TWI694663B - 一種單電感多輸出直流-直流轉換器 - Google Patents

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Abstract

本發明揭露了單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器的架構和設計技術。上述單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器係基於有序功率分配控制(OPDC)方案，其具有多種新穎的控制機制，可優化功率輸出能力、轉換效率、以及電壓漣波的性能。除了降壓模式輸出外，上述新型SIMO直流-直流轉換器還可以具有利用自動降壓-升壓(auto buck-boost)模式工作的輸出通道，使得輸入電壓可以隨使用時間而變化。

Description

一種單電感多輸出直流-直流轉換器
本發明係關於一種直流-直流轉換器，特別是一種單電感器多輸出直流-直流轉換器。
現今的許多電子系統都要求能達到微型化，以符合消費者所期待的隨身可聽及可穿戴式功能，儘管其外型很小仍必須具有相當的長電池壽命。但是，電子裝置的尺寸確實會限制電池的容量。人們期待他們所擁有的隨身可聽、可穿戴式、以及其他利用微型電池供電的電子裝置可以長時間及可靠的工作。
從設計者的觀點而言，為了支撐這些微小型電池供電的電子裝置運作，形狀因子(form factor)的限制使得能於充電週期間隔時間維持長時間運作的小型化鋰電池變得必要。電源供應的設計必須要能達到每一個子系統獨特而多樣的電壓要求。工程師面對上述日益增加的技術挑戰，嘗試著將所有必要的產品特徵容置於具有小巧形狀因子(form factor)的耳機或穿戴設備，如戒指、手鐲、或皮膚貼片內。
為了應付小尺寸解決方案當中易於安裝以及低熱擾動的要求，利用相對節省空間的單電感器多輸出(single-inductor multiple-output；SIMO)技術的小型低功率的功率管理積體電路(power management ICs)是非常適合上述這些系統的應用。
單電感器多輸出(SIMO)架構利用與較小裝置整合功能而避免 使用多個分立組件，對要求嚴格散熱性能的微小型電子裝置提供一較佳的解決方案。單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器的概念的出現是為了克服傳統轉換器的缺點，例如，其需要多個電感器和控制器，複雜且高成本。單電感器多輸出(SIMO)轉換器能於僅有一個電感器情況下支援多輸出，因此它可以最大限度地減少組件數量，進而降低生產成本。明顯地，其使用的印刷電路板面積亦可以大大地減小，進而使電子裝置小型化。
如圖1a所示的先前技術，一單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器可以支援四個輸出(VO1、VO2、VO3及VO4)，同時僅使用一個電感器(L)，該電感器透過一個SIMO控制電路和邏輯101操作時間多工(time-multiplexing)控制方案來控制所有開關的開啟/關閉並產生工作週期。這些工作週期訊號被產生用以控制輸入開關SP、SN，飛輪開關(freewheel switch)SF以及輸出開關S1、S2、S3及S4用於對每個輸出作電壓調節。為了提供每個輸出節點電力，電感器透過工作週期(duty cycle)充電，以在將所需能量釋放到相應的輸出負載之前為其相應的輸出獲得所需的能量。因此，對於一個完整的轉換週期，如圖1b所示，透過在Vin和地(ground)之間連接電感器來對電感器充電四次，並且透過在地(ground)和每個輸出之間連接電感器將電感器放電到零電流四次。由於供應至每個輸出的能量得到很好的控制，並且與其他輸出無關，因而消除了交叉調節。然而，時間多工(time-multiplexing)控制方案的峰值電感器電流很大，因為電感器對每一個充電器從零充電並放電至零。電感器電流是於不連續傳導模式(discontinuous conduction mode；DCM)下操作，因此，總輸出電流能力受到限制，並且具有高峰值電感電流的許多充電/放電循環會導致高開關損耗和低轉換效率。此外，時間多工(time-multiplexing)控制方案還會受到輸出電壓漣波(voltage ripple)與輸出數量之間取捨的影響，因為輸出數量的增加將需要更長的調節時間，因而導致更高的電壓漣波。
為了改善時間多工(time-multiplexing)控制方案中的功率輸送能力、轉換效率與電壓漣波等問題，有序功率分配控制(ordered-power-distributive-control；OPDC)方案在相同的電感器通電週期會依序地將電感器的磁能分配至所有輸出。如圖1c所示，一充電週期包括對電感器電 流充電以及向輸出節點放電，其中每個輸出開關一次接通以共享電感器電流。由於所有輸出均在一個周期內調節，因此OPDC方案可以為相對較大數量的輸出通道產生較小電壓漣波。電感器電流不必放電至零，因此它可以在連續導通模式(continuous conduction mode；CCM)下工作，其具有較小的峰值電感器电流。因此，可以實現更小的開關損耗以及更高的輸出功率輸送。
然而，由於隨身聽式、可穿戴式、以及其它微型電池供電的電子裝置對PMICs的功率效率要求持續增加，作為關鍵設備的SIMO直流-直流轉換器也應該能在各種負載條件下操作，例如於重負載條件下連續導通模式(continuous conduction mode；CCM)、於輕負載條件下不連續導通模式(discontinuous conduction mode；DCM)、以及於極輕負載或無負載條件下的脈衝省略模式(pulse skipping mode；PSM)。此外，電池電壓會隨者使用時間而變化，在此應用中，最高電壓通道有時需要自動降壓-升壓(auto-buck-boost)功能。因此，於實際應用上利用SIMO直流-直流轉換器於優化上述所有操作模式並具有降壓-升壓(buck-boost)輸出通道的更先進控制方案依然是迫切需要的。
本發明提出了一種具有降壓-升壓輸出通道、不連續導通模式(discontinuous conduction mode；DCM)、脈衝省略模式(pulse skipping mode；PSM)、以及全關斷時間開關控制的單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器。
一種具有脈衝省略模式的直流/直流轉換器，其包括耦合到第一輸入開關和第二輸入開關的電感器用於存儲來自電源的能量，其中第一輸入開關耦合到輸入電源節點，第二輸入開關是耦合到接地點，第一和第二開關控制通過電感器的電流；複數個輸出開關耦合到共接電感器節點和相應的輸出電源節點，每個輸出電源節點具有從輸入電源節點接收的輸入電壓轉換的電壓；一個飛輪開關，耦合在共接電感器節點和地之間；一振盪器提供恒定頻率時鐘週期；其中該第一輸入開關在每個時鐘周期的開始被觸發；其中該第一輸入開關的一個控制訊號回應於該複數個回饋訊號和該感測的電感電流，且該第二輸入開關具有一個與該第一輸入開關控制信號非重疊的控制信號；一個控制電路回 應於該電感器感測的電感電流、該複數個回饋訊號、以及其相應的參考電壓，該控制電路被配置為透過啟動該輸入開關之一並透過依順序啟動複數個該輸出開關中的一個，以控制該電感器的時序和充電電流；其中該複數個輸出開關中的每一個輸出開關回應于其相對應的輸出電壓、參考電壓以及所感測的電感電流；其中該複數個輸出開關是依序被導通，該第一輸出開關是第一個被導通的輸出開關，最後被導通的輸出開關在所有其他輸出開關依次導通後所具有剩餘時間週期；以及其中，對應於最後一個輸出開關的誤差訊號與對應於所有剩餘輸出開關的的誤差訊號的線性加總之間的差值，當該差值為正且大於一預設值時，響應於該差值的一個飛輪開關工作週期於時鐘週期的開始處和輸出開關依序接通前被插入。
根據本發明的一個觀點，上述的電感電流可以在供電節點於輕負載操作條件下的狀態被放電至零電流。
根據本發明的一個觀點，上述最後一個輸出節點進入脈衝省略模式，其中相應的最後一個輸出開關控制訊號被跳過，並且於剩餘時鐘週期導通上述飛輪開關。
根據本發明的一個觀點，複數個輸出開關根據其對應的輸出供應節點順序地接通，具有從最小(最低)電壓到最高電壓的順序。
101‧‧‧SIMO控制電路和邏輯
200‧‧‧單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器
200a‧‧‧單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器充電控制訊號的時序圖
201‧‧‧控制電路
203‧‧‧能量分配單元
205‧‧‧能量產生單元
207‧‧‧震盪器
410、tD1、420、tD2、422、tD3、424、tD4、426、tD5、428、tD6、430、tD7‧‧‧時間段
透過說明書和附圖中詳細描述的較佳實施例，可以理解本發明的結構、特徵和優點：圖1a顯示根據習知技術的一個於時間多工(time-multiplexing)控制方案下操作的具有四個輸出的SIMO直流-直流轉換器。
圖1b顯示根據習知技術於時間多工(time-multiplexing)控制方案下操作的電感器電流波形。
圖1c顯示根據習知技術於有序功率分配控制(OPDC)方案下操作的的電感器電流波形。
圖2a顯示根據本發明較佳實施例所提出的單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器電路。
圖2b顯示根據本發明較佳實施例所提出的單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器充電控制訊號時序圖。
圖2c顯示根據本發明較佳實施例所提出的單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器於連續導通模式(continuous conduction mode；CCM)下操作的電感器電流波形，其中於時鐘週期開始時導通(開啟)飛輪開關與第一輸入開關。
圖2d顯示根據本發明較佳實施例所提出的單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器於不連續導通模式(discontinuous conduction mode；DCM)下操作的電感器電流波形，其中飛輪開關再剩餘時鐘週期內導通，同時最後一個輸出進入脈衝省略模式。
圖3a-b顯示根據本發明較佳實施例所提出的用於單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器的具有背靠背開關配置的功率級。
圖4a顯示根據本發明較佳實施例所提出的用於單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器的具有動態基極偏壓(dynamic body bias；DBB)開關配置的功率級。
圖4b顯示根據本發明較佳實施例所提出的動態基極偏壓(dynamic body bias；DBB)電路。
圖4c描繪了根據本發明較佳實施例所提出的用於單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器的全關斷時間控制的時序圖。
此處本發明將針對發明具體實施例及其觀點加以詳細描述，此類描述為解釋本發明之結構或步驟流程，其係供以說明之用而非用以限制本發明之申請專利範圍。因此，除說明書中之具體實施例與較佳實施例外，本發明亦可廣泛施行於其他不同的實施例中。以下藉由特定的具體實施例說明本發明之實施方式，熟悉此技術之人士可藉由本說明書所揭示之內容輕易地瞭解本發明之功效性與其優點。且本發明亦可藉由其他具體實施例加以運用及實施，本說明書所闡述之各項細節亦可基於不同需求而應用，且在不悖離本發明之精神下進行各種不同的修飾或變更。
如前面所述及，在SIMO直流-直流轉換器設計上，電池電壓隨使用時間而變化，其需要降壓-升壓(buck-boost)輸出通道，同時對優化功率效率及負載驅動能力的要求亦相當嚴苛。為了滿足實際應用需求，本發明提出了一種具有降壓-升壓輸出通道、脈衝省略模式(pulse skipping mode；PSM)、以及全關斷時間(deadtime)開關控制的單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器。
圖2a顯示了根據本發明所提出的單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器電路。可以為多個輸出VO1、VO2、....、VOK供電的單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器200，其包括電感器L、多個誤差放大器(EAs)EA1、EA2、.....、EAK設置在反饋迴路中、一個控制電路201和多個開關SP、SN、SF、S1、S2、.....、SK。上述多個誤差放大器(EAs)分別配置於多個輸出(VO1、VO2、.....、VOK)的反饋迴路中，以檢測它們的電壓位準，並且每個誤差放大器(EA)都具有輸入參考电壓位準(VR1、VR2、.....、或VRK)相應地單獨控制它們的誤差。以一較佳實施例而言，誤差放大器(EA)通常是，但不限於一個運算跨導放大器(operational transconductance amplifier；OTA)。類似於直流-直流降壓轉換器，高側(第一)輸入開關SP、低側(第二)輸入開關SN、和電感器L控制從輸入電源VIN獲取的能量並將能量儲存於電感器中。在單電感器多輸出 (SIMO)轉換器中，K個附加輸出開關S1、S2、.....、SK被配置以適當的將能量分配給K個輸出VO1、VO2、.....、VOK。除了在單電感器多輸出(SIMO)轉換器的基本拓樸結構中所需的輸入開關SP、SN和輸出開關S1、S2、.....、SK之外，圖2a中的輔助飛輪開關(free wheel switch)SF被額外配置，用以透過引入額外的能量恢復持續時間來進行脈衝省略模式操作。
在本發明的一個實施例中，電感器L的一個端子LX1透過第一輸入開關SP耦合到輸入電源VIN並且透過第二輸入開關SN耦合到接地點，輸出開關S1、S2、.....、SK耦合到共接電感器節點LX2和相應的輸出電源節點，用於將能量分配給輸出VO1、VO2、.....、VOK。飛輪開關SF耦合到共接電感器節點LX2和接地點。控制電路201，其包含能量分配單元203，用於測量所有輸出所需的能量，以確保與每一個輸出節點的基準(reference)相比沒有電壓誤差、能量產生單元205從輸入提取能量以確保在所有輸出端無總電壓誤差、以及用於產生恆定頻率PWM閘極控制訊號的震盪器207，用於控制所有開關的接通/斷開週期。工作週期(duty cycle)訊號必須被產生以分別控制輸入開關SP、SN、飛輪開關SF和輸出開關S1、S2、.....、SK，以用於每個輸出的電壓調節。
圖2b顯示了根據本發明實施例中單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器充電控制訊號的時序圖200a。在循環開始時，開關SP接通，透過逐個接通開關S1至SK對每個輸出充電，亦即所有的輸出依順序共享電感器的磁能。在一個週期中，充電過程包括對電感器電流進行充電和放電，開關S1至SK一次一個地接通，以遞增的順序對相應的輸出充電，其中輸出電壓具有大小順序VOK
Figure 108122422-A0305-02-0009-2
VOK-1
Figure 108122422-A0305-02-0009-3
.....
Figure 108122422-A0305-02-0009-4
VO2
Figure 108122422-A0305-02-0009-5
VO1。全範圍電流感測電路(未顯示)用於為控制電路201中的能量分配單元203提供感測電流。同時，由電流感測器產生的電流輸入到能量產生單元205中。能量產生單元205透過反饋迴路測量所有輸出處的總電壓誤差，以為電感器L提供合適的能量。能量分配單元203產生作用於開關S1、S2、.....、SK的控制訊號、以及包含輸出通道所需能量資訊的訊號VO1、VO2、.....、VOK。控制電路201接收回應供電節點上的輸出電壓(VO1、VO2、.....、VOK)的反饋訊號，VFBk、.....、VFB2、VFB1，的誤差放大器輸出，VEAk、.....、VEA2、VEA1，控制輸出開關以響應於上述反饋訊號以調節輸出電 壓。
在操作中，開關SP、S1由震盪器207觸發以進行恆定頻率操作。電壓訊號SP、SN、SF和S1、S2、.....、SK分別表示開關SP、SN、SF、S1、S2、.....、SK的控制訊號(工作週期訊號)。開關訊號SP響應於誤差放大器EA1-EAK和電感器電流IL，開關控制訊號SN是與SP非重疊的訊號。開關控制訊號S1響應於輸出訊號VO1、參考電壓VR1和電感電流IL，開關控制訊S2號響應於輸出訊號VO2、參考電壓VR1和電感電流IL，.....，開關控制訊號SK-1響應於輸出訊號VOK-1、參考電壓VRK-1和電感電流IL。訊號SK是在開關S1至SK-1依順序接通之後的剩餘時間段，其中最後一個輸出VOK能補償先前輸出發生的能量變化。然而，當最後一個輸出在輕負載條件下工作時，應該在一個時鐘週期跳過最後一個輸出開關，以避免輸出到最後一個輸出的功率太大。在跳過最後一個輸出的時鐘週期內，在S1到SK-1接通後的剩餘時間內，飛輪開關SF將被導通。
具有上述控制方案的單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器可以對以降壓模式(buck mode)操作的所有輸出執行良好，這意味著所有輸出電壓都小於或等於輸入電壓。隨著電池電壓在使用時間段內變化越來越低，一些應用可能需要最高電壓輸出(也是最後一個輸出)可以在降壓-升壓模式(buck-boost mode)下工作。
在這種情況下，控制電路201中的加法電路(未顯示)計算對應於最後輸出的誤差放大器輸出與對應於所有剩餘輸出的誤差放大器輸出的線性疊加之間的差值，當差值為正且大於某個值(系統輸出)時，於時鐘週期開始時與輸出開關一次接通前插入一個飛輪(freewheel)開關工作週期。上述描述可以以更明確的方式表達，亦即，如果VEAk-(αk-1VEAk-1+......+α2VEA2+α1VEA1)-Vos為正，一個正比於VEAk-(αk-1VEAk-1+......+α2VEA2+α1VEA1)-Vos的飛輪(freewheel)開關工作週期將於時鐘工作週期開始時和輸出開關依順序導通前被插入，其中VEAK-1、.....、VEA2、VEA1分別代表剩餘輸出的誤差放大器輸出；αk-1、....、α2、α1分別表示剩餘輸出的每個誤差放大器的常數係數；Vos是一個預設電壓值。於連續導通模式(continuous conduction mode；CCM)下操作的單電 感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器電感器電流波形，如圖2c所示，其顯示具有飛輪開關SF於連續導通模式(continuous conduction mode；CCM)下操作的電感電流波形，這裡顯示K=4，即四個輸出通道於CCM條件下操作，飛輪開關SF於時鐘週期開始時與第一輸入開關一起導通(一併參考圖2b)以提供足夠的充電電流，同時最後的輸出處於升壓模式並具有相對較重負載。另外，在較輕負載情況下，如圖2d所示，電感器電流IL可以在新的時鐘週期前在SK階段被放電到零電流，亦即進入不連續導通模式(DCM)。
在一個或多個誤差放大器輸出低於一個特定值的情況下，於相應的工作週期處跳過相應的一個或多個輸出開關；於相應的最後一個誤差放大器輸出低於某個特定值的情況下，跳過相應的輸出開關並且在剩餘時鐘週期內接通飛輪開關SF，如圖2d所示。
在圖2d中，飛輪開關SF於剩餘時鐘週期(Tclk)內導通，而最後一個輸出S4進入脈衝省略。
在沒有全關斷時間(deadtime)的情況下，同時打開S1到SK中的任兩個輸出開關會導致能量從一個輸出洩漏到另一個輸出。這會降低調節性能以及效率。因此，任何兩個開關之間插入全關斷時間是必要的，可以避免冗餘的能量傳遞。
參考圖2a所顯示的電路，僅集中注意開關配置部分。輸入開關元件SN(可以是同步整流器)可以在節點LX1和地之間連接，以在開關SP斷開時傳導電感器L的電流。以這種方式，SP和SN的切換動作基本上互補。為了防止SP和SN之間的交叉傳導，當SP和SN都關閉時，可能發生相對短的全關斷時間間隔。與二極體相比，開關SP和SN可以以任何合適的方式實現，例如金屬氧化物半導體(MOS)電晶體。如果使用MOS電晶體來實現SP和SN，則內部反並聯(anti-parallel)體二極體可以在該全關斷時間間隔內為電感器L電流提供導通。如果開關元件SP和SN不具有內部體二極體，則可以與每個開關元件並聯地添加外部二極體，其中二極體陽極可以各自連接到較低電壓節點。
開關S1、S2、.....、SK、以及SF的切換動作也可以是基本上互補的。在一些應用中，如果輸出電壓VOK大於輸出電壓VOK-1，則開關元件SK可以由傳統的整流二極體代替，傳統的整流二極體具有陽極連接節點LX2和陰極連接到輸出VOK。如果使用MOS電晶體實現開關SK和SK-1，則SK的內部體二極體的陽極可以連接到節點LX2，並且SK-1(SK)的內部體二極體的陰極可以連接到節點LX2(VOK)。
參考圖3a，其顯示除了連接到最高輸出電壓電軌的開關外的所有輸出開關的背靠背開關配置(SK-1A、SK-1B、.....、S2A、S2B、S1A、S1B)。圖3b顯示出遊N型MOSFET實現背靠背開關的實施例。顯然，這些開關也可以透過P型MOSFET實現。因此，連接到最高輸出電壓VOK的開關SK被配置為具有體二極體(body diode)，其陽極連接到節點LX2，陰極連接到輸出節點VOK；開關S1、S2、.....、SK-1被配置，使得節點LX2處的電壓高於或低於VO1、VO2、.....、VOK-1情況下輸出開關的任何體二極體都不能被接通。
在其他實施例中，如圖4所示，於圖3a-3b中所示的背靠背開關配置(SK-1A、SK-1B、.....、S2A、S2B、S1A、S1B)可以用LX2和VOx之間的動態體開關(dynamic body switch)代替，其中VOx可以是VO1、VO2、.....、VOK的任何一個。圖4a顯示根據本發明一個實施例中具有動態基極偏壓(dynamic body bias；DBB)電路的開關配置，在每個輸出開關S1、S2、.....、或SK中，其主體增加了動態基極偏壓(DBB)電路。該動態基極偏壓(DBB)電路在圖4b中被揭露，當電晶體截止時電晶體的主體接地。這允許電晶體阻止正向和反向電壓。當電晶體導通時，主體連接到源極，這裡是LX2，以確保低閥值電壓，並保證低導通電阻。連接到地或是LX2之間的體二極體開關控制訊號(例如SxB或是
Figure 108122422-A0101-12-0010-14
)應該是不重疊的，以防止從LX2到地的直通電流(shoot-through current)。
前面提到的具有背靠背開關或動態基極偏壓(DBB)配置的單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器也可以在以下情況下運行：
(a)如果輸出電壓VOk在輕負載時進入脈衝省略模式(PSM)，則輸出開關Sk-1被配置為具有二極體，其陽極連接到節點LX2並且其陰極連接到VOk-1。輸出開關S1、S2、.....、Sk-2被配置，使得節點LX2處的電壓都高於或低於輸出電壓VO1、VO2、.....、VOk-2的情況下輸出開關的任何體二極體都不能導通。
(b)如果VOk、VOk-1、.....、和VOk-m都在輕負載時進入脈衝省略模式(PSM)，則輸出開關Sk-m-1被配置為具有體二極體，其陽極連接到LX2且其陰極連接到VOk-m-1。輸出開關S1、S2、.....、Sk-m-2被配置，使得節點LX2處的電壓都高於或低於輸出電壓VO1、VO2、.....、VOk-m-2情況下輸出開關的任何體二極體都不能導通。
由於同步整流適用於做出高效率和適當的輸出電壓控制，全關斷時間(deadtime)需要被安排以確保在開關瞬態期間內各個電源開關的導通狀態之間能有適當的非重疊。為了執行全關斷時間開關控制，以圖4a所示電路作為上述背靠背或動態體二極體開關配置的一個例子。圖4c顯示具有全關斷時間控制的時間控制時序圖以及相應的於電感器共接節點LX2處的電壓波形圖。在時間段410中，僅接通飛輪開關SF，電感器L接地，因此共接節點LX2處的電壓為零。這裡假設開關S3~Sk-1均進入脈衝省略模式。在時間段tD1，輸入開關SP和輸出開關S1B被導通，斷開飛輪開關SF，所有其他開關保持斷開狀態，因為輸出開關S1A的體二極體正向偏壓並且電感器電電流可以對輸出節點VO1充電，節點LX2的電壓為VO1+VD，VD為輸出開關S1A的體二極體電壓。在經過時間段tD1之後，於下一個時間段420中，輸出開關S1A和S1B都接地，節點LX2的電壓為VO1。同樣的，在時間段tD2輸出開關S2B接通，輸出開關S2A在此短時間保持斷開，所有其他輸出開關保持斷開狀態，節點LX2的電壓為VO2+VD，VD為輸出開關S2A的體二極體電壓。在緊接著的時間段422中，輸出開關S2B和S2A都導通，輸入開關SP保持導通時間比時間段422要短，然後斷開，節點LX2的電壓為VO2。在時間段tD3輸出開關S2B和S2A斷開，所有其他輸出開關保持斷開狀態，節點LX2的電壓為VOk+VD，VD為輸出開關Sk的體二極體電壓。在時間段424中，輸出開關SK導通，節點LX2處的電壓為VOk。時間段tD1、 420、tD2、422、tD3、以及424表示訊號時序圖的第一時鐘週期。在作為第二時鐘週期開始的時間段tD4期間，輸出開關Sk斷開，輸入開關SP再次接通，並且輸出開關S1B重新接通，節點LX2的電壓為VO1+VD。在下一個時間段426中，具有DBB開關配置的SIMO的操作與在時間段420中描述的操作相同，節點LX2處的電壓為VO1。在時間段tD5中，SIMO的操作與在時間段tD2中描述的操作相同，節點LX2處的電壓為VO1+VD。在時間段428中，SIMO的操作與在時間段422中描述的操作相同，節點LX2處的電壓為VO2。由於已經假設S3~Sk-1在訊號時序圖中是脈衝省略。在時間段tD6期間，輸出開關S2A和S2B斷開，節點LX2處的電壓為VO2+VD。在時間段430中，輸出開關Sk進入脈衝省略並且飛輪開關SF接通，並且所有其他剩餘開關在該時鐘週期的剩餘時間段內斷開，節點LX2接地，因此節點LX2處的電壓為零。在該時間段之後，SIMO的操作再次重複，它從時間段tD7開始，這是第三時鐘週期的開始，如同在第一時鐘週期中那樣。時間段tD1、tD2、......、以及tDk表示在切換瞬態期間電源開關的各個接通狀態之間的全關斷時間(deadtime)。最終，最後一個時鐘週期則顯示最後輸出通道VOK進入升壓模式(boost mode)的訊號時序圖。在飛輪開關SF於時鐘週期開始時接通的情況下，於前一個時鐘週期被關閉的複數個先前輸出開關之後以及於隨後的時鐘週期內被接通的複數個隨後輸出開關之前，全關斷時間段(例如tDk)被插入。
輸入開關和單個電感器L可以控制從輸入電壓VIN流到共接電感器節點LX2的電流。從共接電感器節點LX2，跨越相應電容器的任何輸出節點(例如，VO3、VO2和VO1)可以使用輸出開關(例如，S3A、S3B、S2A、S2B、S1A和S1B)接收電感器電流。在此特定例子中，輸出電壓排列為VO3
Figure 108122422-A0101-12-0012-11
VO2
Figure 108122422-A0101-12-0012-12
VO1。
圖4c描繪了根據圖4b中提出的動態基極偏壓(DBB)開關配置的單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器的全關斷時間(deadtime)控制的時序圖。
單電感器多輸出(SIMO)轉換器的背靠背或動態基極偏壓(DBB)開關配置可以透過在全關斷時間(deadtime)控制方案中，防止不同輸出之間於充電過程中產生輸出電壓直通，來減少功率損耗。
總結，本發明中提出的單電感器多輸出(SIMO)轉換器具有能在大負載範圍內操作、最小化全關斷時間(deadtime)損失、以及使得最後輸出通道在降壓-升壓模式(buck-boost mode)下操作的優點。
上述敘述係為本發明之較佳實施例。此領域之技藝者應得以領會其係用以說明本發明而非用以限定本發明所主張之專利權利範圍。其專利保護範圍當視後附之申請專利範圍及其等同領域而定。凡熟悉此領域之技藝者，在不脫離本專利精神或範圍內，所作之更動或潤飾，均屬於本發明所揭示精神下所完成之等效改變或設計，且應包含在下述之申請專利範圍內。
200a‧‧‧單電感器多輸出(SIMO)直流-直流轉換器充電控制訊號的時序圖

Claims (10)

  1. 一種單電感器多輸出直流-直流轉換器，其包括：一個電感器，一端耦合到一個第一輸入開關和一個第二輸入開關，另一端為共接電感器節點，用於轉換來自電源的能量，其中該第一輸入開關耦合到一個輸入電源節點，該第二輸入開關耦合到接地點，該第一和第二輸入開關控制通過電感器的電流；複數個輸出開關，每個輸出開關耦合到該共接電感器節點和一個相應的輸出電源節點，每個輸出電源節點具有一個從該輸入電源節點接收的輸入電壓所轉換的輸出電壓；複數個回饋訊號，每個該回饋訊號正比於其相對應的個別該輸出電源節點的輸出電壓；一個飛輪開關，耦合在該共接電感器節點和該接地點之間；一震盪器提供一個固定頻率時鐘週期；其中該第一輸入開關在每個時鐘周期的開始被觸發；其中該第一輸入開關的一個控制訊號響應於該複數個回饋訊號和感測的電感電流，且該第二輸入開關具有一個與該第一輸入開關控制信號非重疊的控制信號；一個控制電路響應於該電感器感測的電感電流、該複數個回饋訊號、以及其相應的參考電壓，該控制電路被配置為透過啟動該輸入開關之一並透過依順序啟動複數個該輸出開關中的一個，以控制該電感器的時序和充電電流；其中該複數個輸出開關中的每一個輸出開關回應於其相對應的輸出電壓、參考電壓以及所感測的電感電流；其中該複數個輸出開關是依序被導通，該第一輸出開關是第一個被導通的輸出開關，最後被導通的輸出開關在所有其他輸出開關依次導通後所具有 剩餘時間週期；及其中，對應於最後一個輸出開關的誤差訊號與對應於所有剩餘輸出開關的的誤差訊號的線性加總之間的差值，當該差值為正且大於一預設值時，響應於該差值的一個飛輪開關工作週期於時鐘週期的開始處和輸出開關依序接通前被插入。
  2. 如請求項1所述的單電感器多輸出直流-直流轉換器，其中上述對應於最後一個輸出開關的誤差訊號與對應於所有剩餘輸出開關的的誤差訊號的線性加總之間的差值可以表示為VEAk-(αk-1VEAk-1+......+α2VEA2+α1VEA1)，其中該VEAk為對應於該最後輸出的誤差放大器輸出，VEAk-1,....,VEA2,VEA1分別表示剩餘輸出的放大器輸出，αk-1,....,α2,α1則表示該剩餘輸出的每個誤差放大器輸出的常數係數。
  3. 如請求項1所述的單電感器多輸出直流-直流轉換器，其中上述的電感電流可以在供電節點於輕負載操作條件下的狀態被放電至零電流。
  4. 如請求項3所述的單電感器多輸出直流-直流轉換器，其中上述最後一個輸出節點進入脈衝省略模式，其中相應的最後一個輸出開關控制訊號被跳過，並且於剩餘時鐘週期導通上述飛輪開關。
  5. 如請求項1所述的單電感器多輸出直流-直流轉換器，其中上述的複數個輸出電源節點中具有最高輸出電壓的輸出電源節點所對應的輸出開關被配置為具有體二極體，其陽極連接到上述共接電感器節點，陰極連接到該具有最高輸出電壓的輸出電源節點，剩餘輸出開關被配置使得該共接電感器節點處 的電壓高於或低於所剩餘輸出開關相對應的輸出電壓情況下該剩餘輸出開關的任何體二極體都不能接通。
  6. 如請求項5所述的單電感器多輸出直流-直流轉換器，其中上述的複數個輸出電源節點中具有最高輸出電壓的輸出電源節點進入脈衝省略模式，具有第二高輸出電壓的輸出電源節點所對應的輸出開關被配置為具有體二極體，其陽極連接到上述共接電感器節點，陰極連接到該具有第二高輸出電壓的輸出電源節點，剩餘輸出開關被配置使得該共接電感器節點處的電壓高於或低於所剩餘輸出開關相對應的輸出電壓情況下該剩餘輸出開關的任何體二極體都不能接通。
  7. 如請求項6所述的單電感器多輸出直流-直流轉換器，其中上述的複數個輸出電源節點中具有最高到最低輸出電壓的一部分於輕負載時進入脈衝省略模式，一個除了該具有最高到最低輸出電壓的一部分之外具有最高輸出電壓的輸出電源節點所對應的輸出開關被配置為具有體二極體，其陽極連接到上述共接電感器節點，陰極連接到該一個除了該具有最高到最低輸出電壓的一部分之外具有最高輸出電壓的輸出電源節點，剩餘輸出開關被配置使得該共接電感器節點處的電壓高於或低於所剩餘輸出開關相對應的輸出電壓情況下該剩餘輸出開關的任何體二極體都不能接通。
  8. 如請求項7所述的單電感器多輸出直流-直流轉換器，其中複數個全關斷時段被插入於複數個先前的輸出開關被關閉之後與複數個跟隨的輸出開關被接通之前；在該複數個全關斷時段期間，每個該輸出開關被配置為具有體二極體，其陽極連接到上述共接電感器節點並且其陰極連接到上述輸出電源節 點。
  9. 如請求項1所述的單電感器多輸出直流-直流轉換器，其中上述的控制電路更包含：一個能量分配單元被配置，利用比較每一個輸出的參考電壓來量測所有輸出所需的能量；一個能量產生單元被配置用以由該輸出攫取能量，以確保透過該回饋訊號沒有總電壓誤差；複數個誤差放大器，其中每一個該誤差放大器被配置以耦合到相對應輸出供電節點的反饋迴路中，以感測個別供電節點的電壓位準，該每一個誤差放大器都具有一個參考电壓以單獨控制該個別供電節點的電壓誤差；及一加法電路，計算對應於最後輸出的誤差放大器輸出與對應於所有剩餘輸出的誤差放大器輸出的線性加總之間的差值，當該差值為正且大於一預定值時，在時鐘週期開始時以及輸出開關順序接通之前插入與該差值成比例的飛輪工作週期。
  10. 如請求項9所述的單電感器多輸出直流-直流轉換器，其中上述的控制電路更包含：提供控制方式為，當一個或多個誤差放大器輸出低於一個特定值時，在相應的工作週期跳過相應的一個或複數個輸出開關；其中相應的最後誤差放大器輸出低於一個特定值時，相應的輸出開關被跳過，飛輪開關在剩餘的時鐘週期內導通。
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