＦＣ）回路によるＡＣ／ＤＣコンバータ４ａを用いる。ＡＣ／ＤＣコンバータ４ａは、ブリッジダイオード４１ｂ〜４４ｂとリアクトル１２と電流制御用の半導体スイッチング素子４５ａと昇圧ダイオード４６ｂとから構成される。半導体スイッチング素子４５ａはダイオード４５ｂが逆並列接続される。この場合、制御回路１０ａでは、入力される電圧電流情報に基づいてゲート信号１１ａ（半導体スイッチング素子４５ａ、６１ａ、６２ａへのゲート信号Ｇ４５、Ｇ６１、Ｇ６２）を生成して、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ａおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６を出力制御する。その他の構成は上記実施の形態１による電力変換装置１００と同様である。この場合も、上記実施の形態１による電力変換装置１００と同様の制御により同様の効果を得ることができる。
また、図１７は、1石型の力率改善（ＰＦＣ）回路を並列に接続して１８０°位相をシフトするインターリーブ方式によるＡＣ／ＤＣコンバータ４ｂを用いた電力変換装置１００ｂを示す構成図である。図に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｂは、ブリッジダイオード４１ｂ〜４４ｂと、２つの１石型ＰＦＣ回路から構成される。第１の１石型ＰＦＣ回路は、リアクトル１３と電流制御用の半導体スイッチング素子４５ａと昇圧ダイオード４７ｂとから構成される。第２の１石型ＰＦＣ回路は、リアクトル１４と電流制御用の半導体スイッチング素子４６ａと昇圧ダイオード４８ｂとから構成される。半導体スイッチング素子４５ａ、４６ａは、それぞれダイオード４５ｂ、４６ｂが逆並列接続される。この場合、制御回路１０ｂでは、入力される電圧電流情報に基づいてゲート信号１１ｂ（半導体スイッチング素子４５ａ、４６ａ、６１ａ、６２ａへのゲート信号Ｇ４５、Ｇ４６、Ｇ６１、Ｇ６２）を生成して、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｂおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６を出力制御する。その他の構成は上記実施の形態１による電力変換装置１００と同様である。この場合も、上記実施の形態１による電力変換装置１００と同様の制御により同様の効果を得ることができる。
また、上記実施の形態では、リプル電流指令５４の振幅５３は、直流コンデンサ５のリプル電圧あるいはリプル電流（充放電電流）の振幅目標値に基づいて決定したが、直流コンデンサ５の静電容量目標値に基づいて決定することもできる。上記式（１２）を変形すると、リプル電流ピーク値（√２）Ｉｒｐは、直流コンデンサ５の静電容量Ｃｄｃに基づいて演算できる。即ち、リプル電流ピーク値の指令値（（√２）Ｉｒｐ）＊は、静電容量目標値を用いて演算でき、この演算値を図１５に示す制御ブロック図におけるリプル電流ピーク値５０ａに用いる。この場合も、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減でき、同様の効果が得られる。
また、上記式（１２）、式（１５）を参照すると、リプル電流ピーク値（√２）Ｉｒｐ、（√２）ＩＬｒｐが一意に決定されるときは、直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃが変化すると、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流（充放電電流）が変化する。このため、リプル電流指令５４の振幅５３が一意に決定されるときは、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流が低減するように、直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃを調整する。これにより、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流が低減できる。
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２による電力変換装置について説明する。図１８はこの発明の実施の形態２による電力変換装置の概略構成図である。
図１８に示すように、電力変換装置１０１は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換してバッテリ負荷である負荷９ａに出力するための主回路と制御回路１０ｃとを備える。
主回路は、交流電源１の力率改善制御を行い、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃと、このＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータ６ａと、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃとＤＣ／ＤＣコンバータ６ａとの間の直流母線間に接続される直流コンデンサ５とを備える。
この実施の形態２では、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａが絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにて構成され、負荷９ａがバッテリで構成される。そして、バッテリ電圧である負荷電圧ＶＬの変化に応じて、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃとＤＣ／ＤＣコンバータ６ａのリンク部である直流コンデンサ５の電圧Ｖｄｃを可変にする、あるいは、負荷９ａから交流電源１へ電力を回生させることができる。
この場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃは回生機能を備え、電力変換装置１０１は、交流電源１と負荷９との間で双方向の電力伝送を可能にする。制御回路１０ｃは、力行動作を行う力行モードと、回生動作を行う回生モードとの２種の動作モードを備えてＤＣ／ＤＣコンバータ６ａとＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃとを制御する。
図１８に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃはフルブリッジ回路で構成され、交流側に限流用のリアクトル２、３を備える。ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃは、半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａを備え、半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａはそれぞれダイオード４１ｂ〜４４ｂが逆並列接続されたＩＧＢＴで構成される。
ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃに回生機能を持たせない場合は、上記実施の形態１と同様に、セミブリッジ回路方式、１石型のＰＦＣ回路、またはインターリーブ方式で構成しても良い。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａは双方向動作を行うために、第１フルブリッジ回路６ｂと、第２フルブリッジ回路６ｃと、第１フルブリッジ回路６ｂと第２フルブリッジ回路６ｃとの間に接続されるトランス１６とを備える。第１フルブリッジ回路６ｂは、半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａを備え、半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａはそれぞれダイオード６１ｂ〜６４ｂが逆並列接続されたＩＧＢＴで構成される。第２フルブリッジ回路６ｃは、半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａを備え、半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａはそれぞれダイオード６５ｂ〜６８ｂが逆並列接続されたＩＧＢＴで構成される。
なお、半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａ、６１ａ〜６４ａ、６５ａ〜６８ａは、ＩＧＢＴ以外でも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴやサイリスタ等の半導体スイッチング素子でもよい。またＭＯＳＦＥＴを用いる場合は、内蔵ダイオードをダイオード４１ｂ〜４４ｂ、６１ｂ〜６４ｂ、６５ｂ〜６８ｂに用いても良い。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの後段には平滑コンデンサ１７と平滑リアクトル１８と平滑コンデンサ１９とが接続され、負荷９ａへ通流する負荷電流ＩＬを平滑する。
直流コンデンサ５のＰ側端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの直流出力側のＰ端子と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの第１フルブリッジ回路６ｂの直流入力側のＰ端子とに接続される。直流コンデンサ５のＮ側端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの直流出力側のＮ端子と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの第１フルブリッジ回路６ｂの直流入力側のＮ端子とに接続される。
直流コンデンサ５は、エネルギのバッファ機能を有し、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃにより入力される電力と第１フルブリッジ回路６ｂにより出力される電力との差分を平滑する。直流コンデンサ５は、アルミ電解コンデンサ、フィルムコンデンサ、セラミックコンデンサ、タンタルコンデンサ、ＥＤＬＣ（電気二重層キャパシタ）などで構成することができる。またリチウムイオンバッテリなどバッテリで構成しても良い。
また、交流電源１の交流電圧ｖａｃ、直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１、平滑コンデンサ８の電圧である負荷電圧ＶＬが、それぞれ電圧センサ（図示省略）により検出されて制御回路１０ｃに入力される。さらに、交流電源１の交流電流ｉａｃ、負荷電流ＩＬが、それぞれ電流センサにより検出されて、制御回路１０ｃに入力される。制御回路１０ｃでは、入力される電圧電流情報に基づいてゲート信号１１ｃ（半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａ、６１ａ〜６４ａ、６５ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ４１〜Ｇ４４、Ｇ６１〜Ｇ６４、Ｇ６５〜Ｇ６８）を生成して、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６ａを出力制御する。
このように構成される電力変換装置１０１の動作について、以下に説明する。
図１９は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの動作を説明する図である。図中、Ｓｗ４１ａ〜Ｓｗ４４ａは、それぞれ半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａのスイッチング状態を示す。
交流電源１の１周期をＴとする。時刻０〜Ｔ／２において、交流電源１の電圧ｖａｃは正極性である。制御回路１０ｃは、半導体スイッチング素子４４ａをＯＮ状態とし、半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａをＰＷＭ制御して、リアクトル２、３の励磁および励磁リセットを制御する。半導体スイッチング素子４１ａと半導体スイッチング素子４２ａとはＯＮ／ＯＦＦが反転関係にあり、半導体スイッチング素子４１ａがＯＮする時、半導体スイッチング素子４２ａはＯＦＦとなり、半導体スイッチング素子４２ａがＯＮする時、半導体スイッチング素子４１ａはＯＦＦする。
時刻Ｔ／２〜Ｔにおいて、交流電源１の電圧ｖａｃは負極性である。制御回路１０ｃは、半導体スイッチング素子４２ａをＯＮ状態とし、半導体スイッチング素子４３ａ、４４ａをＰＷＭ制御して、リアクトル２、３の励磁および励磁リセットを制御する。半導体スイッチング素子４３ａと半導体スイッチング素子４４ａとはＯＮ／ＯＦＦが反転関係にあり、半導体スイッチング素子４３ａがＯＮする時、半導体スイッチング素子４４ａはＯＦＦとなり、半導体スイッチング素子４４ａがＯＮする時、半導体スイッチング素子４３ａはＯＦＦする。
なお、半導体スイッチング素子４１ａと半導体スイッチング素子４２ａとのゲートタイミング、および半導体スイッチング素子４３ａと半導体スイッチング素子４４ａとのゲートタイミングにはデッドタイムを設けても良い。
図２０〜図２３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの動作を説明する電流経路図である。
時刻０〜Ｔ／２では、半導体スイッチング素子４４ａはＯＮ状態を継続し、半導体スイッチング素子４２ａがＯＮすると、入力電流はリアクトル２、３を介して短絡され、リアクトル２とリアクトル３とは励磁され正極性に電流が増加する（図２０）。そして半導体スイッチング素子４２ａがＯＦＦして半導体スイッチング素子４１ａがＯＮすると、リアクトル２とリアクトル３との励磁がリセットされ、蓄積された励磁エネルギが直流コンデンサ５側へ出力される。この時、リアクトル２、３の電流は減少する（図２１）。
時刻Ｔ／２〜Ｔでは、半導体スイッチング素子４２ａはＯＮ状態を継続し、半導体スイッチング素子４４ａがＯＮすると、入力電流はリアクトル２、３を介して短絡され、リアクトル２とリアクトル３とは励磁され負極性に電流が増加する（図２２）。そして半導体スイッチング素子４４ａがＯＦＦして半導体スイッチング素子４３ａがＯＮすると、リアクトル２とリアクトル３との励磁がリセットされ、蓄積された励磁エネルギが直流コンデンサ５側へ出力される。この時、リアクトル２、３の電流は減少する（図２３）。
制御回路１０ｃは、上記のように半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａをＯＮ／ＯＦＦ制御して交流電流ｉａｃを高力率制御する。交流電源１から直流コンデンサ５へ電力伝送を行う力行動作では、交流電源１の電圧ｖａｃに対して力率が１になるように図２０〜図２３に示す各動作モードの時間を調整して交流電流ｉａｃを制御する。直流コンデンサ５から交流電源１へ電力伝送する回生動作では、交流電源１の電圧Ｖａｃに対して力率が−１になるように図２０〜図２３に示す各動作モードの時間を調整して交流電流ｉａｃを制御する。
次に、第１フルブリッジ回路６ｂ、第２フルブリッジ回路６ｃおよびトランス１６で構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの動作を説明する。図２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの力行動作を説明する波形図である。
直流コンデンサ５から負荷９ａへ電力伝送する力行動作では、制御回路１０ｃは、第１フルブリッジ回路６ｂをＰＷＭ制御して、トランス１６への電力伝送時間Ｔｏｎを調整して伝送電力を調整する。半導体スイッチング素子６１ａ、６４ａが同時ＯＮする時間、または半導体スイッチング素子６２ａ、６３ａが同時ＯＮする時間が電力伝送時間Ｔｏｎとなる。第２フルブリッジ回路６ｃでは、力行動作では全ＯＦＦとしてダイオード整流モードで整流する。
なお図２５に示すように、第２フルブリッジ回路６ｃでは、制御回路１０ｃは、半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａをＯＮ／ＯＦＦ制御して同期整流モードで整流しても良い。この場合、半導体スイッチング素子６５ａは半導体スイッチング素子６１ａに、半導体スイッチング素子６６ａは半導体スイッチング素子６２ａに、半導体スイッチング素子６７ａは半導体スイッチング素子６３ａに、半導体スイッチング素子６８ａは半導体スイッチング素子６４ａに同期させてＯＮ／ＯＦＦ制御される。
図２６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの回生動作を説明する波形図である。
負荷９ａから直流コンデンサ５へ電力伝送する回生動作では、制御回路１０ｃは、第２フルブリッジ回路６ｃをＰＷＭ制御して、トランス１６への電力伝送時間Ｔｏｎを調整して伝送電力を調整する。半導体スイッチング素子６５ａ、６８ａが同時ＯＮする時間、または半導体スイッチング素子６６ａ、６７ａが同時ＯＮする時間が電力伝送時間Ｔｏｎとなる。第１フルブリッジ回路６ｂでは、回生動作では全ＯＦＦとしてダイオード整流モードで整流する。
なお図２７に示すように、第１フルブリッジ回路６ｂでは、制御回路１０ｃは、半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａをＯＮ／ＯＦＦ制御して同期整流モードで整流しても良い。この場合、半導体スイッチング素子６１ａは半導体スイッチング素子６５ａに、半導体スイッチング素子６２ａは半導体スイッチング素子６６ａに、半導体スイッチング素子６３ａは半導体スイッチング素子６７ａに、半導体スイッチング素子６４ａは半導体スイッチング素子６８ａに同期させてＯＮ／ＯＦＦ制御される。
力行動作時の直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃと負荷電圧ＶＬとの関係式は、以下の式（２０）で、回生動作時では以下の式（２１）で示される。Ｔｏｎは図２４〜図２７に示す電力伝送時間を表しており、ＴＡは図２４〜図２７に示すスイッチング周期を表している。Ｎ１／Ｎ２はトランス１６の巻数比を表しており、Ｎ１が第１フルブリッジ回路６ｂ側の巻数、Ｎ２が第２フルブリッジ回路６ｃ側の巻数である。
ＶＬ＝Ｖｄｃ・（Ｔｏｎ／（ＴＡ／２））・（Ｎ２／Ｎ１） ・・・（２０）
Ｖｄｃ＝ＶＬ・（Ｔｏｎ／（ＴＡ／２））・（Ｎ１／Ｎ２） ・・・（２１）
力行動作時には、負荷電圧ＶＬを出力するために必要な直流電圧Ｖｄｃの下限値Ｖｄｃｍｉｎの条件式は以下の式（２２）となる。但し、負荷電圧ＶＬの最大値をＶＬｍａｘ、電力伝送時間Ｔｏｎの最大値をＴｏｎｍａｘとする。
Ｖｄｃｍｉｎ＝ＶＬｍａｘ・（（ＴＡ／２）／Ｔｏｎｍａｘ）・（Ｎ１／Ｎ２） ・・・（２２）
直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃの上限値は、電力変換装置１０１を構成する回路部品の耐圧から決定され、この上限値と、上記式（２２）で決定される下限値Ｖｄｃｍｉｎとの間で、直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃは設定される。
そして、上記実施の形態１と同様に、制御回路１０ｃは、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊である直流電流指令に交流電流指令となるリプル電流指令を加算することで、リプル電流を含んだ電流指令値を生成してＤＣ／ＤＣコンバータ６ａを制御する。
力行動作では実施の形態１と同様に、リプル電流指令は、交流電源１の２×（２ｎ−１）倍の周波数でゼロクロス位相では最小値、ピーク位相で最大値となる初期位相とする正弦波である。また、リプル電流指令の振幅は、直流コンデンサ５のリプル電圧あるいはリプル電流（充放電電流）の振幅目標値に基づいて、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊以下で決定される。
これにより、上記実施の形態１と同様に、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔにリプル電流ｉｒｐを発生させ、直流コンデンサ５の充放電電力を低減して、直流コンデンサ５における交流電源１の２倍の周波数成分を有するリプル電圧、リプル電流を低減する（図１０〜図１２参照）。
回生動作で加算されるリプル電流指令は、交流電源１の２×（２ｎ−１）倍の周波数でゼロクロス位相では最大値、ピーク位相で最小値となる初期位相とする正弦波である。また、リプル電流指令の振幅は、力行動作の場合と同様である。
この場合、振幅に乗じる関数Ｐは、以下の式（２３）で表すことができる。
Ｐ＝−ｃｏｓ（２（２ｎ−１）ωｔ−π） ・・・（２３）
即ち、振幅に関数Ｐを乗算して生成するリプル電流指令は、力行動作時のリプル電流指令の振幅および初期位相を保持して極性を反転させたものとなる。
なお、回生動作での直流電流指令（指令値ＩＬ＊）は、力行動作時の直流電流指令の極性を反転したものである。
回生動作においても負荷９ａに出力する電流ＩＬに交流電流成分（リプル電流）が発生するようにＤＣ／ＤＣコンバータ６ａを制御することで、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔにリプル電流ｉｒｐを発生させる。
図２８は、回生動作における交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流であり、重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数の正弦波電流とする。そして、リプル電流ｉｒｐは、交流電源１のゼロクロス位相では最大値、ピーク位相では最小値となるように初期位相が設定される。
図２８に示す交流電源１の電圧ｖａｃを上記式（３）、力率が−１に制御された交流電流ｉａｃを以下の式（２４）に示すように定義すると、直流コンデンサ５のリプル電流ｉｒｐは以下の式（２５）で、出力電流ｉｏｕｔは以下の式（２６）で表される。但し、リプル電流ｉｒｐの実効値をＩｒｐとする。式（２６）に示す回生動作時の出力電流ｉｏｕｔは、上記式（９）で示す力行動作時の出力電流ｉｏｕｔを極性反転させたものとなる。
ｉａｃ＝−（√２）Ｉａｃ・ｓｉｎωｔ ・・・（２４）
ｉｒｐ＝（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ） ・・・（２５）
ｉｏｕｔ＝−Ｉｄｃ＋（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ） ・・・（２６）
図２９は、直流コンデンサ５が仮に直流電流のみ出力する場合を比較例として、回生動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図である。この場合、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔａは直流電流Ｉｄｃとなる。
図２９に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロであるため、直流コンデンサ５が補償する充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔａ）は、ほぼ（−Ｉｄｃ）となり、直流コンデンサ５が補償する充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔａ）は充電が余剰となり、余剰電流が直流コンデンサ５へ流入して充電する。逆に、ピーク位相では、負極性の入力電流ｉｉｎの絶対値が最大であるため、直流コンデンサ５が充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔａ）を負担して補償している。
この実施の形態では、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、上述したようにリプル電流ｉｒｐが重畳された電流であり、回生動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図３０に示す。
図３０に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最小となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎの絶対値が最大になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最大となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
力行動作では、上記実施の形態１と同様に、上記式（１１）に従い、直流コンデンサ５における交流電源１の２倍の周波数成分を有するリプル電圧ｖｃ２が低減される。
回生動作では、電流極性が反転するため、リプル電圧ｖｃ２は以下の式（２７）で表される。なお、式（２７）は回生動作時における直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２の低減理論式となる。
ｖｃ２＝（（−Ｖａｃ・Ｉａｃ＋Ｖｄｃ・（√２）Ｉｒｐ）／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ）・ｓｉｎ（２ωｔ） ・・・（２７）
上記式（２７）に示すように、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに重畳されたリプル電流ｉｒｐのピーク値（√２）Ｉｒｐが増大すると、直流コンデンサ５に発生するリプル電圧ｖｃ２が減少する。また、リプル電圧ｖｃ２の振幅ΔＶｄｃを、上記式（２７）に基づいて以下の式（２８）で定義する。
ΔＶｄｃ＝（（−Ｖａｃ・Ｉａｃ＋Ｖｄｃ・（√２）Ｉｒｐ）／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ） ・・・（２８）
また、力行動作では上記実施の形態１と同様に、上記式（１４ａ）に従い、直流コンデンサ５における交流電源１の２倍の周波数成分を有するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）が低減される。
回生動作では、電流極性が反転するため、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、以下の式（２９）で表される。なお、式（２９）は回生動作時における直流コンデンサ５のリプル電流（充放電電流）の低減理論式となる。
ｉｉｎ−ｉｏｕｔ＝（−Ｉｄｃ＋（√２）Ｉｒｐ）・ｃｏｓ（２ωｔ−π）
＝（ＶＬ／Ｖｄｃ）・（−ＩＬ＊＋（√２）ＩＬｒｐ）・ｃｏｓ（２ωｔ−π） ・・・（２９）
上記式（２９）に示すように、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数成分となることが分かる。また充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、出力電流ｉｏｕｔに重畳されたリプル電流ｉｒｐのピーク値（√２）Ｉｒｐ、あるいは負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流ピーク値（√２）ＩＬｒｐが増大すると減少する。
上記式（２９）から、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）の振幅ΔＩｒｐを、力行動作の場合と同様に上記式（１５）で定義すると、式（２９）は、振幅ΔＩｒｐを用いて以下の式（３０）で表せる。
ｉｉｎ−ｉｏｕｔ＝ ΔＩｒｐ・（−ｃｏｓ（２ωｔ−π）） ・・・（３０）
上記実施の形態１と同様に、直流コンデンサ５には、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６ａのキャリア周波数の電流成分が流入、流出するものであり、直流コンデンサ５の充放電電流は、実際にはキャリア周波数成分等、他の周波数成分との合計和で定義される。特に、キャリア周波数は支配的であり、交流電源１の電源周波数に比べて大幅に大きく、直流コンデンサ５に流入、流出するキャリア周波数の電流成分は、交流電源１の２倍の周波数成分に依存せずに一定である。このため、この実施の形態では、式（３０）で示す電流成分について抑制し、リプル電流はキャリア周波数の電流成分に収束する。
このように力行動作と回生動作を行う電力変換装置１０１において、制御回路１０ｃによる、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの制御について説明する。
制御回路１０ｃは、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの制御において、交流電源１の入力電流ｉａｃの力率を１またはー１の高力率に制御して直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃを一定に制御する。また、制御回路１０ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの制御において、負荷９ａへの伝送電流または負荷９ａからの伝送電流を一定に制御して、さらに直流コンデンサ５のリプル電圧およびリプル電流を抑制する。
図３１は、制御回路１０ｃにおけるＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。
直流コンデンサ５の直流電圧指令値Ｖｄｃ＊は、制限器７０にて下限値ｍｉｎで制限される。下限値ｍｉｎには負荷電圧ＶＬが用いられる。制限器７０で生成した直流コンデンサ５の電圧指令値７０ａと検出された電圧ｖｃ１との偏差７１をＰＩ制御して電流指令振幅７２を演算する。選択器７３には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、力行モードではｓｉｎωｔを、回生モードでは−ｓｉｎωｔを選択して正弦波信号７３ａとして出力する。そして電流指令振幅７２に正弦波信号７３ａを乗算して電流指令ｉａｃ＊を演算する。
次いで、上記実施の形態１と同様に、電流指令ｉａｃ＊と検出された電流ｉａｃとの偏差２７をＰＩ制御して電圧指令値２８を演算し、直流コンデンサ５の直流電圧成分Ｖｄｃで割ることでｄｕｔｙ比２９を演算する。そしてＰＷＭ回路３０では、ｄｕｔｙ比２９に基づき、ＡＣ／ＤＣコンバータ４のＰＷＭ制御のためのゲート信号３１を生成する。ＰＷＭ回路３０では、キャリア周波数は任意に調整でき、またキャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。
図３２は、制御回路１０ｃにおけるＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃ内の各半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａへのゲート信号Ｇ４１〜Ｇ４４の生成を示す制御ブロック図である。
ゲート信号３１は、半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａ用の選択器３２と、半導体スイッチング素子４３ａ、４４ａ用の選択器３８とに、それぞれ入力される。極性判定器３３は、交流電源１の電圧ｖａｃの極性を判定して、電圧ｖａｃが正の場合に１、負の場合に０となる信号３４を出力する。
選択器３２では、極性判定器３３からの信号３４に基づき、電圧ｖａｃが正の場合にゲート信号３１を選択し、電圧ｖａｃが負の場合に１、即ちＯＮ信号を選択してゲート信号Ｇ４２とする。また、ゲート信号Ｇ４２を反転させてゲート信号Ｇ４１とする。
選択器３８では、信号３４を反転器３６にて反転した信号３７に基づき、ゲート信号３１あるいは１を選択する。即ち、電圧ｖａｃが正の場合にゲート信号３１を選択し、電圧ｖａｃが負の場合に１、即ちＯＮ信号を選択してゲート信号Ｇ４４とする。また、ゲート信号Ｇ４４を反転させてゲート信号Ｇ４３とする。
図３３は、制御回路１０ｃにおけるＤＣ／ＤＣコンバータ６ａ内の各半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８の生成を示す制御ブロック図である。
負荷９ａへ出力する負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊は、直流成分のみの直流電流指令であり、力行動作の場合は正の指令値、回生動作の場合は負の指令値となる。上記実施の形態１と同様に、振幅演算器５０は、指令値ＩＬ＊に基づいてリプル電流ピーク値５０ａを演算する。即ち、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２の低減理論式を用いて、リプル電圧ｖｃ２の振幅目標値ΔＶｄｃ＊に基づいて上記式（１６）から演算でき、（（√２）Ｉｒｐ）＊をリプル電流ピーク値５０ａとする。
なお、リプル電流ピーク値５０ａは、直流コンデンサ５の充放電電流の低減理論式である上記式（１４ａ）、式（２９）を用いて演算しても良い。負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流のピーク値（√２）ＩＬｒｐは、直流コンデンサ５の充放電電流の振幅ΔＩｒｐに基づいて演算できる。この（√２）ＩＬｒｐの指令値（（√２）ＩＬｒｐ）＊は、直流コンデンサ５の充放電電流の振幅目標値ΔＩｒｐ＊を用いて、上記式（１７）から演算でき、（（√２）ＩＬｒｐ）＊をリプル電流ピーク値５０ａとする。
リプル電流ピーク値５０ａには制限値５１ａを設ける。比較器５１は、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊と負荷９ａに予め設定された制限値Ｌｉｍとを比較し、より低い値を制限値５１ａとして出力する。指令値ＩＬ＊で制限するのは、負荷９ａへ供給する電流瞬時値が０Ａを下回り不連続モードになることを防ぐためである。負荷９ａに設定される制限値Ｌｉｍは、交流成分の増加によるバッテリ（負荷９ａ）の発熱による寿命劣化から規定される値である。
リプル電流ピーク値５０ａと制限値５１ａとを比較器５２で比較して、比較器５２は、より低い値を交流電流指令の振幅５３として出力する。
選択器７４には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、上記式（３）に示す交流電圧ｖａｃの角周波数をωとして、力行モードでは上記式（１８）で示す関数Ｐを、回生モードでは以下の式（３１）で示す関数Ｐを選択して正弦波信号７４ａとして出力する。この正弦波信号７４ａを、振幅５３に乗算して交流電流指令となるリプル電流指令５４を演算する。
Ｐ＝−ｃｏｓ（２ωｔ−π） ・・・（３１）
なお、交流電流指令の振幅５３に乗じる正弦波信号７４ａとなる関数Ｐは、力行モードでは、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる正弦波を示す関数であれば良い。また、回生モードでは、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最大値、ピーク位相で最小値となる正弦波を示す関数であれば良い。
即ち、角周波数（２（２ｎ−１）ω）を用いて、力行モードでは上記式（１９）で示す関数Ｐを用い、回生モードでは以下の式（３２）で示す関数Ｐを用いることができる。
Ｐ＝−ｃｏｓ（２（２ｎ−１）ωｔ−π） ・・・（３２）
制御回路１０ｃは、演算されたリプル電流指令５４を、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊に加算することで、リプル電流を含んだ電流指令値５５をＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの出力電流指令として生成する。
次に、電流指令値５５を検出された負荷電流ＩＬと比較して、偏差５６をＰＩ制御して電圧指令値５７を演算し、負荷９ａの直流電圧ＶＬで割ることでｄｕｔｙ比５８を演算する。
そしてＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８に基づきキャリア信号を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの第１フルブリッジ回路６ｂおよび第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８を生成する。
力行モードでは、制御回路１０ｃは、ｄｕｔｙ比５８から半導体スイッチング素子６１ａ、６４ａの対角ＯＮｄｕｔｙもしくは半導体スイッチング素子６２ａ、６３ａの対角ＯＮｄｕｔｙを演算して、第１フルブリッジ回路６ｂの制御を行う。半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａは同一のレグを構成し、Ｇ６１、Ｇ６２は、同じｄｕｔｙ比にて１８０°位相を反転させる。半導体スイッチング素子６３ａ、６４ａは同一のレグを構成し、Ｇ６３、Ｇ６４は、同じｄｕｔｙ比にて１８０°位相を反転させる。この場合、制御回路１０ｃは、第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａを、同期整流モードで第１フルブリッジ回路６ｂの半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａと同様に制御する。
従って、ＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８とキャリア波から半導体スイッチング素子６１ａ、６４ａへのゲート信号Ｇ６１、Ｇ６４を生成する。また、ｄｕｔｙ比５８を１から減算したｄｕｔｙ比５８ａとキャリア波から半導体スイッチング素子６２ａ、６３ａへのゲート信号Ｇ６２、Ｇ６３を生成する。そして、半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａへの各ゲート信号Ｇ６５〜Ｇ６８は、それぞれゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６４と同様となる。
回生モードでは、制御回路１０ｃは、ｄｕｔｙ比５８から半導体スイッチング素子６５ａ、６８ａの対角ＯＮｄｕｔｙもしくは半導体スイッチング素子６６ａ、６７ａの対角ＯＮｄｕｔｙを演算して、第２フルブリッジ回路６ｃの制御を行う。半導体スイッチング素子６５ａ、６６ａは同一のレグを構成し、Ｇ６５、Ｇ６６は、同じｄｕｔｙ比にて１８０°位相を反転させる。半導体スイッチング素子６７ａ、６８ａは同一のレグを構成し、Ｇ６７、Ｇ６８は、同じｄｕｔｙ比にて１８０°位相を反転させる。この場合、制御回路１０ｃは、第１フルブリッジ回路６ｂの半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａを、同期整流モードで第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａと同様に制御する。
従って、ＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８とキャリア波から半導体スイッチング素子６５ａ、６８ａへのゲート信号Ｇ６５、Ｇ６８を生成する。また、ｄｕｔｙ比５８を１から減算したｄｕｔｙ比５８ａとキャリア波から半導体スイッチング素子６６ａ、６７ａへのゲート信号Ｇ６６、Ｇ６７を生成する。そして、半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａへの各ゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６４は、それぞれゲート信号Ｇ６５〜Ｇ６８と同様となる。
なお、同期整流モードを用いない場合は、力行モードでは、第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａを全ＯＦＦさせ、回生モードでは、第１フルブリッジ回路６ｂの半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａを全ＯＦＦさせる。
また、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃ内の半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａおよび半導体スイッチング素子４３ａ、４４ａには、それぞれデッドタイムを設けても良い。さらにＤＣ／ＤＣコンバータ６ａ内の半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａと半導体スイッチング素子６３ａ、６４ａと半導体スイッチング素子６５ａ、６６ａと半導体スイッチング素子６７ａ、６８ａとには、それぞれデッドタイムを設けても良い。
以上のように、この実施の形態では、トランス１６を用いた絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ６ａを用い、制御回路１０ｃは、負荷９ａへ供給する直流電流指令（指令値ＩＬ＊）に、交流電源１の２×（２ｎ−１）倍の周波数でゼロクロス位相では最小値、ピーク位相で最大値となるリプル電流指令５４を重畳した電流指令値５５を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの電流制御を行う。これにより、上記実施の形態１と同様に、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減でき、同様の効果が得られる。
また、負荷９ａにバッテリを用いているため、モータ負荷等と異なりリプル電流の許容量が大きく、リプル電流指令５４を重畳した電流指令値５５を用いる制御が信頼性良く実施できると共に、双方向の電力伝送に対応できる。
また、この実施の形態では、電力変換装置１０１を双方向に電力伝送可能に構成し、回生動作において、リプル電流指令５４の振幅、周波数および初期位相を力行動作での状態に保持し、リプル電流指令５４および直流電流指令（指令値ＩＬ＊）の極性を力行動作での状態から反転させる。即ち、リプル電流指令５４は、交流電源１の２×（２ｎ−１）倍の周波数でゼロクロス位相では最大値、ピーク位相で最小値となる正弦波とした。これにより、双方向動作において、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減でき、直流コンデンサ５の小型化、また電力変換装置１０１の小型化、低コスト化が図れる。
また、力行動作と回生動作との切り換えは、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃでは電流指令（ｉａｃ＊）を生成する際に乗じる正弦波信号の極性を反転するのみで行う。またＤＣ／ＤＣコンバータ６ａでは、リプル電流指令５４を生成する際に乗じる正弦波信号の極性を反転するのみ行う。このように、力行動作と回生動作との切り換え制御を容易に実現でき、高速かつ連続的に負荷９ａの充電と放電動作を実現できる。
また、バッテリである負荷９ａの直流電圧ＶＬの変化に対応して直流コンデンサ５の電圧設定幅が変動するため、直流コンデンサ５のリプル電圧を上記式（１１）に従って低減するために必要な直流電圧Ｖｄｃの指令値を、直流コンデンサ５の電圧設定幅に応じて設定することができる。このため、制御の信頼性が向上し、効果的に直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減できる。
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置について説明する。
上記実施の形態１、２では、重畳するリプル電流指令５４を正弦波指令としたが、この実施の形態３では、正弦波を折り返した全波整流波形をリプル電流指令に用いる。
電力変換装置の回路構成は、上記実施の形態１、２のどちらでも実現できるが、力行動作と回生動作との双方向の動作を含んだ上記実施の形態２にて説明する。ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃによる高力率制御は上記実施の形態２と同様である。
図３４は、力行動作における交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。電流ｉａｃは力率１に制御される。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流であり、重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電圧ｖａｃに同期する正弦波の全波整流波形である。但し、リプル電流ｉｒｐは、平均値が０Ａとなるように、以下の式（３３）に基づいたオフセット量（−Ｑ）が加えられ、理論式は以下の式（３４）となる。このリプル電流ｉｒｐは、交流電源１のゼロクロス位相では最小値、ピーク位相では最大値となる。
Figure 2016075996
力行動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図３５に示す。
図３５に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最小値となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎが最大値になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最大値となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
次に、図３６は、回生動作における交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。電流ｉａｃは力率が−１に制御される。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流であり、重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電圧ｖａｃに同期する正弦波の全波整流波形の極性を反転した波形である。但し、リプル電流ｉｒｐは、平均値が０Ａとなるように、以下の式（３５）に基づいたオフセット量（−Ｑ）が加えられ、理論式は以下の式（３６）となる。このリプル電流ｉｒｐは、交流電源１のゼロクロス位相では最大値、ピーク位相では最小値となる。
Figure 2016075996
回生動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図３７に示す。
図３７に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最小となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎの絶対値が最大になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最大となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
なお、この場合も、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６ａのキャリア周波数の電流成分は考慮せず、交流電源１の２倍の周波数成分について着目する。
図３８は、この実施の形態３による制御回路１０ｃにおける、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａ内の各半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８の生成を示す制御ブロック図である。
負荷９ａへ出力する負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊は、直流成分のみの直流電流指令であり、力行動作の場合は正の指令値、回生動作の場合は負の指令値となる。上記実施の形態２と同様に、振幅演算器５０は、指令値ＩＬ＊に基づいてリプル電流ピーク値５０ａを演算する。比較器５２は、リプル電流ピーク値５０ａに基づいて振幅５３を出力する。
選択器７５には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、力行モードでは│ｓｉｎ（ωｔ）│を、回生モードでは−│ｓｉｎ（ωｔ）│を選択して正弦波整流信号７５ａとして出力する。また選択器７６には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、動作モードに応じた係数７６ａを出力し、振幅５３に乗じてオフセット量７８を生成する。
次いで、制御回路１０ｃは、正弦波整流信号７５ａと振幅５３とを乗じて得た電流指令７７にオフセット量７８を加算して、交流電流指令となるリプル電流指令７７ａを演算する。
制御回路１０ｃは、演算されたリプル電流指令７７ａを、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊に加算することで、リプル電流を含んだ電流指令値５５をＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの出力電流指令として生成する。
この後、上記実施の形態２と同様に、電流指令値５５を検出された負荷電流ＩＬと比較して、偏差５６をＰＩ制御して電圧指令値５７を演算し、負荷９ａの直流電圧ＶＬで割ることでｄｕｔｙ比５８を演算する。
そしてＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８に基づきキャリア信号を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの第１フルブリッジ回路６ｂおよび第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８を生成する。
この実施の形態においても、上記実施の形態１、２と同様に、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減でき、直流コンデンサ５の小型化、また電力変換装置１０１の小型化、低コスト化が図れる。
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置について説明する。
上記実施の形態３では、正弦波の全波整流波形をリプル電流指令に用いたが、この実施の形態４では、三角波をリプル電流指令に用いる。
電力変換装置の回路構成は、上記実施の形態１、２のどちらでも実現できるが、力行動作と回生動作との双方向の動作を含んだ上記実施の形態２にて説明する。ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃによる高力率制御は上記実施の形態２と同様である。
図３９は、力行動作における交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。電流ｉａｃは力率１に制御される。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流である。重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電圧ｖａｃの２倍の周波数で、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる三角波である。また、リプル電流ｉｒｐは、平均値が０Ａとなるように、最小値と最大値とがゼロ点を挟んで等しくなるように設定する。
力行動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図４０に示す。
図４０に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最小値となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎが最大値になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最大値となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
次に、図４１は、回生動作における交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。電流ｉａｃは力率が−１に制御される。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流である。重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電圧ｖａｃの２倍の周波数で、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最大値、ピーク位相で最小値となる三角波である。また、リプル電流ｉｒｐは、平均値が０Ａとなるように、最小値と最大値とがゼロ点を挟んで等しくなるように設定する。
回生動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図４２に示す。
図４２に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最小となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎの絶対値が最大になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最大となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
なお、この場合も、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６ａのキャリア周波数の電流成分は考慮せず、交流電源１の２倍の周波数成分について着目する。
図４３は、この実施の形態４による制御回路１０ｃにおけるＤＣ／ＤＣコンバータ６ａ内の各半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８の生成を示す制御ブロック図である。
負荷９ａへ出力する負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊は、直流成分のみの直流電流指令であり、力行動作の場合は正の指令値、回生動作の場合は負の指令値となる。上記実施の形態２と同様に、振幅演算器５０は、指令値ＩＬ＊に基づいてリプル電流ピーク値５０ａを演算する。このリプル電流ピーク値５０ａは、三角波においてピークｔｏピークの値に対応する。比較器５２は、リプル電流ピーク値５０ａに基づいて三角波のピークｔｏピークの値に対応する振幅５３を出力する。
選択器８０には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、動作モードに応じた極性８０ａで、交流電圧ｖａｃの２倍の周波数の三角波７９を選択して、力行モードと回生モードとで極性が反転する三角波信号７９ａを出力する。三角波信号７９ａは、力行モードでは、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となり、回生モードでは逆である。また選択器８１には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、動作モードに応じた係数８１ａを出力し、振幅５３に乗じてオフセット量８２を生成する。係数８１ａは、力行モードでは０．５、回生モードでは−０．５である。
次いで、三角波信号７９ａと振幅５３とを乗じて得た電流指令７７にオフセット量８２を減算して、交流電流指令となるリプル電流指令７７ａを演算する。
制御回路１０ｃは、演算されたリプル電流指令７７ａを、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊に加算することで、リプル電流を含んだ電流指令値５５をＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの出力電流指令として生成する。
この後、上記実施の形態２と同様に、電流指令値５５を検出された負荷電流ＩＬと比較して、偏差５６をＰＩ制御して電圧指令値５７を演算し、負荷９ａの直流電圧ＶＬで割ることでｄｕｔｙ比５８を演算する。
そしてＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８に基づきキャリア信号を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの第１フルブリッジ回路６ｂおよび第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８を生成する。
この実施の形態においても、上記実施の形態１、２と同様に、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減でき、直流コンデンサ５の小型化、また電力変換装置１０１の小型化、低コスト化が図れる。
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５による電力変換装置について説明する。
この実施の形態５では、上記実施の形態１と同様の回路構成にて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のｄｕｔｙ比を一定として、直流コンデンサ５の電圧指令である電圧指令値Ｖｄｃ＊を調整してＡＣ／ＤＣコンバータ４を制御する。
図４４は、交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の電圧指令値Ｖｄｃ＊と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６を制御するｄｕｔｙ比Ｋとを示す波形図である。直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１は、交流電圧ｖａｃに同期する正弦波を全波整流した電圧指令値Ｖｄｃ＊に制御されるものとする。
次に、制御回路１０による、ＡＣ／ＤＣコンバータ４およびＤＣ／ＤＣコンバータ６の制御について説明する。
図４５は、この実施の形態５による制御回路１０におけるＡＣ／ＤＣコンバータ４のゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。制御回路１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の制御において、交流電源１から入力される電流ｉａｃを交流電源１の電圧ｖａｃに対して力率１に制御する。さらに直流コンデンサ５の電圧制御を選択的に行う。
なお、この実施の形態では、直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１が電圧指令値Ｖｄｃ＊に制御される場合を示す。
直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃのピーク値８３が設定され、交流電圧ｖａｃを全波整流した正弦波｜ｓｉｎωｔ｜をピーク値８３に乗算して、直流コンデンサ５の電圧指令値Ｖｄｃ＊とする。
制御回路１０は、電圧指令値Ｖｄｃ＊と検出された電圧ｖｃ１との偏差２１をＰＩ制御して電流指令振幅２２を演算する。そして電流指令振幅２２に交流電源１の電圧ｖａｃと同位相の正弦波信号ｓｉｎωｔを乗算して電流指令２３を演算する。
ＡＣ／ＤＣコンバータ４の制御において、制御回路１０が直流コンデンサ５の電圧制御を行わず、電流ｉａｃの高力率制御のみ実施する場合は、電流指令ｉａｃ＊を用意する。
切替器２５では、直流コンデンサ５の電圧制御の実施有無に応じて、電流指令２３あるいは電流指令ｉａｃ＊のいずれか一方の電流指令２６を選択する。
次いで、上記実施の形態１と同様に、制御回路１０は、電流指令２６と検出された電流ｉａｃとの偏差２７をＰＩ制御して電圧指令値２８を演算し、直流コンデンサ５の直流電圧成分Ｖｄｃで割ることでｄｕｔｙ比２９を演算する。そしてＰＷＭ回路３０では、ｄｕｔｙ比２９に基づき、ＡＣ／ＤＣコンバータ４のＰＷＭ制御のためのゲート信号３１を生成する。
図４６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。
ＰＷＭ回路８４では、固定のｄｕｔｙ比Ｋに基づき、キャリア信号を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６内の半導体スイッチング素子６１ａへのゲート信号Ｇ６１を生成する。またゲート信号Ｇ６１は、反転器で反転され半導体スイッチング素子６２ａへのゲート信号Ｇ６２が生成される。
この実施の形態では、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の出力制御に用いる直流コンデンサ５の電圧指令値Ｖｄｃ＊は交流電圧成分を含み、交流電圧ｖａｃを全波整流した正弦波｜ｓｉｎωｔ｜をピーク値８３に乗算して生成される。この場合、直流コンデンサ５の電圧を制御することで、交流電圧ｖａｃの２倍の周波数のリプル電圧を直流コンデンサ５に任意に発生させる。その際、スイッチング周期内で、交流電圧ｖａｃと直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１との電圧差が格段と小さくなる。このため、スイッチング周期内で直流コンデンサ５が補償する電力量が大幅に低減されて必要なコンデンサ容量を低減することができる。
このため、直流コンデンサ５の小型化、また電力変換装置１００の小型化、低コスト化が図れる。
なお、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
この発明は、交流電源の力率改善制御を伴って電力変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータとが直流コンデンサを介して接続された電力変換装置に関するものである。
従来の電力変換装置であるモータ制御装置では、交流電源は整流回路部で整流され、高力率コンバータ回路部で入力された直流電圧を昇圧し出力する。この高力率コンバータ回路部は、スイッチングトランジスタのオン・オフの時間比を正弦波状に制御することにより力率を改善し、また、直流電圧の制御をする。昇圧された直流電圧は平滑コンデンサで安定化され、インバータ回路部は、平滑コンデンサから供給される直流電圧を３相交流に変換し、モータに供給しモータを駆動させる。平滑コンデンサを小容量化した場合、特に商用交流電源が単相では、電源周波数の２倍の周波数で変動する直流母線電圧のリプル電圧が増大する。
モータに印加する電圧が直流母線電圧のリプル電圧の影響で変動し、モータ相電流が脈動する。この脈動をなくすため、制御部は、電流指令を算出するとき、直流母線電圧に直流母線電圧検出手段により検出された直流母線電圧のフィードバック値を入れることで、直流母線リプル電圧の影響を受けないように補正した電圧パルスをインバータ回路部に出力し、モータを駆動させる（例えば、特許文献１参照）。
特開２００２−２９１２６０号公報
このような従来の電力変換装置では、電源電圧の２倍の周波数の電力脈動が負荷へ流出しないようにインバータ回路部を制御しているため、平滑コンデンサでの電圧リプルが増大する。電圧リプルが大きいと、最大電圧により電力変換装置に過電圧が発生する、もしくは最低電圧によりインバータ回路部からの出力電圧が確保できない等、電力変換装置を信頼性良く動作させることが困難であった。また、電圧リプルを低減させるためコンデンサ容量を増大させると電力変換装置の大型化を招く、という問題点があった。
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、許容される電力脈動を出力させて直流コンデンサの電圧振動を低減し、小型で信頼性の高い電力変換装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、単相交流電源の力率改善制御を行い、該単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記単相交流電源のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を、上記直流コンデンサのリプル電圧を抑制するように決定し、該交流電流指令を直流電流指令に重畳して上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令を生成し、該出力電流指令を用いて上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御するものである。
またこの発明に係る電力変換装置は、単相交流電源の力率改善制御を行い、該単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記単相交流電源のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を直流電流指令に重畳して上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令を生成し、該出力電流指令を用いて上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御し、上記交流電流指令は、上記単相交流電源の基本周波数の２×（２ｎ−１）倍の周波数を有する正弦波電流指令である。
またこの発明に係る電力変換装置は、単相交流電源の力率改善制御を行い、該単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記単相交流電源のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を直流電流指令に重畳して上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令を生成し、該出力電流指令を用いて上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御し、上記交流電流指令は、上記単相交流電源の交流電圧に同期する正弦波を全波整流した波形を有するものである。
またこの発明に係る電力変換装置は、単相交流電源の力率改善制御を行い、該単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記単相交流電源のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を直流電流指令に重畳して上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令を生成し、該出力電流指令を用いて上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御し、上記交流電流指令は、上記単相交流電源の基本周波数の２倍の周波数を有する三角波電流指令である。
また、この発明に係る電力変換装置は、単相交流電源の力率改善制御を行い、該単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを一定のｄｕｔｙ比で制御し、上記直流コンデンサの電圧指令を交流電圧成分を含んで生成し、該電圧指令に基づく出力電流指令を用いて上記ＡＣ／ＤＣコンバータを出力制御するものである。
この発明の電力変換装置によれば、許容される電力脈動をＤＣ／ＤＣコンバータから出力させ、直流コンデンサの容量を増大することなく直流コンデンサの電圧振動が低減できる。このため、電力変換装置の信頼性を向上でき、小型化も促進できる。
この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１の参考例による交流電源の電圧電流と直流コンデンサのリプル電圧とを示す波形図である。 この発明の実施の形態１による直流コンデンサの出力電流に含まれる各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態１の比較例による直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態１による直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの力行動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの力行動作の別例を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの回生動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの回生動作の別例を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの出力電流の各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態２の比較例による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の力行動作における直流コンデンサの出力電流の各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の力行動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの出力電流の各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の力行動作における直流コンデンサの出力電流の各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の力行動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの出力電流の各成分を示す波形図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の回生動作における直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。 この発明の実施の形態５によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置１００は、単相交流電源１（以下、単に交流電源１）の交流電力を直流電力に変換して負荷９に出力するための主回路と制御回路１０とを備える。
主回路は、交流電源１の力率改善制御を行い、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ４と、このＡＣ／ＤＣコンバータ４の直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータ６と、ＡＣ／ＤＣコンバータ４とＤＣ／ＤＣコンバータ６との間の直流母線間に接続される直流コンデンサ５とを備える。また、入力側に限流用のリアクトル２、３を備え、出力側に平滑コンデンサ８を備える。
ＡＣ／ＤＣコンバータ４は、この場合、セミブリッジレス回路で構成され、半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａと、ダイオード素子４３ｂ、４４ｂとを備える。半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成され、それぞれダイオード４１ｂ、４２ｂが逆並列接続される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、この場合、非絶縁方式の降圧チョッパ回路で構成され、半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａと、電流制御用のリアクトル７とを備える。半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａはＩＧＢＴで構成され、それぞれダイオード６１ｂ、６２ｂが逆並列接続される。
なお、半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａ、６１ａ、６２ａは、ＩＧＢＴ以外でも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やサイリスタ等の半導体スイッチング素子でもよい。またＭＯＳＦＥＴを用いる場合は、内蔵ダイオードをダイオード４１ｂ、４２ｂ、６１ｂ、６２ｂに用いても良い。
直流コンデンサ５のＰ側端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の直流出力側のＰ端子と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の直流入力側のＰ端子とに接続される。直流コンデンサ５のＮ側端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の直流出力側のＮ端子と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の直流入力側のＮ端子とに接続される。
直流コンデンサ５は、エネルギのバッファ機能を有し、ＡＣ／ＤＣコンバータ４により入力される電力とＤＣ／ＤＣコンバータ６により出力される電力との差分を平滑する。直流コンデンサ５は、アルミ電解コンデンサ、フィルムコンデンサ、セラミックコンデンサ、タンタルコンデンサ、ＥＤＬＣ（電気二重層キャパシタ）などで構成することができる。またリチウムイオンバッテリなどバッテリで構成しても良い。
負荷９は、直流電圧で駆動する電気機器、もしくはバッテリやキャパシタなど電力蓄積要素でも良い。
また、交流電源１の交流電圧ｖａｃ、直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１、平滑コンデンサ８の電圧である負荷電圧ＶＬが、それぞれ電圧センサ（図示省略）により検出されて制御回路１０に入力される。さらに、交流電源１の交流電流ｉａｃ、負荷電流ＩＬが、それぞれ電流センサにより検出されて、制御回路１０に入力される。制御回路１０では、入力される電圧電流情報に基づいてゲート信号１１（半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａ、６１ａ、６２ａへのゲート信号Ｇ４１、Ｇ４２、Ｇ６１、Ｇ６２）を生成して、ＡＣ／ＤＣコンバータ４およびＤＣ／ＤＣコンバータ６を出力制御する。
なお、Ｖａｃは交流電源１の電圧実効値、Ｉａｃは交流電源１の電流実効値、Ｖｄｃは直流コンデンサ５の直流電圧成分、ｉｉｎは直流コンデンサ５の入力電流、ｉｏｕｔは直流コンデンサ５の出力電流をそれぞれ示す。
このように構成される電力変換装置１００の動作について、以下に説明する。
図２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の動作を説明する図である。図中、Ｓｗ４１ａ、Ｓｗ４２ａは、半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａのスイッチング状態を示す。
交流電源１の１周期をＴとする。時刻０〜Ｔ／２において、交流電源１の電圧ｖａｃは正極性であり、制御回路１０は、半導体スイッチング素子４２ａをＯＮ状態とし、半導体スイッチング素子４１ａをＰＷＭ制御して、交流電源１からの入力力率が概１になるように、即ち、電流ｉａｃを高力率に制御する。また、時刻Ｔ／２〜Ｔにおいて、交流電源１の電圧ｖａｃは負極性であり、制御回路１０は、半導体スイッチング素子４１ａをＯＮ状態とし、半導体スイッチング素子４２ａをＰＷＭ制御して、交流電源１からの入力力率が概１になるように、即ち、電流ｉａｃを高力率に制御する。
図３〜図６は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の動作を説明する電流経路図である。
時刻０〜Ｔ／２では、半導体スイッチング素子４２ａはＯＮ状態を継続し、半導体スイッチング素子４１ａがＯＮすると、入力電流はリアクトル２、３を介して短絡され、リアクトル２とリアクトル３は励磁され正極性に電流が増加する（図３）。そして半導体スイッチング素子４１ａがＯＦＦすると、リアクトル２とリアクトル３とに蓄積された励磁エネルギがダイオード４３ｂを介して直流コンデンサ５側へ出力される。この時、リアクトル２、３の電流は減少する（図４）。
時刻Ｔ／２〜Ｔでは、半導体スイッチング素子４１ａはＯＮ状態を継続し、半導体スイッチング素子４２ａがＯＮすると、入力電流はリアクトル２、３を介して短絡され、リアクトル２とリアクトル３とは励磁され負極性に電流が増加する（図５）。そして半導体スイッチング素子４２ａがＯＦＦすると、リアクトル２とリアクトル３とに蓄積された励磁エネルギがダイオード４４ｂを介して直流コンデンサ５側へ出力される。この時、リアクトル２、３の電流は減少する（図６）。
制御回路１０は、上記のように半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａをＯＮ／ＯＦＦ制御して入力される交流電流ｉａｃを高力率制御する。なお、半導体スイッチング素子４１ａと半導体スイッチング素子４２ａとは、理想的には同様のｄｕｔｙ比で駆動される。
ここで、電流ｉａｃが高力率に制御されている場合の半導体スイッチング素子４１ａの理論的なｄｕｔｙ比Ｄ４１を以下の式（１）に示す。このとき、ダイオード４３ｂのｄｕｔｙ比Ｄ４３は、式（１）に基づいて式（２）で表される。但し、交流電源１の電圧ｖａｃを式（３）に定義する。従って、直流コンデンサ５に流入する電流ｉｉｎは式（４）で求められる。
なお、交流電源１から直流コンデンサ５までの間に損失が発生しないものとする。
Ｄ４１＝（Ｖｄｃ−ｖａｃ）／Ｖｄｃ ・・・（１）
Ｄ４３＝ｖａｃ／Ｖｄｃ ・・・（２）
ｖａｃ＝（√２）Ｖａｃ・ｓｉｎωｔ ・・・（３）
ｉｉｎ＝（ｖａｃ／Ｖｄｃ）ｉａｃ
＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）ｓｉｎ２ωｔ ・・・（４）
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の動作を説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６には降圧チョッパ回路が用いられる。制御回路１０は、半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａをＯＮ／ＯＦＦ制御して、直流コンデンサ５から直流電力を出力させ、負荷９への電流ＩＬ、電圧ＶＬを所望の値に制御する。
図７、図８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の動作を説明する電流経路図である。
半導体スイッチング素子６１ａがＯＮする期間で半導体スイッチング素子６２ａがＯＦＦし、直流コンデンサ５から半導体スイッチング素子６１ａ、リアクトル７、負荷９へと電流が流れる（図７）。また半導体スイッチング素子６２ａがＯＮする期間では半導体スイッチング素子６１ａがＯＦＦする。図７の状態から半導体スイッチング素子６２ａがＯＮして半導体スイッチング素子６１ａがＯＦＦすると、リアクトル７の電流連続性から半導体スイッチング素子６２ａ、リアクトル７、負荷９へと電流が還流する。（図８）。
このように動作するＤＣ／ＤＣコンバータ６では、制御回路１０は、半導体スイッチング素子６１ａと半導体スイッチング素子６２ａとのｄｕｔｙ比を調整することで、負荷９に供給する電力、この場合、負荷電流ＩＬを調整する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、直流電圧ＶＬの負荷９に電流ＩＬを供給することで負荷９に直流電力を供給する。
直流コンデンサ５から出力される電流ｉｏｕｔは、半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａのスイッチング周期に対しては不連続であるが、交流電源１の周期Ｔに対しては平均的に連続した電流とみなすことができる。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔを仮に直流電流Ｉｄｃと仮定する。その場合、直流コンデンサ５の電圧関係式は以下の式（５）で表すことができる。但し、直流コンデンサ５の静電容量をＣｄｃ、直流コンデンサ５の交流電圧成分（リプル電圧）をｖｃ２とする。入力される交流電流ｉａｃは高力率制御されていることを前提として、式（６）で示される。式（５）を直流コンデンサ５の交流電圧成分ｖｃ２について解くと、式（７）が導出される。
Ｃｄｃ（ｄｖｃ２／ｄｔ）
＝ｉｉｎ−ｉｏｕｔ
＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）ｓｉｎ２ωｔ−Ｉｄｃ ・・・（５）
ｉａｃ＝（√２）Ｉａｃ・ｓｉｎωｔ ・・・（６）
ｖｃ２＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ）ｓｉｎ（２ωｔ） ・・・（７）
式（７）は、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔが仮に直流電流であれば、交流電源１に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータ４が行う高力率制御によって、交流電源１の２倍の周波数のリプル電圧ｖｃ２が直流コンデンサ５に必然的に発生することを示す。このようなリプル電圧ｖｃ２と、交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃとの波形図を、この実施の形態の参考例として図９に示す。図９に示すように、リプル電圧ｖｃ２は、交流電源１の２倍の周波数で大きく変動する。
この実施の形態では、制御回路１０は、直流コンデンサ５に発生するリプル電圧ｖｃ２の抑制を図るために、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに意図的に交流電流成分（リプル電流）ｉｒｐを重畳する。具体的には、負荷９に出力する電流ＩＬに交流電流成分（リプル電流）が発生するようにＤＣ／ＤＣコンバータ６を制御することで、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔにリプル電流ｉｒｐを発生させる。
図１０は、交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流であり、重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数の正弦波電流とする。そして、リプル電流ｉｒｐは、交流電源１のゼロクロス位相では最小値、ピーク位相では最大値となるように初期位相が設定される。
図１０に示す交流電源１の電圧ｖａｃを上記式（３）、力率１に制御された交流電流ｉａｃを上記式（６）に示すように定義すると、直流コンデンサ５のリプル電流ｉｒｐは以下の式（８）で、出力電流ｉｏｕｔは以下の式（９）で表される。但し、リプル電流ｉｒｐの実効値をＩｒｐとする。
ｉｒｐ＝−（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ） ・・・（８）
ｉｏｕｔ＝Ｉｄｃ−（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ） ・・・（９）
図１１は、直流コンデンサ５が仮に直流電流のみ出力する場合を比較例として、直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図である。この場合、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔａは直流電流Ｉｄｃとなる。
図１１に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロであるため、直流コンデンサ５が補償する充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔａ）は、ほぼ（−Ｉｄｃ）となり、出力される直流電流Ｉｄｃを直流コンデンサ５がほぼ負担している。逆に、ピーク位相では、入力電流ｉｉｎが最大値であるため、直流コンデンサ５が補償する充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔａ）は充電が余剰となり、余剰電流が直流コンデンサ５へ流入して直流コンデンサ５を充電する。
この実施の形態では、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、上述したようにリプル電流ｉｒｐが重畳された電流であり、直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図１２に示す。
図１２に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最小値となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎが最大値になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最大値となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
直流コンデンサ５は、上記式（９）に示す出力電流ｉｏｕｔを出力するため、直流コンデンサ５の電圧関係式は以下の式（１０）で表すことができる。式（１０）を直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２について解くと、式（１１）が導出される。
Ｃｄｃ（ｄｖｃ２／ｄｔ）
＝ｉｉｎ−ｉｏｕｔ
＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）ｓｉｎ２ωｔ
−（Ｉｄｃ−（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ）） ・・・（１０）
ｖｃ２＝（（Ｖａｃ・Ｉａｃ−Ｖｄｃ・（√２）Ｉｒｐ）／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ）・ｓｉｎ（２ωｔ） ・・・（１１）
上記式（１１）に示すように、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに重畳されたリプル電流ｉｒｐのピーク値（√２）Ｉｒｐが増大すると、直流コンデンサ５に発生するリプル電圧ｖｃ２が減少する。
直流コンデンサ５の交流電圧成分であるリプル電圧ｖｃ２の振幅ΔＶｄｃを、上記式（１１）に基づいて以下の式（１２）で定義する。
ΔＶｄｃ＝（（Ｖａｃ・Ｉａｃ−Ｖｄｃ・（√２）Ｉｒｐ）／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ） ・・・（１２）
また、直流コンデンサ５へ流入する入力電流ｉｉｎは、以下の式（１３）で表すことができる。直流コンデンサ５から流出する出力電流ｉｏｕｔは、上記式（９）となるため、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、以下の式（１４）で示される。
また、式（１３）、式（１４）は、負荷電圧ＶＬ、負荷電流ＩＬを用いて式（１３ａ）、式（１４ａ）で表すことができる。但し、負荷電流ＩＬの指令値をＩＬ＊とし、負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流の実効値をＩＬｒｐとする。
ｉｉｎ＝（Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）・（１＋ｃｏｓ（２ωｔ−π））
・・・（１３）
＝（ＶＬ・ＩＬ／Ｖｄｃ）・（１＋ｃｏｓ（２ωｔ−π））
・・・（１３ａ）
ｉｉｎ−ｉｏｕｔ＝（Ｉｄｃ−（√２）Ｉｒｐ）・ｃｏｓ（２ωｔ−π）
・・・（１４）
＝（ＶＬ／Ｖｄｃ）・（ＩＬ＊−（√２）ＩＬｒｐ）・ｃｏｓ（２ωｔ−π）
・・・（１４ａ）
上記式（１４ａ）に示すように、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数成分となることが分かる。また充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、出力電流ｉｏｕｔに重畳されたリプル電流ｉｒｐのピーク値（√２）Ｉｒｐ、あるいは負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流ピーク値（√２）ＩＬｒｐが増大すると減少する。
直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）の振幅ΔＩｒｐを、上記式（１４ａ）に基づいて以下の式（１５）で定義する。
ΔＩｒｐ＝（ＶＬ／Ｖｄｃ）・（ＩＬ＊−（√２）ＩＬｒｐ） ・・・（１５）
ところで、直流コンデンサ５には、ＡＣ／ＤＣコンバータ４およびＤＣ／ＤＣコンバータ６のキャリア周波数の電流成分が流入、流出する。直流コンデンサ５の充放電電流は、上記式（１４ａ）で示すものだけでなく、実際にはキャリア周波数成分等、他の周波数成分との合計和で定義される。特に、キャリア周波数は支配的であり、交流電源１の電源周波数に比べて大幅に大きく、直流コンデンサ５に流入、流出するキャリア周波数の電流成分は、交流電源１の２倍の周波数成分に依存せずに一定である。即ち、直流コンデンサ５の充放電電流で、式（１４ａ）で示す電流成分については変動するが、キャリア周波数の電流成分は一定である。このため、この実施の形態では、式（１４ａ）で示す電流成分について抑制し、リプル電流はキャリア周波数の電流成分に収束する。
上述したように、直流コンデンサ５が上記式（８）で示すリプル電流ｉｒｐを出力することで、直流コンデンサ５に発生するリプル電圧ｖｃ２を上記式（１１）に基づいて抑制でき、直流コンデンサ５が補償する充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を上記式（１４ａ）に基づいて抑制することができる。直流コンデンサ５が出力するリプル電流ｉｒｐは、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数の正弦波状で、ゼロクロス位相では最小値、ピーク位相では最大値となるように初期位相を設定したものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が直流コンデンサ５から出力させる。
次に、制御回路１０による、ＡＣ／ＤＣコンバータ４およびＤＣ／ＤＣコンバータ６の制御について説明する。
図１３は、制御回路１０におけるＡＣ／ＤＣコンバータ４のゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。制御回路１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の制御において、交流電源１から入力される電流ｉａｃを交流電源１の電圧ｖａｃに対して力率１に制御する。さらに直流コンデンサ５の電圧制御を選択的に行う。
制御回路１０が直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１を一定に制御する定電圧制御を実施する場合、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と検出された電圧ｖｃ１との偏差２１をＰＩ制御して電流指令振幅２２を演算する。そして電流指令振幅２２に交流電源１の電圧ｖａｃと同位相の正弦波信号ｓｉｎωｔを乗算して電流指令２３を演算する。
一方、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の制御において、制御回路１０が直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１の定電圧制御を行わず、電流ｉａｃの高力率制御のみ実施する場合は、電流指令ｉａｃ＊を用意する。
切替器２５では、直流コンデンサ５の定電圧制御の実施有無に応じて、電流指令２３あるいは電流指令ｉａｃ＊のいずれか一方の電流指令２６を選択する。次いで、電流指令２６と検出された電流ｉａｃとの偏差２７をＰＩ制御して電圧指令値２８を演算し、直流コンデンサ５の直流電圧成分Ｖｄｃで割ることでｄｕｔｙ比２９を演算する。そしてＰＷＭ回路３０では、ｄｕｔｙ比２９に基づき、ＡＣ／ＤＣコンバータ４のＰＷＭ制御のためのゲート信号３１を生成する。ＰＷＭ回路３０では、キャリア周波数は任意に調整でき、またキャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。
図１４は、制御回路１０におけるＡＣ／ＤＣコンバータ４内の各半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａへのゲート信号Ｇ４１、Ｇ４２の生成を示す制御ブロック図である。
ゲート信号３１は、半導体スイッチング素子４１ａ用の選択器３２と、半導体スイッチング素子４２ａ用の選択器３８とに、それぞれ入力される。極性判定器３３は、交流電源１の電圧ｖａｃの極性を判定して、電圧ｖａｃが正の場合に１、負の場合に０となる信号３４を出力する。
選択器３２では、極性判定器３３からの信号３４に基づき、電圧ｖａｃが正の場合にゲート信号３１を選択し、電圧ｖａｃが負の場合に１、即ちＯＮ信号を選択してゲート信号Ｇ４１とする。また、選択器３８では、信号３４を反転器３６にて反転した信号３７に基づき、ゲート信号３１あるいは１を選択する。即ち、電圧ｖａｃが負の場合にゲート信号３１を選択し、電圧ｖａｃが正の場合に１、即ちＯＮ信号を選択してゲート信号Ｇ４２とする。
このように、制御回路１０は、図１３に示す制御に従って電流ｉａｃの高力率制御を行うと共に、必要に応じて直流コンデンサ５の定電圧制御を行うｄｕｔｙ比２９を生成してＡＣ／ＤＣコンバータ４へのゲート信号３１を生成する。そして制御回路１０は、図１４に示す制御に従って、交流電源１の電圧ｖａｃの極性に応じて半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａの一方を選択してゲート信号３１を適用して制御し、他方の素子をオン状態とする。
図１５は、制御回路１０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ６内の各半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａへのゲート信号Ｇ６１、Ｇ６２の生成を示す制御ブロック図である。
負荷９へ出力する負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊は、直流成分のみの直流電流指令であり、図１５では負荷９へ一定の直流電流ＩＬを供給する定電流制御を表している。
図１５に示すように、振幅演算器５０は、指令値ＩＬ＊に基づいてリプル電流ピーク値５０ａを演算する。
上記式（１１）は、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２の低減理論式であり、リプル電流ピーク値５０ａは式（１１）を用いて演算する。式（１１）から得られた上記式（１２）を変形すると、リプル電流ピーク値（√２）Ｉｒｐは、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２の振幅ΔＶｄｃに基づいて演算できる。この（√２）Ｉｒｐの指令値（（√２）Ｉｒｐ）＊は、リプル電圧ｖｃ２の振幅目標値ΔＶｄｃ＊を用いて、以下の式（１６）から演算でき、（（√２）Ｉｒｐ）＊をリプル電流ピーク値５０ａとする。この場合、リプル電流ピーク値５０ａは、理論的には、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに重畳するリプル電流ｉｒｐの目標ピーク値である。
（（√２）Ｉｒｐ）＊
＝（Ｖａｃ・Ｉａｃ−２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ・ΔＶｄｃ＊）／Ｖｄｃ
＝（ＶＬ／Ｖｄｃ）ＩＬ＊−２ωＣｄｃ・ΔＶｄｃ＊ ・・・（１６）
なお、リプル電流ピーク値５０ａは、直流コンデンサ５の充放電電流の低減理論式である上記式（１４ａ）を用いて演算しても良い。その場合、式（１４ａ）に基づく式（１５）を変形すると、負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流のピーク値（√２）ＩＬｒｐは、直流コンデンサ５の充放電電流の振幅ΔＩｒｐに基づいて演算できる。この（√２）ＩＬｒｐの指令値（（√２）ＩＬｒｐ）＊は、直流コンデンサ５の充放電電流の振幅目標値ΔＩｒｐ＊を用いて、以下の式（１７）から演算でき、（（√２）ＩＬｒｐ）＊をリプル電流ピーク値５０ａとする。この場合、リプル電流ピーク値５０ａは、理論的には、負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流の目標ピーク値である。
（（√２）ＩＬｒｐ）＊＝ＩＬ＊−（Ｖｄｃ／ＶＬ）・ΔＩｒｐ＊
・・・（１７）
リプル電流ピーク値５０ａには制限値５１ａを設ける。比較器５１は、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊と負荷９に予め設定された制限値Ｌｉｍとを比較し、より低い値を制限値５１ａとして出力する。指令値ＩＬ＊で制限するのは、負荷９へ供給する電流瞬時値が０Ａを下回り不連続モードになることを防ぐためである。負荷９に設定される制限値Ｌｉｍは、例えば負荷９にバッテリを想定した場合では、交流成分の増加によるバッテリの発熱による寿命劣化から規定される値である。
リプル電流ピーク値５０ａと制限値５１ａとを比較器５２で比較して、比較器５２は、より低い値を交流電流指令の振幅５３として出力する。制御回路１０は、上記式（３）に示す交流電圧ｖａｃの角周波数をωとして以下の式（１８）で示される関数Ｐを、振幅５３に乗算して交流電流指令となるリプル電流指令５４を演算する。
Ｐ＝ｃｏｓ（２ωｔ−π） ・・・（１８）
なお、交流電流指令の振幅５３に乗じる関数Ｐは、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる正弦波を示す関数であれば良い。即ち、角周波数（２（２ｎ−１）ω）を用いて、関数Ｐを以下の式（１９）で表すことができる。なお、ｎは自然数であり、ｎ＝１の時、角周波数は２ωで、関数Ｐは上記式（１８）となる。
即ち、振幅５３に関数Ｐを乗算して生成するリプル電流指令５４は、交流電源１の基本周波数の２×（２ｎ−１）倍の周波数を有する基本正弦波に対し（π／２）位相を遅らせて生成される。
Ｐ＝ｃｏｓ（２（２ｎ−１）ωｔ−π） ・・・（１９）
制御回路１０は、演算されたリプル電流指令５４を、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊に加算することで、リプル電流を含んだ電流指令値５５を、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電流指令として生成する。
次に電流指令値５５を検出された負荷電流ＩＬと比較して、偏差５６をＰＩ制御して電圧指令値５７を演算し、負荷９の直流電圧ＶＬで割ることでｄｕｔｙ比５８を演算する。そしてＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８に基づきキャリア信号を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６内の半導体スイッチング素子６１ａへのゲート信号Ｇ６１を生成する。またゲート信号Ｇ６１は、反転器６０で反転され半導体スイッチング素子６２ａへのゲート信号Ｇ６２が生成される。
なお、ＡＣ／ＤＣコンバータ４内の半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａにはデッドタイムを設ける必要はないが、ＤＣ／ＤＣコンバータ６内の半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａにはデッドタイムを設けても良い。
また、この実施の形態では、半導体スイッチング素子６２ａは、常時ＯＦＦに制御しても良い。その場合、デッドタイムを設定する必要はない。
さらに、半導体スイッチング素子６２ａを省略してダイオード６２ｂのみを用いても良い。
以上のように、この実施の形態では、制御回路１０は、負荷９へ供給する直流電流指令（指令値ＩＬ＊）に、交流電源１の２×（２ｎ−１）倍の周波数でゼロクロス位相では最小値、ピーク位相で最大値となるリプル電流指令５４を重畳した電流指令値５５を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６を電流制御する。リプル電流指令５４の振幅５３は、直流コンデンサ５のリプル電圧あるいはリプル電流（充放電電流）の振幅目標値に基づいて決定される。
これにより、直流コンデンサ５の充放電電力を低減し、上記式（１１）に従って直流コンデンサ５における交流電源１の２倍の周波数成分を有するリプル電圧を低減する。また、上記式（１４ａ）に従い、直流コンデンサ５における交流電源１の２倍の周波数成分を有するリプル電流を低減する。
さらに、リプル電圧の低減により直流コンデンサ５の必要容量を低減することができ、リプル電流の低減により、直流コンデンサ５に必要な定格リプル電流を低減することができる。このため、直流コンデンサ５の小型化、また電力変換装置１００の小型化、低コスト化が図れる。
なお、上記実施の形態１では、セミブリッジレス回路方式のＡＣ／ＤＣコンバータ４を用いたが、これに限るものではない。図１６に示す電力変換装置１００ａでは、一般的なＡＣ／ＤＣコンバータとして、例えば、１石型の力率改善（ＰＦＣ）回路によるＡＣ／ＤＣコンバータ４ａを用いる。ＡＣ／ＤＣコンバータ４ａは、ブリッジダイオード４１ｂ〜４４ｂとリアクトル１２と電流制御用の半導体スイッチング素子４５ａと昇圧ダイオード４６ｂとから構成される。半導体スイッチング素子４５ａはダイオード４５ｂが逆並列接続される。この場合、制御回路１０ａでは、入力される電圧電流情報に基づいてゲート信号１１ａ（半導体スイッチング素子４５ａ、６１ａ、６２ａへのゲート信号Ｇ４５、Ｇ６１、Ｇ６２）を生成して、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ａおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６を出力制御する。その他の構成は上記実施の形態１による電力変換装置１００と同様である。この場合も、上記実施の形態１による電力変換装置１００と同様の制御により同様の効果を得ることができる。
また、図１７は、1石型の力率改善（ＰＦＣ）回路を並列に接続して１８０°位相をシフトするインターリーブ方式によるＡＣ／ＤＣコンバータ４ｂを用いた電力変換装置１００ｂを示す構成図である。図に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｂは、ブリッジダイオード４１ｂ〜４４ｂと、２つの１石型ＰＦＣ回路から構成される。第１の１石型ＰＦＣ回路は、リアクトル１３と電流制御用の半導体スイッチング素子４５ａと昇圧ダイオード４７ｂとから構成される。第２の１石型ＰＦＣ回路は、リアクトル１４と電流制御用の半導体スイッチング素子４６ａと昇圧ダイオード４８ｂとから構成される。半導体スイッチング素子４５ａ、４６ａは、それぞれダイオード４５ｂ、４６ｂが逆並列接続される。この場合、制御回路１０ｂでは、入力される電圧電流情報に基づいてゲート信号１１ｂ（半導体スイッチング素子４５ａ、４６ａ、６１ａ、６２ａへのゲート信号Ｇ４５、Ｇ４６、Ｇ６１、Ｇ６２）を生成して、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｂおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６を出力制御する。その他の構成は上記実施の形態１による電力変換装置１００と同様である。この場合も、上記実施の形態１による電力変換装置１００と同様の制御により同様の効果を得ることができる。
また、上記実施の形態では、リプル電流指令５４の振幅５３は、直流コンデンサ５のリプル電圧あるいはリプル電流（充放電電流）の振幅目標値に基づいて決定したが、直流コンデンサ５の静電容量目標値に基づいて決定することもできる。上記式（１２）を変形すると、リプル電流ピーク値（√２）Ｉｒｐは、直流コンデンサ５の静電容量Ｃｄｃに基づいて演算できる。即ち、リプル電流ピーク値の指令値（（√２）Ｉｒｐ）＊は、静電容量目標値を用いて演算でき、この演算値を図１５に示す制御ブロック図におけるリプル電流ピーク値５０ａに用いる。この場合も、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減でき、同様の効果が得られる。
また、上記式（１２）、式（１５）を参照すると、リプル電流ピーク値（√２）Ｉｒｐ、（√２）ＩＬｒｐが一意に決定されるときは、直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃが変化すると、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流（充放電電流）が変化する。このため、リプル電流指令５４の振幅５３が一意に決定されるときは、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流が低減するように、直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃを調整する。これにより、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流が低減できる。
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２による電力変換装置について説明する。図１８はこの発明の実施の形態２による電力変換装置の概略構成図である。
図１８に示すように、電力変換装置１０１は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換してバッテリ負荷である負荷９ａに出力するための主回路と制御回路１０ｃとを備える。
主回路は、交流電源１の力率改善制御を行い、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃと、このＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータ６ａと、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃとＤＣ／ＤＣコンバータ６ａとの間の直流母線間に接続される直流コンデンサ５とを備える。
この実施の形態２では、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａが絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにて構成され、負荷９ａがバッテリで構成される。そして、バッテリ電圧である負荷電圧ＶＬの変化に応じて、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃとＤＣ／ＤＣコンバータ６ａのリンク部である直流コンデンサ５の電圧Ｖｄｃを可変にする、あるいは、負荷９ａから交流電源１へ電力を回生させることができる。
この場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃは回生機能を備え、電力変換装置１０１は、交流電源１と負荷９との間で双方向の電力伝送を可能にする。制御回路１０ｃは、力行動作を行う力行モードと、回生動作を行う回生モードとの２種の動作モードを備えてＤＣ／ＤＣコンバータ６ａとＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃとを制御する。
図１８に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃはフルブリッジ回路で構成され、交流側に限流用のリアクトル２、３を備える。ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃは、半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａを備え、半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａはそれぞれダイオード４１ｂ〜４４ｂが逆並列接続されたＩＧＢＴで構成される。
ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃに回生機能を持たせない場合は、上記実施の形態１と同様に、セミブリッジ回路方式、１石型のＰＦＣ回路、またはインターリーブ方式で構成しても良い。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａは双方向動作を行うために、第１フルブリッジ回路６ｂと、第２フルブリッジ回路６ｃと、第１フルブリッジ回路６ｂと第２フルブリッジ回路６ｃとの間に接続されるトランス１６とを備える。第１フルブリッジ回路６ｂは、半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａを備え、半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａはそれぞれダイオード６１ｂ〜６４ｂが逆並列接続されたＩＧＢＴで構成される。第２フルブリッジ回路６ｃは、半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａを備え、半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａはそれぞれダイオード６５ｂ〜６８ｂが逆並列接続されたＩＧＢＴで構成される。
なお、半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａ、６１ａ〜６４ａ、６５ａ〜６８ａは、ＩＧＢＴ以外でも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴやサイリスタ等の半導体スイッチング素子でもよい。またＭＯＳＦＥＴを用いる場合は、内蔵ダイオードをダイオード４１ｂ〜４４ｂ、６１ｂ〜６４ｂ、６５ｂ〜６８ｂに用いても良い。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの後段には平滑コンデンサ１７と平滑リアクトル１８と平滑コンデンサ１９とが接続され、負荷９ａへ通流する負荷電流ＩＬを平滑する。
直流コンデンサ５のＰ側端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの直流出力側のＰ端子と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの第１フルブリッジ回路６ｂの直流入力側のＰ端子とに接続される。直流コンデンサ５のＮ側端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの直流出力側のＮ端子と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの第１フルブリッジ回路６ｂの直流入力側のＮ端子とに接続される。
直流コンデンサ５は、エネルギのバッファ機能を有し、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃにより入力される電力と第１フルブリッジ回路６ｂにより出力される電力との差分を平滑する。直流コンデンサ５は、アルミ電解コンデンサ、フィルムコンデンサ、セラミックコンデンサ、タンタルコンデンサ、ＥＤＬＣ（電気二重層キャパシタ）などで構成することができる。またリチウムイオンバッテリなどバッテリで構成しても良い。
また、交流電源１の交流電圧ｖａｃ、直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１、平滑コンデンサ８の電圧である負荷電圧ＶＬが、それぞれ電圧センサ（図示省略）により検出されて制御回路１０ｃに入力される。さらに、交流電源１の交流電流ｉａｃ、負荷電流ＩＬが、それぞれ電流センサにより検出されて、制御回路１０ｃに入力される。制御回路１０ｃでは、入力される電圧電流情報に基づいてゲート信号１１ｃ（半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａ、６１ａ〜６４ａ、６５ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ４１〜Ｇ４４、Ｇ６１〜Ｇ６４、Ｇ６５〜Ｇ６８）を生成して、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６ａを出力制御する。
このように構成される電力変換装置１０１の動作について、以下に説明する。
図１９は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの動作を説明する図である。図中、Ｓｗ４１ａ〜Ｓｗ４４ａは、それぞれ半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａのスイッチング状態を示す。
交流電源１の１周期をＴとする。時刻０〜Ｔ／２において、交流電源１の電圧ｖａｃは正極性である。制御回路１０ｃは、半導体スイッチング素子４４ａをＯＮ状態とし、半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａをＰＷＭ制御して、リアクトル２、３の励磁および励磁リセットを制御する。半導体スイッチング素子４１ａと半導体スイッチング素子４２ａとはＯＮ／ＯＦＦが反転関係にあり、半導体スイッチング素子４１ａがＯＮする時、半導体スイッチング素子４２ａはＯＦＦとなり、半導体スイッチング素子４２ａがＯＮする時、半導体スイッチング素子４１ａはＯＦＦする。
時刻Ｔ／２〜Ｔにおいて、交流電源１の電圧ｖａｃは負極性である。制御回路１０ｃは、半導体スイッチング素子４２ａをＯＮ状態とし、半導体スイッチング素子４３ａ、４４ａをＰＷＭ制御して、リアクトル２、３の励磁および励磁リセットを制御する。半導体スイッチング素子４３ａと半導体スイッチング素子４４ａとはＯＮ／ＯＦＦが反転関係にあり、半導体スイッチング素子４３ａがＯＮする時、半導体スイッチング素子４４ａはＯＦＦとなり、半導体スイッチング素子４４ａがＯＮする時、半導体スイッチング素子４３ａはＯＦＦする。
なお、半導体スイッチング素子４１ａと半導体スイッチング素子４２ａとのゲートタイミング、および半導体スイッチング素子４３ａと半導体スイッチング素子４４ａとのゲートタイミングにはデッドタイムを設けても良い。
図２０〜図２３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの動作を説明する電流経路図である。
時刻０〜Ｔ／２では、半導体スイッチング素子４４ａはＯＮ状態を継続し、半導体スイッチング素子４２ａがＯＮすると、入力電流はリアクトル２、３を介して短絡され、リアクトル２とリアクトル３とは励磁され正極性に電流が増加する（図２０）。そして半導体スイッチング素子４２ａがＯＦＦして半導体スイッチング素子４１ａがＯＮすると、リアクトル２とリアクトル３との励磁がリセットされ、蓄積された励磁エネルギが直流コンデンサ５側へ出力される。この時、リアクトル２、３の電流は減少する（図２１）。
時刻Ｔ／２〜Ｔでは、半導体スイッチング素子４２ａはＯＮ状態を継続し、半導体スイッチング素子４４ａがＯＮすると、入力電流はリアクトル２、３を介して短絡され、リアクトル２とリアクトル３とは励磁され負極性に電流が増加する（図２２）。そして半導体スイッチング素子４４ａがＯＦＦして半導体スイッチング素子４３ａがＯＮすると、リアクトル２とリアクトル３との励磁がリセットされ、蓄積された励磁エネルギが直流コンデンサ５側へ出力される。この時、リアクトル２、３の電流は減少する（図２３）。
制御回路１０ｃは、上記のように半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａをＯＮ／ＯＦＦ制御して交流電流ｉａｃを高力率制御する。交流電源１から直流コンデンサ５へ電力伝送を行う力行動作では、交流電源１の電圧ｖａｃに対して力率が１になるように図２０〜図２３に示す各動作モードの時間を調整して交流電流ｉａｃを制御する。直流コンデンサ５から交流電源１へ電力伝送する回生動作では、交流電源１の電圧Ｖａｃに対して力率が−１になるように図２０〜図２３に示す各動作モードの時間を調整して交流電流ｉａｃを制御する。
次に、第１フルブリッジ回路６ｂ、第２フルブリッジ回路６ｃおよびトランス１６で構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの動作を説明する。図２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの力行動作を説明する波形図である。
直流コンデンサ５から負荷９ａへ電力伝送する力行動作では、制御回路１０ｃは、第１フルブリッジ回路６ｂをＰＷＭ制御して、トランス１６への電力伝送時間Ｔｏｎを調整して伝送電力を調整する。半導体スイッチング素子６１ａ、６４ａが同時ＯＮする時間、または半導体スイッチング素子６２ａ、６３ａが同時ＯＮする時間が電力伝送時間Ｔｏｎとなる。第２フルブリッジ回路６ｃでは、力行動作では全ＯＦＦとしてダイオード整流モードで整流する。
なお図２５に示すように、第２フルブリッジ回路６ｃでは、制御回路１０ｃは、半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａをＯＮ／ＯＦＦ制御して同期整流モードで整流しても良い。この場合、半導体スイッチング素子６５ａは半導体スイッチング素子６１ａに、半導体スイッチング素子６６ａは半導体スイッチング素子６２ａに、半導体スイッチング素子６７ａは半導体スイッチング素子６３ａに、半導体スイッチング素子６８ａは半導体スイッチング素子６４ａに同期させてＯＮ／ＯＦＦ制御される。
図２６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの回生動作を説明する波形図である。
負荷９ａから直流コンデンサ５へ電力伝送する回生動作では、制御回路１０ｃは、第２フルブリッジ回路６ｃをＰＷＭ制御して、トランス１６への電力伝送時間Ｔｏｎを調整して伝送電力を調整する。半導体スイッチング素子６５ａ、６８ａが同時ＯＮする時間、または半導体スイッチング素子６６ａ、６７ａが同時ＯＮする時間が電力伝送時間Ｔｏｎとなる。第１フルブリッジ回路６ｂでは、回生動作では全ＯＦＦとしてダイオード整流モードで整流する。
なお図２７に示すように、第１フルブリッジ回路６ｂでは、制御回路１０ｃは、半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａをＯＮ／ＯＦＦ制御して同期整流モードで整流しても良い。この場合、半導体スイッチング素子６１ａは半導体スイッチング素子６５ａに、半導体スイッチング素子６２ａは半導体スイッチング素子６６ａに、半導体スイッチング素子６３ａは半導体スイッチング素子６７ａに、半導体スイッチング素子６４ａは半導体スイッチング素子６８ａに同期させてＯＮ／ＯＦＦ制御される。
力行動作時の直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃと負荷電圧ＶＬとの関係式は、以下の式（２０）で、回生動作時では以下の式（２１）で示される。Ｔｏｎは図２４〜図２７に示す電力伝送時間を表しており、ＴＡは図２４〜図２７に示すスイッチング周期を表している。Ｎ１／Ｎ２はトランス１６の巻数比を表しており、Ｎ１が第１フルブリッジ回路６ｂ側の巻数、Ｎ２が第２フルブリッジ回路６ｃ側の巻数である。
ＶＬ＝Ｖｄｃ・（Ｔｏｎ／（ＴＡ／２））・（Ｎ２／Ｎ１） ・・・（２０）
Ｖｄｃ＝ＶＬ・（Ｔｏｎ／（ＴＡ／２））・（Ｎ１／Ｎ２） ・・・（２１）
力行動作時には、負荷電圧ＶＬを出力するために必要な直流電圧Ｖｄｃの下限値Ｖｄｃｍｉｎの条件式は以下の式（２２）となる。但し、負荷電圧ＶＬの最大値をＶＬｍａｘ、電力伝送時間Ｔｏｎの最大値をＴｏｎｍａｘとする。
Ｖｄｃｍｉｎ＝ＶＬｍａｘ・（（ＴＡ／２）／Ｔｏｎｍａｘ）・（Ｎ１／Ｎ２） ・・・（２２）
直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃの上限値は、電力変換装置１０１を構成する回路部品の耐圧から決定され、この上限値と、上記式（２２）で決定される下限値Ｖｄｃｍｉｎとの間で、直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃは設定される。
そして、上記実施の形態１と同様に、制御回路１０ｃは、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊である直流電流指令に交流電流指令となるリプル電流指令を加算することで、リプル電流を含んだ電流指令値を生成してＤＣ／ＤＣコンバータ６ａを制御する。
力行動作では実施の形態１と同様に、リプル電流指令は、交流電源１の２×（２ｎ−１）倍の周波数でゼロクロス位相では最小値、ピーク位相で最大値となる初期位相とする正弦波である。また、リプル電流指令の振幅は、直流コンデンサ５のリプル電圧あるいはリプル電流（充放電電流）の振幅目標値に基づいて、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊以下で決定される。
これにより、上記実施の形態１と同様に、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔにリプル電流ｉｒｐを発生させ、直流コンデンサ５の充放電電力を低減して、直流コンデンサ５における交流電源１の２倍の周波数成分を有するリプル電圧、リプル電流を低減する（図１０〜図１２参照）。
回生動作で加算されるリプル電流指令は、交流電源１の２×（２ｎ−１）倍の周波数でゼロクロス位相では最大値、ピーク位相で最小値となる初期位相とする正弦波である。また、リプル電流指令の振幅は、力行動作の場合と同様である。
この場合、振幅に乗じる関数Ｐは、以下の式（２３）で表すことができる。
Ｐ＝−ｃｏｓ（２（２ｎ−１）ωｔ−π） ・・・（２３）
即ち、振幅に関数Ｐを乗算して生成するリプル電流指令は、力行動作時のリプル電流指令の振幅および初期位相を保持して極性を反転させたものとなる。
なお、回生動作での直流電流指令（指令値ＩＬ＊）は、力行動作時の直流電流指令の極性を反転したものである。
回生動作においても負荷９ａに出力する電流ＩＬに交流電流成分（リプル電流）が発生するようにＤＣ／ＤＣコンバータ６ａを制御することで、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔにリプル電流ｉｒｐを発生させる。
図２８は、回生動作における交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流であり、重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数の正弦波電流とする。そして、リプル電流ｉｒｐは、交流電源１のゼロクロス位相では最大値、ピーク位相では最小値となるように初期位相が設定される。
図２８に示す交流電源１の電圧ｖａｃを上記式（３）、力率が−１に制御された交流電流ｉａｃを以下の式（２４）に示すように定義すると、直流コンデンサ５のリプル電流ｉｒｐは以下の式（２５）で、出力電流ｉｏｕｔは以下の式（２６）で表される。但し、リプル電流ｉｒｐの実効値をＩｒｐとする。式（２６）に示す回生動作時の出力電流ｉｏｕｔは、上記式（９）で示す力行動作時の出力電流ｉｏｕｔを極性反転させたものとなる。
ｉａｃ＝−（√２）Ｉａｃ・ｓｉｎωｔ ・・・（２４）
ｉｒｐ＝（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ） ・・・（２５）
ｉｏｕｔ＝−Ｉｄｃ＋（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ） ・・・（２６）
図２９は、直流コンデンサ５が仮に直流電流のみ出力する場合を比較例として、回生動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図である。この場合、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔａは直流電流Ｉｄｃとなる。
図２９に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロであるため、直流コンデンサ５が補償する充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔａ）は、ほぼ（−Ｉｄｃ）となり、直流コンデンサ５が補償する充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔａ）は充電が余剰となり、余剰電流が直流コンデンサ５へ流入して充電する。逆に、ピーク位相では、負極性の入力電流ｉｉｎの絶対値が最大であるため、直流コンデンサ５が充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔａ）を負担して補償している。
この実施の形態では、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、上述したようにリプル電流ｉｒｐが重畳された電流であり、回生動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図３０に示す。
図３０に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最小となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎの絶対値が最大になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最大となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
力行動作では、上記実施の形態１と同様に、上記式（１１）に従い、直流コンデンサ５における交流電源１の２倍の周波数成分を有するリプル電圧ｖｃ２が低減される。
回生動作では、電流極性が反転するため、リプル電圧ｖｃ２は以下の式（２７）で表される。なお、式（２７）は回生動作時における直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２の低減理論式となる。
ｖｃ２＝（（−Ｖａｃ・Ｉａｃ＋Ｖｄｃ・（√２）Ｉｒｐ）／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ）・ｓｉｎ（２ωｔ） ・・・（２７）
上記式（２７）に示すように、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに重畳されたリプル電流ｉｒｐのピーク値（√２）Ｉｒｐが増大すると、直流コンデンサ５に発生するリプル電圧ｖｃ２が減少する。また、リプル電圧ｖｃ２の振幅ΔＶｄｃを、上記式（２７）に基づいて以下の式（２８）で定義する。
ΔＶｄｃ＝（（−Ｖａｃ・Ｉａｃ＋Ｖｄｃ・（√２）Ｉｒｐ）／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ） ・・・（２８）
また、力行動作では上記実施の形態１と同様に、上記式（１４ａ）に従い、直流コンデンサ５における交流電源１の２倍の周波数成分を有するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）が低減される。
回生動作では、電流極性が反転するため、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、以下の式（２９）で表される。なお、式（２９）は回生動作時における直流コンデンサ５のリプル電流（充放電電流）の低減理論式となる。
ｉｉｎ−ｉｏｕｔ＝（−Ｉｄｃ＋（√２）Ｉｒｐ）・ｃｏｓ（２ωｔ−π）
＝（ＶＬ／Ｖｄｃ）・（−ＩＬ＊＋（√２）ＩＬｒｐ）・ｃｏｓ（２ωｔ−π） ・・・（２９）
上記式（２９）に示すように、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数成分となることが分かる。また充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）は、出力電流ｉｏｕｔに重畳されたリプル電流ｉｒｐのピーク値（√２）Ｉｒｐ、あるいは負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流ピーク値（√２）ＩＬｒｐが増大すると減少する。
上記式（２９）から、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）の振幅ΔＩｒｐを、力行動作の場合と同様に上記式（１５）で定義すると、式（２９）は、振幅ΔＩｒｐを用いて以下の式（３０）で表せる。
ｉｉｎ−ｉｏｕｔ＝ ΔＩｒｐ・（−ｃｏｓ（２ωｔ−π）） ・・・（３０）
上記実施の形態１と同様に、直流コンデンサ５には、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６ａのキャリア周波数の電流成分が流入、流出するものであり、直流コンデンサ５の充放電電流は、実際にはキャリア周波数成分等、他の周波数成分との合計和で定義される。特に、キャリア周波数は支配的であり、交流電源１の電源周波数に比べて大幅に大きく、直流コンデンサ５に流入、流出するキャリア周波数の電流成分は、交流電源１の２倍の周波数成分に依存せずに一定である。このため、この実施の形態では、式（３０）で示す電流成分について抑制し、リプル電流はキャリア周波数の電流成分に収束する。
このように力行動作と回生動作を行う電力変換装置１０１において、制御回路１０ｃによる、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの制御について説明する。
制御回路１０ｃは、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃの制御において、交流電源１の入力電流ｉａｃの力率を１またはー１の高力率に制御して直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃを一定に制御する。また、制御回路１０ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの制御において、負荷９ａへの伝送電流または負荷９ａからの伝送電流を一定に制御して、さらに直流コンデンサ５のリプル電圧およびリプル電流を抑制する。
図３１は、制御回路１０ｃにおけるＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。
直流コンデンサ５の直流電圧指令値Ｖｄｃ＊は、制限器７０にて下限値ｍｉｎで制限される。下限値ｍｉｎには負荷電圧ＶＬが用いられる。制限器７０で生成した直流コンデンサ５の電圧指令値７０ａと検出された電圧ｖｃ１との偏差７１をＰＩ制御して電流指令振幅７２を演算する。選択器７３には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、力行モードではｓｉｎωｔを、回生モードでは−ｓｉｎωｔを選択して正弦波信号７３ａとして出力する。そして電流指令振幅７２に正弦波信号７３ａを乗算して電流指令ｉａｃ＊を演算する。
次いで、上記実施の形態１と同様に、電流指令ｉａｃ＊と検出された電流ｉａｃとの偏差２７をＰＩ制御して電圧指令値２８を演算し、直流コンデンサ５の直流電圧成分Ｖｄｃで割ることでｄｕｔｙ比２９を演算する。そしてＰＷＭ回路３０では、ｄｕｔｙ比２９に基づき、ＡＣ／ＤＣコンバータ４のＰＷＭ制御のためのゲート信号３１を生成する。ＰＷＭ回路３０では、キャリア周波数は任意に調整でき、またキャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。
図３２は、制御回路１０ｃにおけるＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃ内の各半導体スイッチング素子４１ａ〜４４ａへのゲート信号Ｇ４１〜Ｇ４４の生成を示す制御ブロック図である。
ゲート信号３１は、半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａ用の選択器３２と、半導体スイッチング素子４３ａ、４４ａ用の選択器３８とに、それぞれ入力される。極性判定器３３は、交流電源１の電圧ｖａｃの極性を判定して、電圧ｖａｃが正の場合に１、負の場合に０となる信号３４を出力する。
選択器３２では、極性判定器３３からの信号３４に基づき、電圧ｖａｃが正の場合にゲート信号３１を選択し、電圧ｖａｃが負の場合に１、即ちＯＮ信号を選択してゲート信号Ｇ４２とする。また、ゲート信号Ｇ４２を反転させてゲート信号Ｇ４１とする。
選択器３８では、信号３４を反転器３６にて反転した信号３７に基づき、ゲート信号３１あるいは１を選択する。即ち、電圧ｖａｃが正の場合にゲート信号３１を選択し、電圧ｖａｃが負の場合に１、即ちＯＮ信号を選択してゲート信号Ｇ４４とする。また、ゲート信号Ｇ４４を反転させてゲート信号Ｇ４３とする。
図３３は、制御回路１０ｃにおけるＤＣ／ＤＣコンバータ６ａ内の各半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８の生成を示す制御ブロック図である。
負荷９ａへ出力する負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊は、直流成分のみの直流電流指令であり、力行動作の場合は正の指令値、回生動作の場合は負の指令値となる。上記実施の形態１と同様に、振幅演算器５０は、指令値ＩＬ＊に基づいてリプル電流ピーク値５０ａを演算する。即ち、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２の低減理論式を用いて、リプル電圧ｖｃ２の振幅目標値ΔＶｄｃ＊に基づいて上記式（１６）から演算でき、（（√２）Ｉｒｐ）＊をリプル電流ピーク値５０ａとする。
なお、リプル電流ピーク値５０ａは、直流コンデンサ５の充放電電流の低減理論式である上記式（１４ａ）、式（２９）を用いて演算しても良い。負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流のピーク値（√２）ＩＬｒｐは、直流コンデンサ５の充放電電流の振幅ΔＩｒｐに基づいて演算できる。この（√２）ＩＬｒｐの指令値（（√２）ＩＬｒｐ）＊は、直流コンデンサ５の充放電電流の振幅目標値ΔＩｒｐ＊を用いて、上記式（１７）から演算でき、（（√２）ＩＬｒｐ）＊をリプル電流ピーク値５０ａとする。
リプル電流ピーク値５０ａには制限値５１ａを設ける。比較器５１は、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊と負荷９ａに予め設定された制限値Ｌｉｍとを比較し、より低い値を制限値５１ａとして出力する。指令値ＩＬ＊で制限するのは、負荷９ａへ供給する電流瞬時値が０Ａを下回り不連続モードになることを防ぐためである。負荷９ａに設定される制限値Ｌｉｍは、交流成分の増加によるバッテリ（負荷９ａ）の発熱による寿命劣化から規定される値である。
リプル電流ピーク値５０ａと制限値５１ａとを比較器５２で比較して、比較器５２は、より低い値を交流電流指令の振幅５３として出力する。
選択器７４には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、上記式（３）に示す交流電圧ｖａｃの角周波数をωとして、力行モードでは上記式（１８）で示す関数Ｐを、回生モードでは以下の式（３１）で示す関数Ｐを選択して正弦波信号７４ａとして出力する。この正弦波信号７４ａを、振幅５３に乗算して交流電流指令となるリプル電流指令５４を演算する。
Ｐ＝−ｃｏｓ（２ωｔ−π） ・・・（３１）
なお、交流電流指令の振幅５３に乗じる正弦波信号７４ａとなる関数Ｐは、力行モードでは、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる正弦波を示す関数であれば良い。また、回生モードでは、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最大値、ピーク位相で最小値となる正弦波を示す関数であれば良い。
即ち、角周波数（２（２ｎ−１）ω）を用いて、力行モードでは上記式（１９）で示す関数Ｐを用い、回生モードでは以下の式（３２）で示す関数Ｐを用いることができる。
Ｐ＝−ｃｏｓ（２（２ｎ−１）ωｔ−π） ・・・（３２）
制御回路１０ｃは、演算されたリプル電流指令５４を、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊に加算することで、リプル電流を含んだ電流指令値５５をＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの出力電流指令として生成する。
次に、電流指令値５５を検出された負荷電流ＩＬと比較して、偏差５６をＰＩ制御して電圧指令値５７を演算し、負荷９ａの直流電圧ＶＬで割ることでｄｕｔｙ比５８を演算する。
そしてＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８に基づきキャリア信号を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの第１フルブリッジ回路６ｂおよび第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８を生成する。
力行モードでは、制御回路１０ｃは、ｄｕｔｙ比５８から半導体スイッチング素子６１ａ、６４ａの対角ＯＮｄｕｔｙもしくは半導体スイッチング素子６２ａ、６３ａの対角ＯＮｄｕｔｙを演算して、第１フルブリッジ回路６ｂの制御を行う。半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａは同一のレグを構成し、Ｇ６１、Ｇ６２は、同じｄｕｔｙ比にて１８０°位相を反転させる。半導体スイッチング素子６３ａ、６４ａは同一のレグを構成し、Ｇ６３、Ｇ６４は、同じｄｕｔｙ比にて１８０°位相を反転させる。この場合、制御回路１０ｃは、第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａを、同期整流モードで第１フルブリッジ回路６ｂの半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａと同様に制御する。
従って、ＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８とキャリア波から半導体スイッチング素子６１ａ、６４ａへのゲート信号Ｇ６１、Ｇ６４を生成する。また、ｄｕｔｙ比５８を１から減算したｄｕｔｙ比５８ａとキャリア波から半導体スイッチング素子６２ａ、６３ａへのゲート信号Ｇ６２、Ｇ６３を生成する。そして、半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａへの各ゲート信号Ｇ６５〜Ｇ６８は、それぞれゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６４と同様となる。
回生モードでは、制御回路１０ｃは、ｄｕｔｙ比５８から半導体スイッチング素子６５ａ、６８ａの対角ＯＮｄｕｔｙもしくは半導体スイッチング素子６６ａ、６７ａの対角ＯＮｄｕｔｙを演算して、第２フルブリッジ回路６ｃの制御を行う。半導体スイッチング素子６５ａ、６６ａは同一のレグを構成し、Ｇ６５、Ｇ６６は、同じｄｕｔｙ比にて１８０°位相を反転させる。半導体スイッチング素子６７ａ、６８ａは同一のレグを構成し、Ｇ６７、Ｇ６８は、同じｄｕｔｙ比にて１８０°位相を反転させる。この場合、制御回路１０ｃは、第１フルブリッジ回路６ｂの半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａを、同期整流モードで第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａと同様に制御する。
従って、ＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８とキャリア波から半導体スイッチング素子６５ａ、６８ａへのゲート信号Ｇ６５、Ｇ６８を生成する。また、ｄｕｔｙ比５８を１から減算したｄｕｔｙ比５８ａとキャリア波から半導体スイッチング素子６６ａ、６７ａへのゲート信号Ｇ６６、Ｇ６７を生成する。そして、半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａへの各ゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６４は、それぞれゲート信号Ｇ６５〜Ｇ６８と同様となる。
なお、同期整流モードを用いない場合は、力行モードでは、第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６５ａ〜６８ａを全ＯＦＦさせ、回生モードでは、第１フルブリッジ回路６ｂの半導体スイッチング素子６１ａ〜６４ａを全ＯＦＦさせる。
また、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃ内の半導体スイッチング素子４１ａ、４２ａおよび半導体スイッチング素子４３ａ、４４ａには、それぞれデッドタイムを設けても良い。さらにＤＣ／ＤＣコンバータ６ａ内の半導体スイッチング素子６１ａ、６２ａと半導体スイッチング素子６３ａ、６４ａと半導体スイッチング素子６５ａ、６６ａと半導体スイッチング素子６７ａ、６８ａとには、それぞれデッドタイムを設けても良い。
以上のように、この実施の形態では、トランス１６を用いた絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ６ａを用い、制御回路１０ｃは、負荷９ａへ供給する直流電流指令（指令値ＩＬ＊）に、交流電源１の２×（２ｎ−１）倍の周波数でゼロクロス位相では最小値、ピーク位相で最大値となるリプル電流指令５４を重畳した電流指令値５５を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの電流制御を行う。これにより、上記実施の形態１と同様に、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減でき、同様の効果が得られる。
また、負荷９ａにバッテリを用いているため、モータ負荷等と異なりリプル電流の許容量が大きく、リプル電流指令５４を重畳した電流指令値５５を用いる制御が信頼性良く実施できると共に、双方向の電力伝送に対応できる。
また、この実施の形態では、電力変換装置１０１を双方向に電力伝送可能に構成し、回生動作において、リプル電流指令５４の振幅、周波数および初期位相を力行動作での状態に保持し、リプル電流指令５４および直流電流指令（指令値ＩＬ＊）の極性を力行動作での状態から反転させる。即ち、リプル電流指令５４は、交流電源１の２×（２ｎ−１）倍の周波数でゼロクロス位相では最大値、ピーク位相で最小値となる正弦波とした。これにより、双方向動作において、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減でき、直流コンデンサ５の小型化、また電力変換装置１０１の小型化、低コスト化が図れる。
また、力行動作と回生動作との切り換えは、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃでは電流指令（ｉａｃ＊）を生成する際に乗じる正弦波信号の極性を反転するのみで行う。またＤＣ／ＤＣコンバータ６ａでは、リプル電流指令５４を生成する際に乗じる正弦波信号の極性を反転するのみ行う。このように、力行動作と回生動作との切り換え制御を容易に実現でき、高速かつ連続的に負荷９ａの充電と放電動作を実現できる。
また、バッテリである負荷９ａの直流電圧ＶＬの変化に対応して直流コンデンサ５の電圧設定幅が変動するため、直流コンデンサ５のリプル電圧を上記式（１１）に従って低減するために必要な直流電圧Ｖｄｃの指令値を、直流コンデンサ５の電圧設定幅に応じて設定することができる。このため、制御の信頼性が向上し、効果的に直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減できる。
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置について説明する。
上記実施の形態１、２では、重畳するリプル電流指令５４を正弦波指令としたが、この実施の形態３では、正弦波を折り返した全波整流波形をリプル電流指令に用いる。
電力変換装置の回路構成は、上記実施の形態１、２のどちらでも実現できるが、力行動作と回生動作との双方向の動作を含んだ上記実施の形態２にて説明する。ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃによる高力率制御は上記実施の形態２と同様である。
図３４は、力行動作における交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。電流ｉａｃは力率１に制御される。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流であり、重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電圧ｖａｃに同期する正弦波の全波整流波形である。但し、リプル電流ｉｒｐは、平均値が０Ａとなるように、以下の式（３３）に基づいたオフセット量（−Ｑ）が加えられ、理論式は以下の式（３４）となる。このリプル電流ｉｒｐは、交流電源１のゼロクロス位相では最小値、ピーク位相では最大値となる。
Figure 2016075996
力行動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図３５に示す。
図３５に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最小値となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎが最大値になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最大値となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
次に、図３６は、回生動作における交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。電流ｉａｃは力率が−１に制御される。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流であり、重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電圧ｖａｃに同期する正弦波の全波整流波形の極性を反転した波形である。但し、リプル電流ｉｒｐは、平均値が０Ａとなるように、以下の式（３５）に基づいたオフセット量（−Ｑ）が加えられ、理論式は以下の式（３６）となる。このリプル電流ｉｒｐは、交流電源１のゼロクロス位相では最大値、ピーク位相では最小値となる。
Figure 2016075996
回生動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図３７に示す。
図３７に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最小となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎの絶対値が最大になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最大となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
なお、この場合も、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６ａのキャリア周波数の電流成分は考慮せず、交流電源１の２倍の周波数成分について着目する。
図３８は、この実施の形態３による制御回路１０ｃにおける、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａ内の各半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８の生成を示す制御ブロック図である。
負荷９ａへ出力する負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊は、直流成分のみの直流電流指令であり、力行動作の場合は正の指令値、回生動作の場合は負の指令値となる。上記実施の形態２と同様に、振幅演算器５０は、指令値ＩＬ＊に基づいてリプル電流ピーク値５０ａを演算する。比較器５２は、リプル電流ピーク値５０ａに基づいて振幅５３を出力する。
選択器７５には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、力行モードでは│ｓｉｎ（ωｔ）│を、回生モードでは−│ｓｉｎ（ωｔ）│を選択して正弦波整流信号７５ａとして出力する。また選択器７６には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、動作モードに応じた係数７６ａを出力し、振幅５３に乗じてオフセット量７８を生成する。
次いで、制御回路１０ｃは、正弦波整流信号７５ａと振幅５３とを乗じて得た電流指令７７にオフセット量７８を加算して、交流電流指令となるリプル電流指令７７ａを演算する。
制御回路１０ｃは、演算されたリプル電流指令７７ａを、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊に加算することで、リプル電流を含んだ電流指令値５５をＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの出力電流指令として生成する。
この後、上記実施の形態２と同様に、電流指令値５５を検出された負荷電流ＩＬと比較して、偏差５６をＰＩ制御して電圧指令値５７を演算し、負荷９ａの直流電圧ＶＬで割ることでｄｕｔｙ比５８を演算する。
そしてＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８に基づきキャリア信号を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの第１フルブリッジ回路６ｂおよび第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８を生成する。
この実施の形態においても、上記実施の形態１、２と同様に、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減でき、直流コンデンサ５の小型化、また電力変換装置１０１の小型化、低コスト化が図れる。
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置について説明する。
上記実施の形態３では、正弦波の全波整流波形をリプル電流指令に用いたが、この実施の形態４では、三角波をリプル電流指令に用いる。
電力変換装置の回路構成は、上記実施の形態１、２のどちらでも実現できるが、力行動作と回生動作との双方向の動作を含んだ上記実施の形態２にて説明する。ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃによる高力率制御は上記実施の形態２と同様である。
図３９は、力行動作における交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。電流ｉａｃは力率１に制御される。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流である。重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電圧ｖａｃの２倍の周波数で、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる三角波である。また、リプル電流ｉｒｐは、平均値が０Ａとなるように、最小値と最大値とがゼロ点を挟んで等しくなるように設定する。
力行動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図４０に示す。
図４０に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最小値となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎが最大値になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最大値となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
次に、図４１は、回生動作における交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。電流ｉａｃは力率が−１に制御される。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分Ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流である。重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電圧ｖａｃの２倍の周波数で、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最大値、ピーク位相で最小値となる三角波である。また、リプル電流ｉｒｐは、平均値が０Ａとなるように、最小値と最大値とがゼロ点を挟んで等しくなるように設定する。
回生動作における直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図を図４２に示す。
図４２に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最小となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎの絶対値が最大になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔの絶対値が最大となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ−ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。
なお、この場合も、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｃおよびＤＣ／ＤＣコンバータ６ａのキャリア周波数の電流成分は考慮せず、交流電源１の２倍の周波数成分について着目する。
図４３は、この実施の形態４による制御回路１０ｃにおけるＤＣ／ＤＣコンバータ６ａ内の各半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８の生成を示す制御ブロック図である。
負荷９ａへ出力する負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊は、直流成分のみの直流電流指令であり、力行動作の場合は正の指令値、回生動作の場合は負の指令値となる。上記実施の形態２と同様に、振幅演算器５０は、指令値ＩＬ＊に基づいてリプル電流ピーク値５０ａを演算する。このリプル電流ピーク値５０ａは、三角波においてピークｔｏピークの値に対応する。比較器５２は、リプル電流ピーク値５０ａに基づいて三角波のピークｔｏピークの値に対応する振幅５３を出力する。
選択器８０には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、動作モードに応じた極性８０ａで、交流電圧ｖａｃの２倍の周波数の三角波７９を選択して、力行モードと回生モードとで極性が反転する三角波信号７９ａを出力する。三角波信号７９ａは、力行モードでは、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となり、回生モードでは逆である。また選択器８１には、力行モードあるいは回生モードの動作モード種別が入力され、動作モードに応じた係数８１ａを出力し、振幅５３に乗じてオフセット量８２を生成する。係数８１ａは、力行モードでは０．５、回生モードでは−０．５である。
次いで、三角波信号７９ａと振幅５３とを乗じて得た電流指令７７にオフセット量８２を減算して、交流電流指令となるリプル電流指令７７ａを演算する。
制御回路１０ｃは、演算されたリプル電流指令７７ａを、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊に加算することで、リプル電流を含んだ電流指令値５５をＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの出力電流指令として生成する。
この後、上記実施の形態２と同様に、電流指令値５５を検出された負荷電流ＩＬと比較して、偏差５６をＰＩ制御して電圧指令値５７を演算し、負荷９ａの直流電圧ＶＬで割ることでｄｕｔｙ比５８を演算する。
そしてＰＷＭ回路５９では、ｄｕｔｙ比５８に基づきキャリア信号を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの第１フルブリッジ回路６ｂおよび第２フルブリッジ回路６ｃの半導体スイッチング素子６１ａ〜６８ａへのゲート信号Ｇ６１〜Ｇ６８を生成する。
この実施の形態においても、上記実施の形態１、２と同様に、直流コンデンサ５のリプル電圧、リプル電流を低減でき、直流コンデンサ５の小型化、また電力変換装置１０１の小型化、低コスト化が図れる。
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５による電力変換装置について説明する。
この実施の形態５では、上記実施の形態１と同様の回路構成にて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のｄｕｔｙ比を一定として、直流コンデンサ５の電圧指令である電圧指令値Ｖｄｃ＊を調整してＡＣ／ＤＣコンバータ４を制御する。
図４４は、交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の電圧指令値Ｖｄｃ＊と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６を制御するｄｕｔｙ比Ｋとを示す波形図である。直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１は、交流電圧ｖａｃに同期する正弦波を全波整流した電圧指令値Ｖｄｃ＊に制御されるものとする。
次に、制御回路１０による、ＡＣ／ＤＣコンバータ４およびＤＣ／ＤＣコンバータ６の制御について説明する。
図４５は、この実施の形態５による制御回路１０におけるＡＣ／ＤＣコンバータ４のゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。制御回路１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の制御において、交流電源１から入力される電流ｉａｃを交流電源１の電圧ｖａｃに対して力率１に制御する。さらに直流コンデンサ５の電圧制御を選択的に行う。
なお、この実施の形態では、直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１が電圧指令値Ｖｄｃ＊に制御される場合を示す。
直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃのピーク値８３が設定され、交流電圧ｖａｃを全波整流した正弦波｜ｓｉｎωｔ｜をピーク値８３に乗算して、直流コンデンサ５の電圧指令値Ｖｄｃ＊とする。
制御回路１０は、電圧指令値Ｖｄｃ＊と検出された電圧ｖｃ１との偏差２１をＰＩ制御して電流指令振幅２２を演算する。そして電流指令振幅２２に交流電源１の電圧ｖａｃと同位相の正弦波信号ｓｉｎωｔを乗算して電流指令２３を演算する。
ＡＣ／ＤＣコンバータ４の制御において、制御回路１０が直流コンデンサ５の電圧制御を行わず、電流ｉａｃの高力率制御のみ実施する場合は、電流指令ｉａｃ＊を用意する。
切替器２５では、直流コンデンサ５の電圧制御の実施有無に応じて、電流指令２３あるいは電流指令ｉａｃ＊のいずれか一方の電流指令２６を選択する。
次いで、上記実施の形態１と同様に、制御回路１０は、電流指令２６と検出された電流ｉａｃとの偏差２７をＰＩ制御して電圧指令値２８を演算し、直流コンデンサ５の直流電圧成分Ｖｄｃで割ることでｄｕｔｙ比２９を演算する。そしてＰＷＭ回路３０では、ｄｕｔｙ比２９に基づき、ＡＣ／ＤＣコンバータ４のＰＷＭ制御のためのゲート信号３１を生成する。
図４６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。
ＰＷＭ回路８４では、固定のｄｕｔｙ比Ｋに基づき、キャリア信号を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６内の半導体スイッチング素子６１ａへのゲート信号Ｇ６１を生成する。またゲート信号Ｇ６１は、反転器で反転され半導体スイッチング素子６２ａへのゲート信号Ｇ６２が生成される。
この実施の形態では、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の出力制御に用いる直流コンデンサ５の電圧指令値Ｖｄｃ＊は交流電圧成分を含み、交流電圧ｖａｃを全波整流した正弦波｜ｓｉｎωｔ｜をピーク値８３に乗算して生成される。この場合、直流コンデンサ５の電圧を制御することで、交流電圧ｖａｃの２倍の周波数のリプル電圧を直流コンデンサ５に任意に発生させる。その際、スイッチング周期内で、交流電圧ｖａｃと直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１との電圧差が格段と小さくなる。このため、スイッチング周期内で直流コンデンサ５が補償する電力量が大幅に低減されて必要なコンデンサ容量を低減することができる。
このため、直流コンデンサ５の小型化、また電力変換装置１００の小型化、低コスト化が図れる。
なお、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
またこの発明に係る電力変換装置は、単相交流電源の力率改善制御を行い、該単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記単相交流電源のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を直流電流指令に重畳して上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令を生成し、該出力電流指令を用いて上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御し、ｎを自然数とすると、上記交流電流指令は、上記単相交流電源の基本周波数の２×（２ｎ−１）倍の周波数を有する正弦波電流指令である。
また、この発明に係る電力変換装置は、単相交流電源の力率改善制御を行い、該単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを一定のｄｕｔｙ比で制御し、上記直流コンデンサの電圧指令を交流電圧成分を含んで生成し、該電圧指令に基づく出力電流指令を用いて上記ＡＣ／ＤＣコンバータを出力制御し、上記電圧指令は、上記単相交流電源の交流電圧に同期する正弦波を全波整流した波形を有するものである。

Claims (15)

  1. 単相交流電源の力率改善制御を行い、該単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路とを備え、
    上記制御回路は、上記単相交流電源のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を直流電流指令に重畳して上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令を生成し、該出力電流指令を用いて上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する、
    電力変換装置。
  2. 上記交流電流指令は、上記単相交流電源の基本周波数の２×（２ｎ−１）倍の周波数を有する正弦波電流指令である、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 上記交流電流指令は、上記単相交流電源の正弦波電圧を周波数変換して得られる基本波に対し（π／２）位相を遅らせて生成される、
    請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 上記交流電流指令は、上記単相交流電源の交流電圧に同期する正弦波を全波整流した波形を有する、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 上記交流電流指令は、上記単相交流電源の基本周波数の２倍の周波数を有する三角波電流指令である、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 上記交流電流指令は、１周期の平均値が０となるように設定される、
    請求項２から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 上記交流電流指令の振幅は、上記直流コンデンサのリプル電圧あるいはリプル電流の振幅目標値に基づいて決定される、
    請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 上記交流電流指令の振幅は、上記直流コンデンサのキャパシタンス目標値に基づいて決定される、
    請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 上記制御回路は、上記交流電流指令の振幅が一意に定まっている場合に、リプル電圧が低減するように、上記直流コンデンサの直流電圧を調整する、
    請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 上記交流電流指令の振幅は、上記直流電流指令の値以下である、
    請求項１から請求項９のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  11. 上記ＡＣ／ＤＣコンバータは、直流電力を交流電力に変換して上記単相交流電源に電力回生する機能を備え、
    上記制御回路は、
    上記単相交流電源から電力移行する力行モードと、上記単相交流電源へ電力回生する回生モードとの２種の動作モードを有し、
    上記交流電流指令を上記直流電流指令に重畳して上記ＤＣ／ＤＣコンバータの上記出力電流指令を生成する際、上記回生モードでは、上記交流電流指令の振幅、周波数および初期位相を上記力行モードでの状態に保持し、上記交流電流指令および上記直流電流指令の極性を上記力行モードでの状態から反転させる、
    請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  12. 単相交流電源の力率改善制御を行い、該単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路とを備え、
    上記制御回路は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを一定のｄｕｔｙ比で制御し、上記直流コンデンサの電圧指令を交流電圧成分を含んで生成し、該電圧指令に基づく出力電流指令を用いて上記ＡＣ／ＤＣコンバータを出力制御する、
    電力変換装置。
  13. 上記電圧指令は、上記単相交流電源の交流電圧に同期する正弦波を全波整流した波形を有する、
    請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 上記直流コンデンサはアルミ電解コンデンサにて構成される、
    請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  15. バッテリ負荷が上記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続される、
    請求項１から請求項１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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