CN111106749B - 一种多路半桥电源及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多路半桥电源及其控制方法，包括至少一个电源、n个电感L₁～L_n、n+1个开关S₁～S_n+1、n+2个端口P₀～P_n+1，所述电源连接在P₀～P_n+1中的任意两个或两个以上的端口上，任意相邻两端口的输出电压大小基于以下方法实现调节：1、假设端口P_k和P_k‑1之间的电压为U_k，开关S_k周期设定为T，开关轮流关断的时间为t_k，定义关断时间占开关周期的比例是关断占空比D_k，D_k＝t_k/T，其中k＝1、2、…、n+1；2、输出电压由开关关断时间控制，在忽略开关切换的死区外，一个开关周期的任何时刻有且仅有一个开关处于关断状态，任意相邻两端口的电压之比为U_i/U_j＝D_i/D_j，其中i、j＝1、2、…、n+1。本发明既满足各路电压精度很高同时器件又相对较少，体积小，成本低。

Description

一种多路半桥电源及其控制方法

技术领域

本发明属于电路控制技术领域，尤其涉及一种多路半桥电源及其控制方法。

背景技术

现今的复杂的电子系统使用到的电源电压的种类很多，较为常见的有24V、15V、12V、5V、3.3V等，一般的电源系统中常常会出现好几个不同电压等级的电源，分别为不同的电路模块供电，因此多路不同电压等级的电源模块应用将非常广泛。

当前常见的多路电压输出电源有多绕组变压器，它以一个主绕组和多个辅助绕组形式存在，一般体积大，成本高，同时很难做到多绕组输出的每路电压准确度很高。在开关电源系统中，当每路电源完全独立工作时可以做到每路电压精度都比较高，但这种电源系统常用做法为每路电源采用一个半桥进行斩波变换，缺点是使用的元件较多，结构繁复、器件占用的空间大，成本相对较高。

发明内容

本发明目的在于提供一种多路半桥电源及其控制方法，该电路输出多种电压等级的电源时，既满足各路电压精度很高同时器件又相对较少，体积小，成本低。

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：一种多路半桥电源及其控制方法，包括至少一个电源(输出能量的装置)、n个电感L₁～L_n、n+1个开关S₁～S_n+1、n+2个端口P₀～P_n+1，所述电源连接在P₀～P_n+1中的任意两个或两个以上的端口上，所述开关S₁～S_n+1上连接有控制开关通断的控制器，任意相邻两端口的输出电压大小基于以下方法实现调节：

1、假设端口P_k和P_k-1之间的电压为U_k，开关S_k周期设定为T，开关轮流关断的时间为t_k，定义关断时间占开关周期的比例是关断占空比D_k，D_k＝t_k/T，其中k＝1、2、…、n+1；

2、输出电压由开关关断时间控制，在忽略开关切换的死区外，一个开关周期的任何时候有且仅有一个开关处于关断状态，任意相邻两端口的电压之比为U_i/U_j＝D_i/D_j，其中i、j＝1、2、…、n+1；

上述计算忽略多路半桥电路本身的任何损耗。

上述技术方案中进一步改进的技术方案如下：

1.上述方案中，所述电路中还包括至少一个负载(吸收能量的装置)，所述负载连接在任意两个或两个以上端口上。

2.上述方案中，所述控制开关通断的控制器为可编程芯片、ASIC或普通分立元件。

3.上述方案中，所述开关采用MOSFET、BJT或IGBT等，不限制开关的具体种类。

4.上述方案中，所述可编程芯片为FPGA、CPLD、DSP或MCU等，实际中采用FPGA等可编程芯片来产生一个开关周期内有且仅有一个开关关断的波形，实际的电路为了避免所有开关同时导通，会在每个开关通断切换时加入死区时间，这些开关轮流关断的顺序没有要求。

由于上述技术方案的运用，本发明与现有技术相比具有下列优点：

1、本发明一种多路半桥电源及其控制方法，其在忽略多路半桥电路本身的任何损耗情况下，各相邻支路输出电压的比例只取决于对应支路开关管关断占空比的比例，因此较变压器结构的多路输出电源输出更精准，可以精确控制每路电压；且仅需要通过调节开关管占空比，就可以精确控制所有输出电压。

2、本发明一种多路半桥电源及其控制方法，其相对于一个输出电压就需要一路半桥的拓扑，变得更加简单、直观，开关管及其他元件数量少，降低成本，极大减少了占用空间。

3、本发明一种多路半桥电源及其控制方法，其可任意指定输出路数量，任意端口连接负载或者电源，可升压可降压，可输出正电压或者负电压，使用灵活。

附图说明

附图1为本发明基本架构示意图。

附图2为本发明实施例1电路结构图。

附图3为本发明实施例1总脉冲发生器波形图。

附图4为本发明实施例2电路结构图。

附图5为本发明实施例2总脉冲发生器波形图。

附图6为本发明实施例3电路结构图。

附图7为本发明实施例3总脉冲发生器波形图。

附图8为本发明实施例4电路结构图。

附图9为本发明实施例4总脉冲发生器波形图。

附图10为本发明实施例5电路结构图。

附图11为本发明实施例5总脉冲发生器波形图。

附图12为本发明实施例5端口接负载时电路结构图。

附图13为本发明实施例5端口接负载发生故障情况下电路结构图。

具体实施方式

如图1所示，n级多路半桥由n个电感(L₁～L_n)、n+1个开关(S₁～S_n+1)、n+2个端口(P₀～P_n+1)组成的，当n＝1时就是普通的2开关半桥，n>1时就叫做多路半桥；

本发明中电源：对外提供能量的装置，图中用电压源的符号表示；

负载：吸收外部能量的装置，图中用电阻R的符号表示。

n级多路半桥的n+2个端口中任意两个点或任意多点之间均可以连接一个电源或者负载，整个系统至少有一个电源且至少有一个负载，假设P_k和P_k-1之间的电压为U_k，叫做第k支路电压，开关S_k周期设定为T，轮流关断的时间为t_k，关断时间占开关周期的比例认为是关断占空比D_k＝t_k/T，其中k＝1,2,…,n+1，在忽略多路半桥电路本身的任何损耗情况下可以推出U_i/U_j＝D_i/D_j，因此，各支路电压的比例只跟与此支路开关关断占空比的比例有关系，这就是本发明所提出的控制方法的一个最大的优势。

实际的电路结构中，开关可以是MOSFET，也可以是BJT、IGBT等半导体电子开关，不限制开关的具体种类。

下面结合实施例对本发明作进一步描述：

以下实施例中所有的开关管都由脉冲发生器进行控制，并确保每一时刻有且仅有一个开关管处于关断状态，如果全开会导致短路发生；且实施例中所有开关管暂用MOSFET表示，实际不限开关管种类。这种多路半桥结构在直流电压源场合的应用十分灵活，通过以下实施例进行说明。

实施例1：多路输出相同的电压：

电路结构如图2，总脉冲发生器波形如图3所示，

如图2是当采用四路输出时的3级多路半桥结构，即n＝3，此时可以进行四路输出，将每路开关管关断占空比设置为0.25，在忽略电路本身的任何损耗的情况下，即可保证各路输出电压相等。

以下便结合附图2对本发明所述的多路输出电源系统进行说明，结构包括：一个电源U₁₂₃₄，一个总脉冲发生器，总脉冲发生器上连接有4个开关管S₁～S₄，电路上还设置有3个电感L₁～L₃、4个电容C₁～C₄、5个端口P₀～P₄，R₁～R₄指代负载。

如图3是控制四个开关管的脉冲信号，确保每一时刻有且仅有一个开关管处于关断状态，每个开关管每一周期关断0.25T，T为开关周期,即D₁＝D₂＝D₃＝D₄＝0.25。

用U_n指代第n个负载两端的电压，此时U₁＝U₂＝U₃＝U₄＝0.25U₁₂₃₄。

实施例2：实现降压输出功能：

如图4所示为应用于常用的输入15V，输出12V、5V、3.3V多路电压场合；

总脉冲发生器波形如图5，电压等级通过调整开关导通时间来自由调节。

以下便结合附图4对本发明所述的多路输出电源系统进行说明，结构包括：一个电源U₁₂₃₄＝15V，一个总脉冲发生器，总脉冲发生器上连接有4个开关管S₁～S₄，电路上还设置有3个电感L₁～L₃、4个电容C₁～C₄、5个端口P₀～P₄，R₂₃₄、R₃₄、R₄为负载。

脉冲发生器确保每一时刻有且仅有一个开关管处于关断状态，输出为：S₁关断时间为(15-12)T/15，S₂关断时间为(12-5)T/15，S₃关断时间为(5-3.3)T/15，S₄关断时间为3.3T/15，T为开关周期，即D₁＝3/15，D₂＝7/15，D₃＝1.7/15，D₄＝3.3/15。

此时U₁＝3V，U₂＝7V，U₃＝1.7V，U₄＝3.3V。

则输出如图5：U_{_R234}＝12V，U_{_R34}＝5V，U_{_R4}＝3.3V。

实施例3：实现升降压输出功能：

如图6所示为应用于常用的输入12V，输出15V、5V、3.3V多路电压场合；

总脉冲发生器波形如图7，电压等级通过调整开关导通时间来自由调节。

以下便结合附图6对本发明所述的多路输出电源系统进行说明，结构包括：一个电源U₂₃₄＝12V，一个总脉冲发生器，总脉冲发生器上连接有4个开关管S₁～S₄，电路上还设置有3个电感L₁～L₃、4个电容C₁～C₄、5个端口P₀～P₄，负载为R₁₂₃₄、R₃₄和R₄。

脉冲发生器确保每一时刻有且仅有一个开关管处于关断状态，输出为：S1关断时间为(15-12)T/15，S2关断时间为(12-5)T/15，S3关断时间为(5-3.3)T/15，S4关断时间为3.3T/15，T为开关周期，即D1＝3/15，D2＝7/15，D3＝1.7/15，D4＝3.3/15。

此时输出如图6：U_{_R1234}＝15V，U_{_R34}＝5V，U_{_R4}＝3.3V。

实施例4：实现正负双电源输出功能：

正负双电源(应用于音频功放或者运放采集电路中)，图8是12V输入，±15V双电压输出的电路图。

总脉冲发生器波形如图9，电压等级通过调整开关导通时间来自由调节。

以下便结合附图8对本发明所述的多路输出电源系统进行说明，结构包括：一个电源U₂₃＝12V，一个总脉冲发生器，总脉冲发生器上连接有4个开关管S₁～S₄，电路上还设置有3个电感L₁～L₃、4个电容C₁～C₄、5个端口P₀～P₄，R₁₂和R₃₄为负载。

脉冲发生器确保每一时刻有且仅有一个开关管处于关断状态，输出为S₁关断时间为0.3T，S₂关断时间为0.2T，S₃关断时间为0.2T，S₄关断时间为0.3T，T为开关周期，即D₁＝0.3，D₂＝0.2，D₃＝0.2，D₄＝0.3。

此时输出如图8：U_{_R12}＝15V，U_{_R34}＝-15V。

实施例5：实现电池均衡功能：

图10表示一种比较简洁的电池电压均衡电路，电路中U₄取4.0V，U₁为3.4V，U₂＝U₃＝3.7V，以下表示能量主要从U₄流向U₁的一种均衡状态，使得U₁＝U₂＝U₃＝U₄。

总脉冲发生器波形如图11，电压等级通过调整开关导通时间来自由调节。

以下便结合附图10对本发明所述的多路输出电源系统进行说明，结构包括：1个3.4V的电源U₁，2个3.7V的电源U₂、U₃,1个4.0V的电源U₄,一个总脉冲发生器，总脉冲发生器上连接有4个开关管S₁～S₄，电路上还设置有3个电感L₁～L₃，4个电容C₁～C₄，5个端口P₀～P₄，电流采样电阻为R_S1、R_S2、R_S3和R_S4，同时这些采样电阻还起到限流作用，它们分别串联在电源U₁～U₄上。

脉冲发生器确保每一时刻有且仅有一个开关管处于关断状态，输出为：S₁、S₂、S₃、S₄关断时间均为0.25T，T为开关周期，即D₁＝D₂＝D₃＝D₄＝0.25。

此时各路如图所示进行均衡达到维持U₁＝U₂＝U₃＝U₄的结果。

在该拓扑的基础上电池能量可以从U₄跨过相邻电池对U₁进行均衡，是在传统电池均衡管理系统中电池能量通常只能在相邻电池之间进行均衡的方案上的进步。

该例子中端口P₀₄空载进行各路电池电压均衡，但功能不仅局限于此，端口P₀₄之间也可以接电源为各路电池进行充电均衡，亦可以接负载进行放电均衡。

当电路发生特殊的情况比如某一路发生故障时，负载仍能正常输出，不受某一路故障影响。如图13所示当第2支开路时，与图12的输出相比较，负载上仍能正常输出。

本发明上述内容进一步解释如下：

1)各路输出电压可以通过控制开关管的占空比来调节，因此较变压器结构的多路输出电源输出更精准，可以精确控制每路电压，成本低，开发周期短。且仅需要通过调节开关管占空比，就可以精确控制所有输出电压。

2)本拓扑相对于一个输出电压就需要一路半桥的拓扑，变得更加简单、直观，开关管及其他元件数量少，降低成本，极大减少了占用空间。

3)可任意指定输出路数量，任意端口连接负载或者电源，可升压可降压，可输出正电压或者负电压，使用灵活。

上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所作的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种多路半桥电源及其控制方法，其特征在于：包括至少一个电源、n个电感L1～Ln、n+1个开关S1～Sn+1、n+2个端口P0～Pn+1，所述电源连接在P0～Pn+1中的任意两个或两个以上的端口上，所述开关S1～Sn+1上连接有控制开关通断的控制器，n+1个开关S1～Sn+1相互串联，单个电感一端连接在相邻两个开关的连接处；多个相互串联的开关两端与电源连接；

任意相邻两端口的输出电压大小基于以下方法实现调节：

(1)、假设端口Pk和Pk-1之间的电压为Uk，开关Sk周期设定为T，开关轮流关断的时间为tk，定义关断时间占开关周期的比例是关断占空比Dk，Dk＝tk/T，其中k＝1、2、…、n+1；

(2)、输出电压由开关关断时间控制，在忽略开关切换的死区外，一个开关周期的任何时候有且仅有一个开关处于关断状态，任意相邻两端口的电压之比为Ui/Uj＝Di/Dj，其中i、j＝1、2、…、n+1；

上述计算忽略多路半桥电路本身的任何损耗。

2.根据权利要求1所述的一种多路半桥电源及其控制方法，其特征在于：所述电路中还包括至少一个负载，所述负载连接在任意两个或两个以上端口上。

3.根据权利要求1所述的一种多路半桥电源及其控制方法，其特征在于：所述控制开关通断的控制器为脉冲发生器，可以为可编程芯片、ASIC或普通分立元件。

4.根据权利要求1所述的一种多路半桥电源及其控制方法，其特征在于：所述开关可采用MOSFET、BJT或IGBT。

5.根据权利要求3所述的一种多路半桥电源及其控制方法，其特征在于：所述可编程芯片为FPGA、CPLD、DSP或MCU。