CN109713905A

CN109713905A - CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器

Info

Publication number: CN109713905A
Application number: CN201811449603.4A
Authority: CN
Inventors: 陈桂鹏; 卿新林; 刘雨薇; 黄澜涛
Original assignee: Xiamen University
Current assignee: Xiamen University
Priority date: 2018-11-29
Filing date: 2018-11-29
Publication date: 2019-05-03
Anticipated expiration: 2038-11-29
Also published as: CN109713905B

Abstract

本发明提供了CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器，输入端口V_i的正端与开关管S₁的漏极相连，S₁的源极与二极管D₁的阴极、耦合电感T₁原边的异名端相连；D₁的阳极与V_i的负端相连；T₁原副边的同名端相连于输出端口V_o1、输出电容C_o1的正端，V_o1、C_o1的负端与输入端口V_i的负端相连；T₁副边的异名端与二极管D₂～D_N的阳极相连；D₂～D_N的阴极分别与开关管S₂～S_N的漏极相连，S₂～S_N的源极分别与输出端口V_o2～V_oN、输出电容C_o2～C_oN的正端相连，V_o2～V_oN、C_o2～C_oN的负端相连于V_i的负端。上述的变流器磁芯元件少、同时提供一路连续输出电流和多路断续输出电流、多个输出端口之间无交叉调整率问题。

Description

CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器

技术领域

本发明涉及直流变换技术领域，更具体地，涉及一种CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器。

背景技术

在可再生能源、电动汽车、个人电脑等应用中,常常存在不同直流电压等级的输出端口，它们与输入端口之间需要连接直流变换器以实现电压转换和功率传输。一种最简单的可行方案是在每个输出端口与输入端口之间单独连接一个直流变换器，但该方案所需元件多、成本较高。为了降低成本，W.Ki等提出了一类单电感多输出直流变换器，它仅需一个磁芯元件即可提供多路不同的输出电压([1]W.Ki and D.Ma,"Single-inductormultiple-output switching converters,"in Power Electronics SpecialistsConference,2001,pp.226-231.)。当单电感多输出直流变换器工作于电流断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM)时，多路输出电压不存在交叉负载调整率问题([2]D.Ma,W.Ki,C.Tsui,and P.K.T.Mok,"Single-inductor multiple-output switchingconverters with time-multiplexing control in discont nuous conduction mode,"IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.38,no.1,pp.89-100,Jan.2003.)。然而，该DCM模式要求每一路输出电流较小，否则将造成很大的电流尖峰，恶化了开关管的电流应力。为了避免该问题，可设计单电感多输出直流变换器工作于电流连续模式(ContinuousCurrent Mode,CCM)。但是，在CCM模式下某一个输出端口的负载变化将造成其他输出端口电压变化，交叉负载调整率不佳([3]D.Trevisan,P.Mattavelli,and P.Tenti,“Digitalcontrol of single-inductor multiple-output step-down DC-DC converters inCCM,”IEEE Trans.Ind.Electron.,vol.55,no.9,pp.3476–3483,Sep.2008.)。

综上，目前已有的单电感多输出直流变换器虽然仅需要一个磁芯即可提供多路不同的输出电压，成本较低；但是在同时带有重载和轻载的应用场合中，它工作于DCM模式下电流尖峰大、工作于CCM模式下交叉负载调整率不佳，这些问题限制了其有效推广应用。

发明内容

针对现有单电感多输出直流变换器所存在的问题，本发明的目的在于提供一种磁芯元件少、可同时提供一路连续输出电流和多路断续输出电流、不同输出端口之间无交叉负载调整率问题的多输出buck变流器。

为了解决上述的技术问题，本发明提供了CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器，其特征在于包括：输入端口V_i、输出端口V_o1～V_oN、开关管S₁～S_N、二极管D₁～D_N、匝比1:1的耦合电感T₁、输出电容C_o1～C_oN；

所述输入端口V_i的正端与开关管S₁的漏极相连，开关管S₁的源极与二极管D₁的阴极、耦合电感T₁原边的异名端相连；二极管D₁的阳极与输入端口V_i的负极相连；耦合电感T₁原副边的同名端相连于输出端口V_o1、输出电容C_o1的正端，输出端口V_o1、输出电容C_o1的负端与输入端口V_i的负端相连；耦合电感T₁副边的异名端与二极管D₂～D_N的阳极相连；二极管D₂～D_N的阴极分别与开关管S₂～S_N的漏极相连，开关管S₂～S_N的源极分别与输出端口V_o2～V_oN、输出电容C_o2～C_oN的正端相连，输出端口V_o2～V_oN、输出电容C_o2～C_oN的负端相连于输入端口V_i的负端。

在一较佳实施例中：所述输出端口V_o1的电流i_o1为连续电流，一直对输出电容C_o1和负载R₁供电；输出端口V_o2～V_oN的电流i_o2～i_oN为断续电流，它们依次在第一个开关周期T_{s_1}～第N-1个开关周期T_{s_N-1}对输出电容C_o2～C_oN和负载R₂～R_N供电。

在一较佳实施例中：在第一个开关周期T_{s_1}中：

t₀时刻前，开关管S₁关断、二极管D₁导通，输出电流i_o2～i_oN保持为零，励磁电感电流i_Lm减小；

在t₀～t₁时刻，开关管S₁开通、二极管D₁反向偏置，输出电流i_o2～i_oN保持为零，励磁电感电流i_Lm线性增大；

在t₁～t₂时刻，开关管S₂开通，二极管D₂正向偏置，输出电流i_o2等于漏感电流i_Lr，且漏感电流i_Lr增大，励磁电感电流i_Lm也增大；

在t₂～t₃时刻时，开关管S₁关断，二极管D₁导通，输出电流i_o2等于漏感电流i_Lr，且漏感电流i_Lr减小，励磁电感电流i_Lm线性减小；

在t₃～t₄时刻时，漏感电流i_Lr减小到零，二极管D₂反向偏置，输出电流i_o2变为零，励磁电感电流i_Lm线性减小。

在一较佳实施例中：在第N-1个开关周期T_{s_N-1}中：

在t₀～t₁时刻，开关管S₁开通，开关管S₂～S_N关断、二极管D₁反向偏置，输出电流i_o2～i_oN保持为零，励磁电感电流i_Lm线性增大；

在t₁～t₂时刻，开关管S_N开通，二极管D_N正向偏置，输出电流i_oN等于漏感电流i_Lr，且漏感电流i_Lr增大，励磁电感电流i_Lm也增大；

在t₂～t₃时刻时，开关管S₁关断，二极管D₁导通；输出电流i_oN等于漏感电流i_Lr，且漏感电流i_Lr减小，励磁电感电流i_Lm线性减小；

在t₃～t₄时刻时，漏感电流i_Lr减小到零，二极管D_N反向偏置，输出电流输出电流i_oN变为零，励磁电感电流i_Lm线性减小。

在一较佳实施例中：在任意时刻励磁电感电流i_Lm均等于输出端口V_o1输出的电流i_o1。

在一较佳实施例中：每一个输出端口V_o1～V_oN的电压可独立调节。

相较于现有技术，本发明的技术方案具备以下有益效果：

本发明提供的CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器，在加入了原副边匝比为1:1、原副边同名端相连的耦合电感后，具有如下优点：

(1)可同时提供一路连续的输出电流和多路断续的输出电流(CCM/DCM复用)，特别适用于同时带有重载和轻载的应用场合；

(2)多路输出电压独立可调，无交叉负载调整率问题；

(3)仅需一个磁芯元件，电路成本低、体积小。

附图说明

图1为本发明的CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器；

图2为本发明的CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器的等效电路；

图3为图1所述变换器的主要工作波形示意图；

图4为图3中开关周期T_{s_1}、T_{s_N-1}内工作模态[t₀,t₁]的等效电路图；

图5为图3中开关周期T_{s_1}内工作模态[t₁,t₂]的等效电路图；

图6为图3中开关周期T_{s_1}内工作模态[t₂,t₃]的等效电路图；

图7为图3中开关周期T_{s_1}、T_{s_N-1}内工作模态[t₃,t₄]的等效电路图；

图8为图3中开关周期T_{s_N-1}内工作模态[t₁,t₂]的等效电路图；

图9为图3中开关周期T_{s_N-1}内工作模态[t₂,t₃]的等效电路图。

具体实施方式

为了更具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器及其相关工作原理进行详细说明。

CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器，如图1所示，包括输入端口V_i、输出端口V_o1～V_oN、开关管S₁～S_N、二极管D₁～D_N、匝比1:1的耦合电感T₁、输出电容C_o1～C_oN。输入端口V_i的正端与开关管S₁的漏极相连，开关管S₁的源极与二极管D₁的阴极、耦合电感T₁原边的异名端相连，二极管D₁的阳极与输入端口V_i的负极相连；耦合电感T₁原副边的同名端相连于输出端口V_o1、输出电容C_o1的正端，输出端口V_o1、输出电容C_o1的负端与输入端口V_i的负端相连；耦合电感T₁副边的异名端与二极管D₂～D_N的阳极相连，二极管D₂～D_N的阴极分别与开关管S₂～S_N的漏极相连，开关管S₂～S_N的源极分别与输出端口V_o2～V_oN、输出电容C_o2～C_oN的正端相连，输出端口V_o2～V_oN、输出电容C_o2～C_oN的负端相连于输入端口V_i的负端。耦合电感T₁可等效为原边励磁电感L_m、副边漏感L_r和一个匝比为1:1的理想变压器，如图2所示。

为了更好地介绍所发明变换器的工作原理，记输出端口V_o1～V_oN的负载阻值分别为R₁～R_N，记励磁电感电流为i_Lm、漏感电流为i_Lr、输出端口V_o1的电流为i_o1、输出端口V_o2的电流为i_o2、输出端口V_oN的电流为i_oN。由于耦合电感的匝比为1:1，在任意时刻，输出电流i_o1均等于励磁电感电流i_Lm。

图3给出了所述变换器在N-1个开关周期内的主要工作波形，v_gs1、v_gs2和v_gsN分别为开关管S₁、S₂和S_N的驱动波形。所述变换器的输出端口V_o1的电流i_o1为连续电流，一直对输出电容C_o1和负载R₁供电，等效工作周期为T_s；输出端口V_o2～V_oN的电流i_o2～i_oN为断续电流，它们依次在第一个开关周期T_s(记为T_{s_1})～第N-1个开关周期T_s(记为T_{s_N-1})对输出电容C_o2～C_oN和负载R₂～R_N供电，等效工作周期为(N-1)T_s。其中，输出端口V_o2～V_oN的工作模态相似，因此图3仅列出T_{s_1}和T_{s_N-1}的详细工作波形，它们分别对应有4个不同的换流模态。

开关周期T_{s_1}内工作模态[t₀,t₁]：t₀时刻前，开关管S₁关断、二极管D₁导通，输出电流i_o2～i_oN均为零，励磁电感L_m被-V_o1放电，励磁电感电流i_Lm减小。在t₀时，开关管S₁开通、二极管D₁反向偏置，励磁电感L_m被V_i-V_o1充电，励磁电感电流i_Lm线性增大。在本模态，输出电流i_o2～i_oN保持为零，等效工作电路如图4所示。

开关周期T_{s_1}内工作模态[t₁,t₂]：t₁时，开通开关管S₂，二极管D₂正向偏置，输出电流i_o2等于漏感电流i_Lr。在本模态，漏感L_r被电压V_i-V_o2充电，因此漏感电流i_Lr迅速增大。由于励磁电感L_m被电压V_i-V_o1钳位，励磁电感电流i_Lm继续增大，等效工作电路如图5所示。

开关周期T_{s_1}内工作模态[t₂,t₃]：t₂时，开关管S₁关断，二极管D₁导通。在本模态，励磁电感L_m和漏感L_r分别被-V_o1和-V_o2放电，因此励磁电感电流i_Lm线性下降、漏感电流i_Lr迅速减小，等效工作电路如图6所示。

开关周期T_{s_1}内工作模态[t₃,t₄]：t₃时，漏感电流i_Lr减小到零，二极管D₂反向偏置，输出电流i_o2也变为零。在本模态，励磁电感L_m继续被-V_o1放电，励磁电感电流i_Lm线性下降，等效工作电路如图7所示。

开关周期T_{s_N-1}内工作模态[t₀,t₁]：在该模态，开关管S₁导通，二极管D₁反向偏置，开关管S₂～S_N关断，变换器工作与开关周期T_{s_1}内工作模态[t₀,t₁]一致，等效工作电路如图4所示。

开关周期T_{s_N-1}内工作模态[t₁,t₂]：t₁时，开通开关管S_N，二极管D_N正向偏置，输出电流i_oN等于漏感电流i_Lr。在本模态，漏感L_r被电压V_i-V_oN充电，因此漏感电流i_Lr迅速增大。由于励磁电感L_m被电压V_i-V_o1钳位，励磁电感电流i_Lm也增大，等效工作电路如图8所示。

开关周期T_{s_N-1}内工作模态[t₂,t₃]：t₂时，开关管S₁关断，二极管D₁导通。在本模态，励磁电感L_m和漏感L_r分别被-V_o1和-V_oN放电，因此励磁电感电流i_Lm线性下降、漏感电流i_Lr迅速减小，等效工作电路如图9所示。

开关周期T_{s_N-1}内工作模态[t₃,t₄]：t₃时，漏感电流i_Lr减小到零，二极管D_N反向偏置，输出电流i_oN也变为零。在该模态，输出电流i_o2～i_oN为零，变换器工作与开关周期T_{s_1}内工作模态[t₃,t₄]一致，等效电路如图7所示。

由于在任意时刻励磁电感电流i_Lm均等于第一路输出电流i_o1而非所有输出电流之和，所发明变换器不仅只需要一个磁芯元件，而且励磁电感电流得以有效减小。此外，根据上述工作模态分析可得各路输出电压V_o1～V_oN与输入电压V_i及开关管占空比d₁～d_N之间的关系，如式(1)所示；输出电压扰动与占空比之间的关系，如式(2)所示。由式(1)和(2)可知，各路输出电压V_o1～V_oN在稳态和动态切载时均独立可调，不存在交叉负载调整率问题。

其中

综上，所发明的多输出buck变换器在加入了原副边匝比为1:1、原副边同名端相连的耦合电感后，具有如下优点：

(2)多路输出电压独立可调，无交叉负载调整率问题；

(3)仅需一个磁芯元件，电路成本低、体积小。

以上仅为本发明的优选实施例，但本发明的范围不限于此，本领域的技术人员可以容易地想到本发明所公开的变化或技术范围。替代方案旨在涵盖在本发明的范围内。因此，本发明的保护范围应由权利要求的范围确定。

Claims

1.CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器，其特征在于包括：输入端口V_i、输出端口V_o1～V_oN、开关管S₁～S_N、二极管D₁～D_N、匝比1:1的耦合电感T₁、输出电容C_o1～C_oN；

所述输入端口V_i的正端与开关管S₁的漏极相连，开关管S₁的源极与二极管D₁的阴极、耦合电感T₁原边的异名端相连；二极管D₁的阳极与输入端口V_i的负端相连；耦合电感T₁原副边的同名端相连于输出端口V_o1、输出电容C_o1的正端，输出端口V_o1、输出电容C_o1的负端与输入端口V_i的负端相连；耦合电感T₁副边的异名端与二极管D₂～D_N的阳极相连；二极管D₂～D_N的阴极分别与开关管S₂～S_N的漏极相连，开关管S₂～S_N的源极分别与输出端口V_o2～V_oN、输出电容C_o2～C_oN的正端相连，输出端口V_o2～V_oN、输出电容C_o2～C_oN的负端相连于输入端口V_i的负端。

2.如权利要求1所述的CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器，其特征在于：所述输出端口V_o1的电流i_o1为连续电流，一直对输出电容C_o1和负载R₁供电；输出端口V_o2～V_oN的电流i_o2～i_oN为断续电流，它们依次在第一个开关周期T_{s_1}～第N-1个开关周期T_{s_N-1}对输出电容C_o2～C_oN和负载R₂～R_N供电。

3.根据权利要求2所述的CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器，其特征在于：在任意时刻励磁电感电流i_Lm均等于输出端口V_o1输出的电流i_o1。

4.根据权利要求3所述的CCM/DCM复用的单耦合电感多输出buck变换器，其特征在于：每一个输出端口V_o1～V_oN的电压可独立调节。