TWI810884B - 直流-直流變壓器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

一種直流-直流變壓器包括：一功率級，包括一電感及耦合至該電感之複數個開關，該功率級從一輸入電壓產生複數個輸出電壓；一控制電路，耦合至該功率級，該控制電路藉由將能量從該輸入電壓依序一對一轉移到該些輸出電壓以執行具有谷電流控制之分時多工定電荷轉移控制，該控制電路更產生一控制電壓以控制該些輸出電壓之個別輸出電荷為個別既定常值，以及，該控制電路回應於所有負載電流以自動產生一谷電流來平衡輸入功率與輸出功率，使得該直流-直流變壓器取決於不同谷電流值而切換於一不連續導通模式(DCM)與一連續導通模式(CCM)之間；以及一邏輯控制與閘驅動器，耦合至該控制電路與該功率級，該邏輯控制與閘驅動器根據由該控制電路所產生的複數個控制信號而產生複數個開關控制信號，該些開關控制信號控制該功率級的該些開關。

Description

直流-直流變壓器及其控制方法
本發明是有關於一種直流-直流變壓器(DC-DC CONVERTER)及其控制方法。
儘管具有小型板型(tiny form factor)，消費者期待耳戴式(hearables)、穿戴式(wearables)與其他超小型電子裝置可以有更長電池壽命。該些裝置的尺寸卻限制其電池容量。
新的消費者耳戴式、穿戴式與連接裝置則持續變得愈來愈小，且愈來愈少的侵入式。為將所有必要產品特徵封裝至耳機或穿戴式裝置，例如，手錶，項鍊或皮膚飾片(skin patch)，工程師面臨的挑戰愈來愈大。這些空間受限的產品可以得利於微小低功率電源管理電路(其使用節省空間的單電感多輸出(SIMO，single-inductor multiple-output)技術)。
SIMO架構提供較佳解決方案給需要良好散熱性能的微小裝置，藉由將多功能性整合於需要多重分散元件的較小裝置內。SIMO直流-直流變壓器可在使用單一電感的情況下，支援多電壓輸出。對於板型受限裝置，SIMO直流-直流變壓器是非常有利的，因為可以在多通道電源管理積體電路(multi-channel power management integrated circuit，PMIC)應用上，在尺寸、重量、整體成本與電源轉換效率之間得到平衡。SIMO直流-直流變壓器的控制方法可分類為兩種：分時多工控制(time-multiplexing control，TMC)與依序電源分散控制(ordered-power-distributive control，OPDC)。
目前已有商業化SIMO直流-直流變壓器應用TMC來在輕載時有良好電源效率，然而，因為只能操作於非連續導通模式(DCM，discontinuous conduction mode)模式下，其最大負載電流將受到限制。利用OPDC控制的SIMO直流-直流變壓器可操作於DCM與連續導通模式(CCM，continuous conduction mode)下以提供較大輸出電流能力。具OPDC架構的DCM控制無法有良好的輕載效率。
甚至，可將TMC控制與OPDC合併至SIMO直流-直流變壓器，以在輕載時進行TMC操作，而在重載時進行OPDC操作，以最佳化輕載效率且具有良好重載效率。然而，由於不同操作模式之間的轉態，TMC與OPDC操作之間的轉態將造成較大電壓漣波。
因為SIMO直流-直流變壓器可支援單電感多輸出，其為絕佳潛在方案來最小化元件數量及減少產品成本。明顯地，印刷電路板的面積可大幅減少，因而讓裝置尺寸最小化。SIMO直流-直流變壓器需要讓交叉調整率(Cross Regulation)與輸出電壓漣波最小化，但是，改善電源傳送品質與負載驅動能力也相當重 要。對於全負載電流範圍與暫態條件下，被當成關鍵裝置的SIMO直流-直流變壓器需要傳送小輸出電壓漣波與足夠電流能力，移除交叉調整率，且具有良好電源效率。為達此，需要具有新控制架構的SIMO架構。
根據本發明一實施例，提出一種直流-直流變壓器包括：一功率級，包括一電感及耦合至該電感之複數個開關，該功率級從一輸入電壓產生複數個輸出電壓；一控制電路，耦合至該功率級，該控制電路藉由將能量從該輸入電壓依序一對一轉移到該些輸出電壓以執行具有谷電流控制之分時多工定電荷轉移控制，該控制電路更產生一控制電壓以控制該些輸出電壓之個別輸出電荷為個別既定常值，以及，該控制電路回應於所有負載電流以自動產生一谷電流來平衡輸入功率與輸出功率，使得該直流-直流變壓器取決於不同谷電流值而切換於一不連續導通模式(DCM)與一連續導通模式(CCM)之間；以及一邏輯控制與閘驅動器，耦合至該控制電路與該功率級，該邏輯控制與閘驅動器根據由該控制電路所產生的複數個控制信號而產生複數個開關控制信號，該些開關控制信號控制該功率級的該些開關。
根據本發明另一實施例，提出一種直流-直流變壓器之控制方法，該控制方法包括：由一功率級從一輸入電壓產生複數個輸出電壓，該功率級包括一電感及耦合至該電感之複數個開關；藉由將能量從該輸入電壓依序一對一轉移到該些輸出電壓以 執行具有谷電流控制之分時多工定電荷轉移控制；產生一控制電壓以控制該些輸出電壓之個別輸出電荷為個別既定常值；回應於所有負載電流，自動產生一谷電流來平衡輸入功率與輸出功率，使得該直流-直流變壓器取決於不同谷電流值而切換於一不連續導通模式(DCM)與一連續導通模式(CCM)之間；以及根據複數個控制信號而產生複數個開關控制信號，該些開關控制信號控制該功率級的該些開關。
為了對本發明之上述及其他方面有更佳的瞭解，下文特舉實施例，並配合所附圖式詳細說明如下：
100:單電感多輸出(SIMO)直流-直流變壓器
110:功率級
120:控制電路
150:邏輯控制與閘極驅動器
L1:電感
SW1、SW2、SW3、SWO1、SWO2、...、SWOm、SWN:開關
C0、C1、C2、...Cm、CT、CN、Cv:電容
RL1、RL2...、RLm、Rx、RLN、ROCP、Rv:電阻
121:電壓比較器電路
121_1~121_m:電壓比較器
123:先進先出與優先權邏輯
125:分時多工定電荷轉移控制邏輯
127:模式決定電路
129:控制電壓產生器
131:峰值電流偵測器
133:谷電壓產生器
135:谷電流偵測器
137:過電流保護電路
139:邏輯閘
131_1:多工器
131_2與131_3:電壓比較器
131_4:分壓器
135_1:電壓比較器
137_1:電壓比較器
151:邏輯控制
155:閘極驅動器
151_1:第一邏輯
151_3:第二邏輯
200:單電感多雙極輸出(SIMBO)直流-直流變壓器
210:功率級
220:控制電路
250:邏輯控制與閘極驅動器
221:電壓比較器電路
221_1~221_m與221_N:電壓比較器
223:先進先出與優先權邏輯
225:分時多工定電荷轉移控制邏輯
227:模式決定電路
229:控制電壓產生器
231:峰值電流偵測器
231_1:多工器
231_2與231_3:電壓比較器
231_4:分壓器
233:谷電壓產生器
235:谷電流偵測器
235_1:電壓比較器
237:過電流保護電路
237_1:電壓比較器
239:邏輯閘
251:邏輯控制
251_1:第一邏輯
251_3:第二邏輯
SR_1~SR_(m+2)與SR_N:SR正反器
255:閘極驅動器
133_1:反相器
133_2:MOS電晶體
133_3:第一電流源
133_4:第二電流源
133_5:MOS電晶體
第1圖顯示根據本案一實施例的SIMO直流-直流變壓器之電路圖。
第2圖顯示根據本案一實施例之單電感多雙極輸出(SIMBO，Single Inductor Multiple Bipolar Output)直流-直流變壓器之電路圖。
第3圖顯示根據本案一實施例之單電感多雙極輸出直流-直流變壓器之各種轉換模式下的電感電流波形圖與切換順序。
第4圖顯示根據本案一實施例之分時多工定電荷轉移(TMCCT，Time Multiplexing Constant Charge Transferred)。
第5A圖與第5B圖顯示根據本案一實施例的峰值電流偵測器 的兩個可能例子。
第6A圖至第6D圖顯示根據本案一實施例之TMCCT之各種轉換模式。
第7圖顯示根據本案一實施例之模式決定電路之操作。
第8圖顯示根據本案一實施例之先進先出與優先權邏輯之波形圖。
第9A圖顯示根據本案一實施例之谷電壓產生器與谷電流偵測器之電路圖。第9B圖顯示根據本案一實施例之谷電壓產生器與谷電流偵測器之波形圖。
第10圖顯示根據本案一實施例之開關邏輯波形圖。
本說明書的技術用語係參照本技術領域之習慣用語，如本說明書對部分用語有加以說明或定義，該部分用語之解釋係以本說明書之說明或定義為準。本揭露之各個實施例分別具有一或多個技術特徵。在可能實施的前提下，本技術領域具有通常知識者可選擇性地實施任一實施例中部分或全部的技術特徵，或者選擇性地將這些實施例中部分或全部的技術特徵加以組合。
第1圖顯示根據本案一實施例的單電感多輸出(SIMO，single-inductor multiple-output)直流-直流變壓器之電路圖。如第1圖所示，根據本案一實施例的SIMO直流-直流變壓器100包括：功率級110、控制電路120，以及邏輯控制與閘極驅動器150。SIMO直流-直流變壓器100的功率級110從輸入 電壓VIN產生複數個輸出電壓VO1、VO2、...、VOm(m是正整數)。在底下，SIMO直流-直流變壓器100具有複數個通道，而通道則定義為產生該些輸出電壓VO1、VO2、...、VOm之一輸出電壓的信號路徑。該些輸出電壓VO1、VO2、...、VOm也可稱為通道輸出電壓。此外，該些輸出電壓VO1、VO2、...、VOm是正輸出電壓。
功率級110包括：電感L1、複數個開關SW1、SW2、SW3、SWO1、SWO2、...、SWOm、複數個電容C0、C1、C2、...Cm與複數個負載(例如但不受限於，電阻RL1、RL2...、RLm)。該些開關SW1、SW2、SW3也可稱為輸入開關，而該些開關SWO1、SWO2、...、SWOm也可稱為輸出開關。
電感L1耦合於第一節點LX1與第二節點LX2之間。電感電流IL流經電感L1。電感L1耦合至該些開關SW1、SW2、SW3、SWO1、SWO2、...、SWOm。
開關SW1耦合於輸入電壓VIN與第一節點LX1之間。開關SW2耦合於接地端GND與第一節點LX1之間。開關SW3耦合於輸入電壓VIN與第二節點LX2之間。開關SWO1耦合於第二節點LX2與第一輸出電壓VO1之間。開關SWO2耦合於第二節點LX2與第二輸出電壓VO2之間。開關SWOm耦合於第二節點LX2與第m輸出電壓VOm之間。
電容C0耦合於輸入電壓VIN與接地端GND之間。該些電容C1、C2、...Cm與該些負載RL1、RL2...、RLm則分別並聯耦合於該些輸出電壓VO1、VO2、...、VOm與該接地端GND之 間。甚至，功率級110具有電流感應電流，該電流感應電流係感應一電流ISNS=IL/k(k為正數)至控制電路120。電流IL/k是電感電流IL的1/k倍。
開關SW1、SW2、SW3、SWO1、SWO2、...、SWOm分別由開關控制信號S1、S2、S3、SO1、SO2、...、SOm所控制。該些開關控制信號S1、S2、S3、SO1、SO2、...、SOm由控制電路120，以及邏輯控制與閘極驅動器150所產生。
控制電路120耦合至功率級110。控制電路120包括：電壓比較器(CMP)電路121，具有複數個電壓比較器(CMP)121_1~121_m；先進先出(FIFO，first-in-first-out)與優先權邏輯123；分時多工定電荷轉移(Time Multiplexing Constant Charge Transferred，TMCCT)控制邏輯125；模式決定電路127；控制電壓產生器129；峰值電流偵測器131；谷(valley)電壓產生器133；谷電流偵測器135；過電流保護電路137與邏輯閘139。
由功率級110所傳來的感應電流ISNS(=IL/k)係送至控制電路120(k為常數)。由功率級110所傳來的感應電流ISNS係送至峰值電流偵測器131以進行峰值電流控制。由功率級110所傳來的感應電流ISNS係送至谷電壓產生器133以產生谷電壓。由功率級110所傳來的感應電流ISNS係送至過電流保護電路137以進行過電流保護。
根據該些輸出電壓VO1、VO2、...VOm與複數個參考電壓VR1、VR2、...、VRm，該些電壓比較器121_1~121_m產 生複數個電壓比較器輸出信號CP1~CPm。例如但不受限於，當該些輸出電壓VO1、VO2、...VOm低於該些參考電壓VR1、VR2、...、VRm時，該些電壓比較器121_1~121_m產生邏輯高的該些電壓比較器輸出信號CP1~CPm。該些電壓比較器輸出信號CP1~CPm係輸入至先進先出與優先權邏輯123。當該些輸出電壓VO1、VO2、...VOm低於該些參考電壓VR1、VR2、...、VRm時，代表相關通道需要從輸入電壓VIN接收更多功率。當該些電壓比較器輸出信號CP1~CPm為邏輯高時，控制電路120控制電源供應至輸出電壓低於參考電壓的相關通道。
先進先出與優先權邏輯123耦合至該些電壓比較器121_1~121_m以對該些電壓比較器121_1~121_m所傳來的電壓比較器輸出信號CP1~CPm進行FIFO與優先權決定，以根據谷電流VC來產生複數個信號CT1~CTm。
回應於由谷電流偵測器135、峰值電流偵測器131與模式決定電路127的輸出，根據該些信號CT1~CTm、該谷電流VC、該模式信號MD(由模式決定電路127所輸出)與峰值電流信號PKC與PK13，分時多工定電荷轉移控制邏輯125決定所選通道之切換順序。
根據通道選擇信號CHS、該輸入電壓VIN與該些輸出電壓VO1、VO2、...VOm，模式決定電路127決定所選通道的轉換模式。
根據通道選擇信號CHS、該模式信號MD、該輸入 電壓VIN與該些輸出電壓VO1、VO2、...VOm，控制電壓產生器129產生控制電壓VCX至峰值電流偵測器131，以控制輸出電荷為既定常數值。
峰值電流偵測器131偵測感應電流ISNS以決定感應電流ISNS是否超過有關於控制電壓VCX的臨界值。如果是，峰值電流偵測器131的輸出信號PKC將終止所有轉換模式下的電感電流充電階段。
峰值電流偵測器131包括：多工器131_1、兩個電壓比較器131_2與131_3，電容CT與分壓器131_4。
受控於分時多工定電荷轉移控制邏輯125所傳來的致能信號CG，多工器131_1從兩個輸入(感應電流ISNS與接地電壓GND)之中擇一，以當成電壓VCT(其為電容CT上的跨電壓)。例如但不受限於，當致能信號CG是邏輯1時，多工器131_1選擇感應電流ISNS，反之亦然。
電壓比較器131_2比較電壓VCT與控制電壓VCX以產生峰值電流PKC。例如但不受限於，當電壓VCT高於控制電壓VCX時，電壓比較器131_2產生邏輯高的峰值電流PKC，反之亦然。
電壓比較器131_3比較電壓VCT與控制電壓VCX/m(m>1)以產生峰值電流PK13。例如但不受限於，當電壓VCT高於控制電壓VCX/m時，電壓比較器131_3產生邏輯高的峰值電流PK13，反之亦然。
電容CT耦合至多工器131_1的輸出端。
分壓器131_4接收控制電壓VCX以輸出控制電壓VCX/m(m>1)。
根據信號MOT與飛輪(free-wheel)周期FW，谷電壓產生器133產生谷電壓VVLLY至谷電流偵測器135。谷電壓產生器133的細節如下。
根據感應電流ISNS與谷電壓產生器133所產生的谷電壓VVLLY，谷電流偵測器135產生谷電流信號VC。
谷電流偵測器135包括電壓比較器135_1與電阻Rx。電壓比較器135_1比較谷電壓VVLLY與電壓Rx*ISNS。電阻Rx耦合至電壓比較器135_1。
例如但不受限於，當谷電壓VVLLY高於電壓Rx*ISNS時，電壓比較器135_1產生邏輯高的谷電流信號VC，反之亦然。
過電流保護電路137包括電壓比較器137_1，比較感應電壓(等於ISNS*ROCP)與參考電流VOCP。當感應電壓超過參考電流VOCP時，過電流保護電路137輸出邏輯高的過電流指示信號OC至邏輯控制與閘極驅動器150。回應於此過電流指示信號OC，邏輯控制與閘極驅動器150將開關控制信號S1重設至邏輯低以關閉開關SW1，因而終止從輸入電壓VIN傳送能量至電感L1。藉此，可達成過電流保護。
根據開關控制信號S2與S3，邏輯閘139產生飛輪 責任周期。例如但不受限於，邏輯閘139是邏輯及閘。當開關控制信號S2與S3皆為邏輯高時，邏輯閘139產生邏輯高的飛輪責任周期。
邏輯控制與閘極驅動器150耦合至功率級110與控制電路120。邏輯控制與閘極驅動器150產生開關控制信號S1、S2、S3、SO1、SO2、...、SOm與信號MOT。
邏輯控制與閘極驅動器150包括邏輯控制151與閘極驅動器155。
邏輯控制151包括第一邏輯151_1、第二邏輯151_3，以及複數個SR正反器SR_1~SR_(m+2)。
第一邏輯151_1根據開關控制信號S1而產生輸出。第一邏輯151_1的輸出係輸入至閘極驅動器155，以產生開關控制信號S2。
第二邏輯151_3根據信號RS1與過電流OC而產生輸出。第二邏輯151_3的輸出係輸入至SR正反器SR_(m+2)。
SR正反器SR_(m+1)根據信號RS3與ST3而產生輸出。
SR正反器SR_1~SR_m根據信號STO1~STOm與谷電流VC而產生輸出。
閘極驅動器155根據第一邏輯151_1、第二邏輯151_3，以及複數個SR正反器SR_1~SR_(m+2)的輸出而產生信號S1、S2、S3、SO1、SO2、...、SOm與MOT。
第2圖顯示根據本案一實施例之單電感多雙極輸出(SIMBO，Single Inductor Multiple Bipolar Output)直流-直流變壓器200之電路圖。如第2圖所示，根據本案一實施例之單電感多雙極輸出直流-直流變壓器200包括：功率級210、控制電路220，以及邏輯控制與閘極驅動器250。單電感多雙極輸出直流-直流變壓器200之功率級210從輸入電壓VIN產生複數個輸出電壓VO1、VO2、...、VOm與負輸出電壓VN。在底下，單電感多雙極直流-直流變壓器200具有複數個通道，而通道則定義為產生該些輸出電壓VO1、VO2、...、VOm、VN之一輸出電壓的信號路徑。該些輸出電壓VO1、VO2、...、VOm、VN也可稱為通道輸出電壓。
功率級210包括：電感L1、複數個開關SW1、SW2、SW3、SWO1、SWO2、...、SWOm、SWN、複數個電容C0、C1、C2、...Cm、CN與複數個負載(例如但不受限於，電阻RL1、RL2...、RLm、RLN)。
單電感多雙極輸出直流-直流變壓器200之功率級210相似於SIMO直流-直流變壓器100之功率級110，故其細節在此省略。
控制電路220耦合至功率級210。控制電路220包括：電壓比較器電路221，具有複數個電壓比較器221_1~221_m與221_N；先進先出與優先權邏輯223；分時多工定電荷轉移控制邏輯225；模式決定電路227；控制電壓產生器229；峰值電 流偵測器231(包括多工器231_1，兩個電壓比較器231_2與231_3，電容CT與分壓器231_4)；谷電壓產生器233；谷電流偵測器235(包括電壓比較器235_1與電阻Rx)；過電流保護電路237(包括電壓比較器237_1與電阻ROCP)與邏輯閘239。
單電感多雙極輸出直流-直流變壓器200之控制電路220相似於SIMO直流-直流變壓器100之控制電路120，故其細節在此省略。
邏輯控制與閘極驅動器250耦合至功率級210與控制電路220。邏輯控制與閘極驅動器250產生開關控制信號S1、S2、S3、SO1、SO2、...、SOm、SN，與信號MOT。
邏輯控制與閘極驅動器250包括邏輯控制251(包括第一邏輯251_1、第二邏輯251_3，以及複數個SR正反器SR_1~SR_(m+2)與SR_N)，與閘極驅動器255。
單電感多雙極輸出直流-直流變壓器200之邏輯控制與閘極驅動器250相似於SIMO直流-直流變壓器100之邏輯控制與閘極驅動器150，故其細節在此省略。
第3圖顯示根據本案一實施例之單電感多雙極輸出直流-直流變壓器200之各種轉換模式下的電感電流波形圖與切換順序。然而，第3圖也可應用於本案一實施例之SIMO直流-直流變壓器100。
在周期(A)之中，單電感多雙極輸出直流-直流變壓器200依序操作於升降壓模式(buck-boost mode)，飛輪(FW)模 式、降壓模式(buck mode)、飛輪模式與升壓模式(boost mode)。在升降壓模式下，符號「13」代表開關SW1與SW3為導通。在升降壓模式下，開關SW1與SW3為導通，使得能量從輸入電壓VIN供給至電感L1以增加電感電流IL。之後，開關SW1與SWO1為導通，以將儲存於電感L1內的能量傳送至輸出電壓VO1。之後，開關SW2與SWO1導通，以將多餘能量從輸出電壓VO1釋放到接地端GND，以減少電感電流IL，直到電感電流IL為0。
在周期(A)之中，所有輸出電流IO1、IO2、IO3與ION為定流，且在各切換周期內的所有FW時間長於既定值tA。因此，谷電壓VVLLY減少至0，且直流電流IDC也減少至0。在周期(A)之中，充電電流是由控制電壓產生器129的峰值電流控制電壓VCX所決定。
在周期(B)之中，單電感多雙極輸出直流-直流變壓器200依序操作於反相模式(inverting mode)、升壓模式、升降壓模式與升壓模式。
在周期(B)之中，該些輸出電流IO1、IO2、IO3與ION之一或多個輸出電流上升；以及，在既定切換周期數量內之總FW周期短於另一既定值tB(tB<tA)。因此，谷電壓VVLLY會增加，且直流電流IDC也增加。在周期(B)之中，放電至輸出通道之終端電流值是由谷電壓VVLLY所決定。
在周期(C)之中，單電感多雙極輸出直流-直流變壓器200依序操作於FW模式、降壓模式、升降壓模式、升壓模式、 FW模式與反相模式。
在周期(C)之中，該些輸出電流IO1、IO2、IO3與ION保持固定；以及在既定切換周期數量內之總FW周期短於tA但長於tB(tB<tA)。因此，谷電壓VVLLY會保持，且直流電流IDC也保持。
在周期(D)之中，單電感多雙極輸出直流-直流變壓器200依序操作於升壓模式、升降壓模式、升壓模式與反相模式。
在周期(D)之中，該些輸出電流IO1、IO2、IO3與ION之一或多個輸出電流下降；以及，在既定切換周期數量內之總FW周期長於tA。因此，谷電壓VVLLY降至0，且直流電流IDC降至0。在周期(D)之中，放電至輸出通道之終端電流值是由谷電壓VVLLY所決定。
在周期(E)之中，單電感多雙極輸出直流-直流變壓器200依序操作於升壓模式、FW模式、降壓模式、FW模式與升降壓模式。
在周期(E)之中，該些輸出電流IO1、IO2、IO3與ION保持固定；以及在既定切換周期數量內之總FW周期長於tA。直流電流IDC逐漸降低至0。愈長的FW周期意味著較低的輸出電流負載。
第4圖顯示根據本案一實施例之TMCCT。在第4圖中，以升壓轉換模式為例做說明，但本案並不受限於此。
峰值電流IPK1Ox在電感充電階段t1內是為增加的電 感電流值，而在電感放電階段t2內是為減少的電感電流值。亦即，在電感充電階段t1內，電感電流IL是從直流電流IDC(等於谷電流IVLLY)增加至“IDC+IPK1Ox”；以及，在電感放電階段t2內，電感電流IL是從“IDC+IPK1Ox”減少至谷電流IVLLY。
電感充電階段t1與電感放電階段t2可表示如底下公式(1)。
t1=IPK1Ox *L/VIN t2=IPK1Ox *L/(VOx-VIN) (1)
總輸出電荷QOX可表示如底下公式(2)。
Figure 111113652-A0305-02-0019-1
輸出電流IOX可表示如底下公式(3)。
Figure 111113652-A0305-02-0019-2
輸出電壓VOx的輸出電壓漣波VPPOx可表示如底下公式(4)。
Figure 111113652-A0305-02-0019-3
精準的輸出電壓漣波也需考量，在切換周期內，於輸出電容上由負載電流所汲取而導致減少的電荷，其在上述公式中被省略。
當直流電流是0(IDC=0)，總輸出電荷QOX0、輸出電流IOX0與輸出電壓VOx的輸出電壓漣波VPPOx可表示如底下公 式(5)。
Figure 111113652-A0305-02-0020-4
在一實施例中，切換周期(t1+t2)有關於電感L1的電感值、輸入電壓VIN、輸出電壓VOX與峰值電流IPK1Ox。
在一實施例中，設計一控制架構以將在0直流電流(IDC=0)下所保持的輸出電荷QOx0轉移至相關輸出通道。因此，在本案一實施例中，輸出電流能力可藉由增加谷電流值(IVLLY=IDC)而得到提昇。然而，在其他可能例子中，當直流電流IDC變高時，輸出電壓VOx的輸出電壓漣波VPPOx變大。
更甚者，在一實施例中，當直流電流高於0(IDC>0)時，總輸出電荷QOX0、輸出電流IOX0與輸出電壓VOx的輸出電壓漣波VPPOx可表示如底下公式(6)。
Figure 111113652-A0305-02-0020-10
Figure 111113652-A0305-02-0021-6
現將說明本案一實施例中的TMCCT切換控制架構。第5A圖與第5B圖顯示根據本案一實施例的峰值電流偵測器131的兩個可能例子。
第5A圖顯示整合(ISNS-IDC)/k與電容CT的峰值電流控制。第5B圖顯示由峰值電流偵測所控制的峰值電流。
在一實施例中，電感充電階段(亦即第4圖中的t1)終止於當電感峰值電流達到IDC+IPK1OX；以及電感放電階段(亦即第4圖中的t2)終止於當電感峰值電流達到谷電流IVLLY(IVLLY=IDC)。谷電流是由谷電流偵測器135與谷電壓產生器133所決定。
在一實施例中，電感充電階段中，電容CT的總整合電荷QCT可表示如公式(7)。
Figure 111113652-A0305-02-0021-7
在一實施例中，於第5A圖中，峰值電流控制電壓VCX可表示如公式(8)。
Figure 111113652-A0305-02-0021-8
在一實施例中，於第5B圖中，峰值電流控制電壓VCX可表示如公式(9)。
Figure 111113652-A0305-02-0021-9
參數QOx0是用於決定各轉換的所選輸出通道之輸出電荷，故而，該控制架構稱為分時多工定電荷轉移控制架構。
第6A圖至第6D圖顯示根據本案一實施例之TMCCT之各種轉換模式。在第6A圖至第6D圖中，m>1。
第6A圖顯示升壓模式。在第6A圖中，輸入電壓VIN與輸出電壓VOX之間的關係為：VOX*((m-1)/m)>VIN；電感充電階段t1表示為t1=IPK1Ox*L/VIN；電感放電階段t2表示為t2=(IPK1Ox*L)/(VOX-VIN)；以及，峰值電流控制電壓VCX表示為VCX=QOx0*(VOX-VIN)/(kCT*VIN)。
第6B圖顯示升降壓模式。在第6B圖中，輸入電壓VIN與輸出電壓VOX之間的關係為：VOX*((m-1))/m<VIN<VOX+VT；電感充電階段t1表示為t1=IPK1Ox*L/VIN；電感放電階段t2表示為t2=(IPK2Ox-IPK1Ox)*L/(VIN-VOX)；電感放電階段t3表示為t3=IPK2Ox*L/VOX；以及，峰值電流控制電壓VCX表示為VCX=QOx0*(VOX)/(kCT*VIN)。
第6C圖顯示降壓模式。在第6C圖中，輸入電壓VIN與輸出電壓VOX之間的關係為：VIN>VOX+VT；電感充電階段t2表示為t2=IPK2Ox*L/(VIN-VOX)；電感放電階段t3表示為t3=IPK2Ox*L/VOX；以及，峰值電流控制電壓VCX表示為VCX=QOx0*VOX/(kCT*VIN)。
第6D圖顯示反相模式。在第6D圖中，電感充電階 段t1表示為t1=IPKN*L/VIN)；電感放電階段t2表示為t2=IPKN*L/VOX；以及，峰值電流控制電壓VCX表示為VCX=QOx0*VOX/(kCT*VIN)。
第7圖顯示根據本案一實施例之模式決定電路之操作。根據本案一實施例之模式決定電路127根據輸入電壓VIN、通道選擇信號CHS與輸出電壓VO1、VO2、...、VOm、VN而產生模式信號MD。
當輸入電壓VIN與輸出電壓VOX之間的關係是VOX*(m-1)/m>VIN時，模式決定電路127所產生的模式信號MD係指示升壓模式(例如但不受限於，MD=10)。
當輸入電壓VIN與輸出電壓VOX之間的關係是VIN>VOX*(m-1)/m+Vhys時，模式決定電路127所產生的模式信號MD係指示升降壓模式(例如但不受限於，MD=01)。
當輸入電壓VIN與輸出電壓VOX之間的關係是VIN<VOX+VT時，模式決定電路127所產生的模式信號MD係指示升降壓模式(例如但不受限於，MD=01)。
當輸入電壓VIN與輸出電壓VOX之間的關係是VIN>VOX+VT+Vhys時，模式決定電路127所產生的模式信號MD係指示降壓模式(例如但不受限於，MD=00)。
第8圖顯示根據本案一實施例之先進先出與優先權邏輯123之波形圖。
依預設優先權，先進先出與優先權邏輯123在谷電 流VC之正邊緣來載入輸入信號(亦即，電壓比較器輸出信號CP1~CPm及/或CPN)。
當有超過一個輸入信號同時在谷電流VC之正邊緣處為邏輯高時，所有的邏輯高信號將會被載入至先進先出與優先權邏輯123，且具有較高優先權的信號會先被放入至先進先出與優先權邏輯123。
先載入至先進先出與優先權邏輯123之信號也會先在谷電流VC之正邊緣處被送出。在兩個VC信號間的各時隙(time slot)內，只允許選擇一個輸出。
如第8圖所示，在谷電流VC之第一個正邊緣處只有輸入信號CP1為邏輯高。該邏輯高信號CP1係載入至先進先出與優先權邏輯123；以及，先載入至先進先出與優先權邏輯123之信號也會先在谷電流VC之第一個正邊緣處被送出。
如第8圖所示，在谷電流VC之第二個正邊緣處，輸入信號CP2與CP3同時為邏輯高。假設優先權為：CP1>CP2>CP3...>CPN。該些邏輯高信號CP2與CP3係載入至先進先出與優先權邏輯123。詳言之，具有較高優先權的邏輯高信號CP2係先載入至先進先出與優先權邏輯123，且先載入至先進先出與優先權邏輯123之信號CP2也會先在谷電流VC之第二個正邊緣處被當成信號CT2而被送出。之後，具有較低優先權的邏輯高信號CP3係載入至先進先出與優先權邏輯123，且載入至先進先出與優先權邏輯123之信號CP3也會在谷電流VC之第三 個正邊緣處被當成信號CT3而被送出。
藉此，依預設優先權，先進先出與優先權邏輯123在谷電流VC之正邊緣來載入輸入信號(亦即，電壓比較器輸出信號CP1~CPm及/或CPN)，且在谷電流VC之正邊緣處被送出。。假設優先權為：CP1>CP2>CP3...>CPN。然而，本案並不受限於此優先權假設，且在修改優先權邏輯後，也可應用其他不同優先權假設。
現將說明TMCCT控制邏輯125之操作。
模式信號MD代表所選通道之功率轉換模式，其可為降壓、升降壓、升壓或反相模式。模式信號MD是由模式決定電路127所產生。
當選擇通道x時，在兩個谷電流信號VC之間的整個時隙內，信號CTx將會為邏輯高。信號CTx是由先進先出與優先權邏輯123所輸出，如第8圖所示。
對於升降壓轉換，峰值電流信號PK13係終止13階段(亦即，開關SW1與SW3為導通)，且1Ox階段(亦即，開關SW1與SWOx為導通)則接續。峰值電流信號PK13是由峰值電流偵測器131所產生。
所有轉換模式的電感電流充電階段係由峰值電流偵測器131所產生的峰值電流信號PKC所終止。
在DCM下，峰值電流信號PKC與PK13係回應於控制電壓VCX以將定電荷QOx0轉移至所選通道。
所有轉換模式的電感放電階段係由放電至谷電流值的電感電流IL所終止。
谷電流值係回應於谷電流偵測器135。
通道選擇信號CHS係用於通知模式決定電路127與控制電壓產生器129來指示目前處理的所選通道。
由TMCCT控制邏輯125所產生的信號CG可重設與致能可產生峰值電流信號PKC與PK13的峰值電流偵測器131。
控制電壓產生器129根據輸入電壓VIN與該些輸出電壓VO1、VO2、...、VOm、VN而產生控制電壓VCX。通道選擇信號指示此時隙所要處理的被選通道。模式信號MD指示所選通道的功率轉換模式，其可為降壓、升降壓、升壓或反相模式。
控制電壓VCX之產生係回應於所需的轉換模式、既定的定輸出電荷QOx0、輸入電壓與所選通道的輸出電壓，如上述公式及如第6A圖至第6D圖所示。
第9A圖顯示根據本案一實施例之谷電壓產生器133與谷電流偵測器135之電路圖。第9B圖顯示根據本案一實施例之谷電壓產生器133與谷電流偵測器135之波形圖。
根據本案一實施例之谷電壓產生器133包括：反相器133_1、MOS電晶體133_2、第一電流源133_3、第二電流源133_4、MOS電晶體133_5、電阻Rv與電容Cv。
反相器133_1接收最小導通時間脈衝信號 (minimum-on-time pulse signal)MOT，並輸出反相後MOT至MOS電晶體133_2的閘極。最小導通時間脈衝信號MOT具有既定的導通時間，且被開關控制信號S1之正邊緣所觸發。
MOS電晶體133_2包括：一第一端(例如但不受限於，源極端)耦合至輸入電壓VIN；一第二端(例如但不受限於，汲極端)耦合至第一電流源133_3；以及，一控制端(例如但不受限於，閘極端)接收反相後MOT信號。
第一電流源133_3耦合至MOS電晶體133_2，以產生第一定電流I1。
第二電流源133_4耦合至MOS電晶體133_5，以產生第二定電流I2。
MOS電晶體133_5包括：一第一端(例如但不受限於，源極端)耦合至第二電流源133_4；一第二端(例如但不受限於，汲極端)耦合至接地端；以及，一控制端(例如但不受限於，閘極端)接收FW時期(FW時期是由及邏輯139根據開關控制信號S2與S3而產生)。
電阻Rv耦合至第一電流源133_3與第二電流源133_4。
電容Cv耦合至電阻Rv。
當谷電壓VVLLY等於0時，谷電流IVLLY也為0。當谷電壓VVLLY變高時，谷電流IVLLY也變高。較長的FW時期使得谷電壓VVLLY逐漸降至0。當FW時期足夠短時，谷電壓VVLLY 變高，直到FW時期短於既定值(tA)且長於另一既定值(tB)。
第10圖顯示根據本案一實施例之開關邏輯波形圖。
在谷電流VC的第一個正邊緣處，先進先出與優先權邏輯123產生邏輯高的信號CT1。根據邏輯高的信號CT1，TMCCT控制邏輯125產生邏輯高信號ST1與ST3。回應於邏輯高信號ST1與ST3，邏輯控制與閘極驅動器150產生邏輯高的開關控制信號S1與S3以導通開關SW1與SW3。因為導通開關SW1與SW3，能量從輸入電壓VIN轉移至電感L1。因此，電感電流IL會增加。在電感充電階段內，當電感電流IL從DC電流IDC(等於谷電流IVLLY)增加至“IDC+IPK1Ox”時，峰值電流信號PKC被峰值電流偵測器131所觸發。回應於峰值電流信號PKC，TMCCT控制邏輯125產生信號STO1與RS3；以及，回應於信號RS3，邏輯控制與閘極驅動器150產生邏輯低信號S3以關閉開開SW3，以及產生邏輯高信號S1與SO1以關閉開關SW1與SWO1，以放電電感電流IL至輸出節點，直到電感電流IL為0為止。
其他切換周期是相似，因此其細節在此省略。
如上述，本案一實施例提供單一電感多輸出(或SIMBO)DC-DC變壓器，包括：TMCCT控制邏輯，具有將能量依序(1對1)轉移至輸出的谷電流控制；控制電壓產生器，產生控制電壓VCX至峰值電流偵測器以控制輸出通道之個別輸出電荷為個別既定的定值。此外，谷電流是回應於負載電流(亦即感電流應 ISNS)的值，使得輸入與輸出功率能平衡，將使得SIMO或SIMBO直流直流變壓器可操作於DCM與CCM之下。
甚至，在本案一實施例中，回應於輸入電壓VIN與輸出電壓的各種情況，各正輸出VO1~VOm之各轉換可操作於降壓、升壓或升降壓模式下。
甚至，在本案一實施例中，該些輸出之一可操作於反相模式(亦即，該些輸出之一可為負輸出電壓)。
甚至，在本案一實施例中，所選通道之轉換模式可由模式決定電路所決定。
甚至，在本案一實施例中，谷電流值是回應於FW責任周期。如果FW責任周期大於第一時期tA，則減少谷電流值；以及，如果FW責任周期小於第二時期tB，則增加谷電流值。第一時期等於或大於第二時期。谷電流值等於或大於0。
甚至，在本案一實施例中，控制電路120回應於各輸出，以及，FIFO與優先權邏輯決定所選輸出通道。
甚至，在本案一實施例中，回應於由谷電流偵測器、峰值電流偵測器與模式決定電路之輸出，TMCCT控制邏輯決定所選通道之切換順序。
甚至，在本案一實施例中，對於DCM無法支援的負載，谷電壓產生器與谷電流偵測器將增加谷電流，以增加CCM下的輸出電流能力。
甚至，在本案一實施例中，功率級可為多正輸出軌 (positive output rail)與多負輸出軌。
本案實施例利用SIMO或SIMBO直流-直流變壓器來在空間受限電子產品內可更加善用空間。SIMO或SIMBO架構能延長空間受限電子產品的電池壽命。
綜上所述，雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明。本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾。因此，本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
100:SIMO直流-直流變壓器
110:功率級
120:控制電路
150:邏輯控制與閘極驅動器
L1:電感
SW1、SW2、SW3、SWO1、SWO2、...、SWOm:開關
C0、C1、C2、...Cm:電容
RL1、RL2...、RLm:電阻
121:電壓比較器電路
121_1~121_m:電壓比較器
123:先進先出與優先權邏輯
125:分時多工定電荷轉移控制邏輯
127:模式決定電路
129:控制電壓產生器
131:峰值電流偵測器
133:谷電壓產生器
135:谷電流偵測器
137:過電流保護電路
139:邏輯閘
131_1:多工器
131_2與131_3:電壓比較器
CT:電容
131_4:分壓器
135_1:電壓比較器
Rx:電阻
137_1:電壓比較器
151:邏輯控制
155:閘極驅動器
151_1:第一邏輯
151_3:第二邏輯
SR_1~SR_(m+2):SR正反器

Claims (20)

  1. 一種直流-直流變壓器，包括：一功率級，包括一電感及耦合至該電感之複數個開關，該功率級從一輸入電壓產生複數個輸出電壓；一控制電路，耦合至該功率級，該控制電路藉由將能量從該輸入電壓依序一對一轉移到該些輸出電壓以執行具有谷電流控制之分時多工定電荷轉移控制，該控制電路更產生一控制電壓以控制該些輸出電壓之個別輸出電荷為個別既定常值，以及，該控制電路回應於所有負載電流以自動產生一谷電流來平衡輸入功率與輸出功率，使得該直流-直流變壓器取決於不同谷電流值而切換於一不連續導通模式(DCM)與一連續導通模式(CCM)之間；以及一邏輯控制與閘驅動器，耦合至該控制電路與該功率級，該邏輯控制與閘驅動器根據由該控制電路所產生的複數個控制信號而產生複數個開關控制信號，該些開關控制信號控制該功率級的該些開關。
  2. 如請求項1所述之直流-直流變壓器，其中，該直流-直流變壓器是單電感多輸出(SIMO)或單電感多雙極輸出(SIMBO)直流-直流變壓器。
  3. 如請求項1所述之直流-直流變壓器，其中，回應於該輸入電壓與該輸出電壓之情況，該些輸出電壓之各正輸 出電壓之各轉換係操作於一降壓模式、一升壓模式或一升降壓模式。
  4. 如請求項1所述之直流-直流變壓器，其中，該些輸出電壓之一係操作於一反相模式。
  5. 如請求項1所述之直流-直流變壓器，其中，一所選通道之一轉換模式是由該控制電路之一模式決定電路所決定。
  6. 如請求項1所述之直流-直流變壓器，其中，該控制電路包括一先進先出與優先權邏輯，當被一谷電流偵測結果觸發時，該先進先出與優先權邏輯對由該控制電路之一電壓比較器電路所產生之複數個電壓比較器輸出進行先進先出與優先權決定；該先進先出與優先權邏輯根據一預設優先權而在一谷電流信號之複數個正邊緣處載入該些電壓比較器輸出；當該些電壓比較器輸出之一或多個電壓比較器輸出在該谷電流信號之該正邊緣處同時為邏輯高時，該些邏輯高電壓比較器輸出係根據該預設優先權而依序載入至該先進先出與優先權邏輯；先載入至該先進先出與優先權邏輯之該電壓比較器輸出係在該谷電流信號之該正邊緣處先被送出；在兩個該些谷電流信號之間的各時隙中只選擇一個輸出；以及 該控制電路回應於各輸出，且該先進先出與優先權邏輯決定一所選輸出通道。
  7. 如請求項6所述之直流-直流變壓器，其中，該控制電路包括一分時多工常電荷轉移(TMCCT)控制邏輯，耦合至該先進先出與優先權邏輯，當有一通道被選擇成為一所選通道時，由該先進先出與優先權邏輯之一相關輸出信號在兩個該些谷電流信號之一整體時隙內為邏輯高；對於直流-直流轉換，由一峰值電流偵測器所產生之一第一峰值電流信號終止一電感電流充電階段，且後續係一電感電流放電階段；所有轉換模式的該些電感電流充電階段係被該第一峰值電流信號終止；於該不連續導通模式下，該第一峰值電流信號與一第二峰值電流信號係回應於該控制電壓，以將一定電荷轉移至該所選通道；所有轉換模式的該些電感電流放電階段係被放電至該些不同谷電流值中之一谷電流值之該電感電流所終止；該谷電流值係回應於該控制電路之一谷電流偵測結果；一通道選擇信號用於指示處理中之該所選通道；以及由該TMCCT控制邏輯所產生之一致能信號係重設與致能該峰值電流偵測器。
  8. 如請求項7所述之直流-直流變壓器，其中，該控制電路包括一控制電壓產生器，根據該通道選擇信號、一模式信號、該輸入電壓與該些輸出電壓而產生該控制電壓；以及產生該控制電壓係回應於所需的該轉換模式、該既定常輸出電荷，該輸入電壓與該所選通道之該輸出電壓。
  9. 如請求項8所述之直流-直流變壓器，其中，該谷電流值係回應於一飛輪責任周期；當該飛輪責任周期大於一第一時期，減少該谷電流值；當該飛輪責任周期小於一第二時期，增加該谷電流值，其中，該第一時期等於或大於該第二時期；當該飛輪責任周期等於該第一時期與該第二時期，該谷電流值未改變；當該飛輪責任周期小於該第一時期，該谷電流值未改變；以及該谷電流值等於或大於0。
  10. 如請求項9所述之直流-直流變壓器，其中，回應於該谷電流偵測結果、一峰值電流偵測結果與一模式決定結果，該TMCCT控制邏輯決定該所選通道之一切換順序。
  11. 一種直流-直流變壓器之控制方法，該控制方法包括： 由一功率級從一輸入電壓產生複數個輸出電壓，該功率級包括一電感及耦合至該電感之複數個開關；藉由將能量從該輸入電壓依序一對一轉移到該些輸出電壓以執行具有谷電流控制之分時多工定電荷轉移控制；產生一控制電壓以控制該些輸出電壓之個別輸出電荷為個別既定常值；回應於所有負載電流，自動產生一谷電流來平衡輸入功率與輸出功率，使得該直流-直流變壓器取決於不同谷電流值而切換於一不連續導通模式(DCM)與一連續導通模式(CCM)之間；以及根據複數個控制信號而產生複數個開關控制信號，該些開關控制信號控制該功率級的該些開關。
  12. 如請求項11所述之直流-直流變壓器之控制方法，其中，該直流-直流變壓器是單電感多輸出(SIMO)或單電感多雙極輸出(SIMBO)直流-直流變壓器。
  13. 如請求項11所述之直流-直流變壓器之控制方法，其中，回應於該輸入電壓與該輸出電壓之情況，該些輸出電壓之各正輸出電壓之各轉換係操作於一降壓模式、一升壓模式或一升降壓模式。
  14. 如請求項11所述之直流-直流變壓器之控制方法，其中，該些輸出電壓之一係操作於一反相模式。
  15. 如請求項11所述之直流-直流變壓器之控制方法，其中，一所選通道之一轉換模式是由一模式決定結果所決定。
  16. 如請求項11所述之直流-直流變壓器之控制方法，更包括：當被一谷電流偵測結果觸發時，對複數個電壓比較器輸出進行先進先出與優先權決定；根據一預設優先權而在一谷電流信號之複數個正邊緣處載入該些電壓比較器輸出；當該些電壓比較器輸出之一或多個電壓比較器輸出在該谷電流信號之該正邊緣處同時為邏輯高時，該些邏輯高電壓比較器輸出係根據該預設優先權而依序載入；先載入之該電壓比較器輸出係在該谷電流信號之該正邊緣處先被送出；在兩個該些谷電流信號之間的各時隙中只選擇一個輸出；以及決定一所選輸出通道。
  17. 如請求項16所述之直流-直流變壓器之控制方法，更包括：執行分時多工常電荷轉移(TMCCT)控制； 當有一通道被選擇成為一所選通道時，由該先進先出與優先權決定之一相關輸出信號在兩個該些谷電流信號之一整體時隙內為邏輯高；對於一轉換，一第一峰值電流信號終止一電感電流充電階段，且後續係一電感電流放電階段；所有轉換模式的該些電感電流充電階段係被該第一峰值電流信號終止；於該不連續導通模式下，該第一峰值電流信號與一第二峰值電流信號係回應於該控制電壓，以將一定電荷轉移至該所選通道；所有轉換模式的該些電感電流放電階段係被放電至該些不同谷電流值中之一谷電流值之該電感電流所終止；該谷電流值係回應於一谷電流偵測結果；一通道選擇信號用於指示處理中之該所選通道；以及由該TMCCT控制所產生之一致能信號係重設與致能該峰值電流偵測。
  18. 如請求項17所述之直流-直流變壓器之控制方法，其中，根據該通道選擇信號、一模式信號、該輸入電壓與該些輸出電壓而產生該控制電壓；以及產生該控制電壓係回應於所需的該轉換模式、該既定常輸出電荷，該輸入電壓與該所選通道之該輸出電壓。
  19. 如請求項18所述之直流-直流變壓器之控制方法，其中，該谷電流值係回應於一飛輪責任周期；當該飛輪責任周期大於一第一時期，減少該谷電流值；當該飛輪責任周期小於一第二時期，增加該谷電流值，其中，該第一時期等於或大於該第二時期；當該飛輪責任周期等於該第一時期與該第二時期，該谷電流值未改變；當該飛輪責任周期小於該第一時期，該谷電流值未改變；以及該谷電流值等於或大於0。
  20. 如請求項19所述之直流-直流變壓器之控制方法，其中，回應於該谷電流偵測結果、一峰值電流偵測結果與一模式決定結果，該TMCCT控制決定該所選通道之一切換順序。
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