TWI644300B

TWI644300B - 單電感雙極性輸出升降壓轉換器及其控制方法

Info

Publication number: TWI644300B
Application number: TW107101284A
Authority: TW
Inventors: 魏維信; 林俞伸
Original assignee: 博發電子股份有限公司
Priority date: 2018-01-12
Filing date: 2018-01-12
Publication date: 2018-12-11
Also published as: TW201931346A

Abstract

一種控制方法，控制一單電感雙極性輸出(SIBO)升降壓轉換器，該單電感雙極性輸出升降壓轉換器包括耦合於一輸入與一第一節點間的一第一開關、耦合於該第一節點與接地端間的一第二開關、耦合於一第二節點與接地端間的一第三開關、耦合於該第二節點與輸出該正輸出的一第一輸出節點間的一第四開關，耦合於該第一節點與輸出該負輸出的一第二輸出節點間的一第五開關，以及耦合於該第一與該第二節點之間的一電感，該控制方法包括：控制該第一與該第三開關導通，以充磁該電感；控制該第一與該第四開關導通，以產生該正輸出；以及控制該第三與該第五開關導通，以產生該負輸出。

Description

單電感雙極性輸出升降壓轉換器及其控制方法

本發明是有關於一種單電感雙極性輸出(SIBO，Single Inductor Bipolar Output)升降壓轉換器及其控制方法。

行動系統與顯示器需要有效的長時間電池使用。此外，顯示品質是重要性能特徵之一，但即便在重負載電流變動、快速輸入電壓變動與直流-直流轉換器的切換雜訊中，顯示品質仍不能被犧牲。

主動式矩陣OLED(active matrix OLED，AMOLED)顯示在行動顯示應用中愈來愈普遍，因為主動式矩陣OLED的優點在於高顯示品質、低功率消耗與低材質成本。主動式矩陣OLED面板通常需要具有不同電壓的正極性與負極性電源供應。而且此所需之正電壓和負電壓電源輸出之漣波大小必需要夠小，才能避免水波紋的產生，破壞面板顯示品質。不同面板可能具有不同輸出電流與電壓的需求，通常取決於面板尺寸、畫素數量、顯示品質等。

第1圖顯示習知的單電感AMOLED電源供應器，其為兩級SIBO轉換器。如第1圖所示，習知兩級SIBO轉換器100包括：同步升降壓電路(synchronous buck-boost circuit)120，電荷泵(charge pump)140，電感L11與電容C11-C15。電容C11-C13是去耦合電容。電容C14-C15是飛馳電容(fly capacitor)。習知兩級SIBO轉換器100產生正輸出Vop與正電流Iop以驅動負載160，並產生負輸出Von與負電流Ion以驅動負載180。輸入端提供輸入電壓Vin與輸入電流Iin。

依據輸入電壓Vin和輸出電壓Vop之相對關係條件，同步升降壓電路120可以操作在降壓、升降壓和升壓等模式。此輸入電壓Vin通常由鋰電池所提供，輸入電壓Vin之電壓範圍介於3.0V到4.5V，而輸出電壓Vop的所需值則有關於AMOLED面板大小，顯示亮度以及驅動晶片，輸出電壓Vop的常用典型值包括4.6V、3.3V、2.8V與2.5V等等。

電荷泵140用以從正輸出Vop產生負輸出Von。電荷泵140可有許多輸出段(step)，例如但不受限於，-1x與-1.5x。利用飛馳電容C14，電荷泵140可實現-1x，亦即Von=Vop*(-1)。利用飛馳電容C14與C15，電荷泵140可實現-1.5x，亦即Von=Vop*(-1.5)。負輸出Von可由轉換器數位介面設定為正輸出Vop的-1x~-1.5x，以符合AMOLED顯示器的高亮度需求。

由第1圖可看出，正輸出Vop與負輸出Von的產生是獨立控制的。

第2圖顯示兩級SIBO轉換器100的能量轉換效率圖。能量轉換效率Eff定義如下：

如第2圖所示，當Vop等於2.8(V)時，習知兩級SIBO轉換器100在Von=Vop*(-1)=2.8*(-1)=-2.8(V)或者Von=Vop*(-1.5)=2.8*(-1.5)=-4.2(v)有最佳能量轉換效率。然而，當Von不等於-2.8(V)或者-4.2(V)時，習知兩級SIBO轉換器100的能量轉換效率不佳。因而，需要改善習知兩級SIBO轉換器的能量轉換效率。

根據本案一實施例，提出一種控制方法，控制一單電感雙極性輸出(SIBO)升降壓轉換器以產生一正輸出與一負輸出，該SIBO升降壓轉換器包括一SIBO升降壓功率級，該SIBO升降壓功率級包括耦合於一輸入與一第一節點間的一第一開關、耦合於該第一節點與接地端間的一第二開關、耦合於一第二節點與接地端間的一第三開關、耦合於該第二節點與輸出該正輸出的一第一輸出節點間的一第四開關，耦合於該第一節點與輸出該負輸出的一第二輸出節點間的一第五開關，以及耦合於該第一與該第二節點之間的一電感，該控制方法包括：控制該第一與該第三開關導通，以及該第二、該第四與該第五開關關閉，以充磁該電感於一電感充磁操作時相；控制該第一與該第四開關導通，以及該第二、該第三與該第五開關關閉，以產生該正輸出於一正輸出充電操作時相；以及控制該第三與該第五開關導通，以及該第一、該第二與該第四開關關閉，以產生該負輸出於一負輸出充電操作時相。

根據本案另一實施例，提供一種單電感雙極性輸出(SIBO)升降壓轉換器以產生一正輸出與一負輸出，該SIBO升降壓轉換器包括：一SIBO升降壓控制器；以及一SIBO升降壓功率級，耦合至該SIBO升降壓控制器，該SIBO升降壓功率級包括耦合於一輸入與一第一節點間的一第一開關、耦合於該第一節點與接地端間的一第二開關、耦合於一第二節點與接地端間的一第三開關、耦合於該第二節點與輸出該正輸出的一第一輸出節點間的一第四開關，耦合於該第一節點與輸出該負輸出的一第二輸出節點間的一第五開關，以及耦合於該第一與該第二節點之間的一電感。該SIBO升降壓控制器控制該第一與該第三開關導通，以及該第二、該第四與該第五開關關閉，以充磁該電感於一電感充磁操作時相。該SIBO升降壓控制器控制該第一與該第四開關導通，以及該第二、該第三與該第五開關關閉，以產生該正輸出於一正輸出充電操作時相。該SIBO升降壓控制器控制該第三與該第五開關導通，以及該第一、該第二與該第四開關關閉，以產生該負輸出於一負輸出充電操作時相。

為了對本發明之上述及其他方面有更佳的瞭解，下文特舉實施例，並配合所附圖式詳細說明如下：

100‧‧‧兩級SIBO轉換器

120‧‧‧同步升降壓電路

140‧‧‧電荷泵

L11‧‧‧電感

C11-C15‧‧‧電容

Vop‧‧‧正輸出

Iop‧‧‧正電流

160，180‧‧‧負載

Von‧‧‧負輸出

Ion‧‧‧負電流

Vin‧‧‧輸入電壓

Iin‧‧‧輸入電流

300‧‧‧SIBO升降壓轉換器

310‧‧‧SIBO升降壓控制器

350‧‧‧SIBO升降壓功率級

312‧‧‧波形產生器

314與316‧‧‧補償誤差放大器

318與319‧‧‧加法器

320與322‧‧‧緩衝器

324、326與328‧‧‧比較器

330‧‧‧電壓產生器

332‧‧‧PSM電路

334‧‧‧PWM邏輯

Rs、R1、R2與R3‧‧‧電阻

Vref、VCL‧‧‧參考電壓

Vop_FB、Von_FB‧‧‧回授信號

VEAp、VEAn、VEApn、Vsum、Cp、Cn、Cpn‧‧‧輸出信號

IL‧‧‧電感電流

S1、S2、S3、SP與SN‧‧‧控制信號

L31‧‧‧電感

SW1、SW2、SW3、SWP與SWN‧‧‧開關

C31、C32與C33‧‧‧電容

N1、N2‧‧‧節點

360，380‧‧‧負載

P1-P5‧‧‧操作時相

第1圖(習知技術)顯示習知的兩級SIBO轉換器。

第2圖(習知技術)顯示第1圖的習知兩級SIBO轉換器的能量轉換效率圖。

第3圖顯示根據本案一實施例的SIBO升降壓轉換器的電路圖。

第4圖顯示第3圖的SIBO升降壓轉換器的4個操作時相P1-P4。

第5圖顯示第3圖的SIBO升降壓轉換器的多個信號的時序圖。

第6圖顯示本案實施例與習知兩級SIBO轉換器的能量轉換效率比較圖。

本說明書的技術用語係參照本技術領域之習慣用語，如本說明書對部分用語有加以說明或定義，該部分用語之解釋係以本說明書之說明或定義為準。本揭露之各個實施例分別具有一或多個技術特徵。在可能實施的前提下，本技術領域具有通常知識者可選擇性地實施任一實施例中部分或全部的技術特徵，或者選擇性地將這些實施例中部分或全部的技術特徵加以組合。

第3圖顯示根據本案一實施例的單電感雙極性輸出(SIBO，Single Inductor Bipolar Output)升降壓轉換器300的電路圖。SIBO升降壓轉換器300包括：SIBO升降壓控制器(SIBO buck-boost inverting controller)310與SIBO升降壓功率級(SIBO buck-boost inverting power stage)350。

SIBO升降壓控制器310包括：波形產生器312，補償誤差放大器314與316，加法器318與319，緩衝器320與322，比較器324、326與328，電壓產生器330，PSM(脈衝省略模式，pulse skipping mode)電路332與PWM(脈衝寬度調變，pulse width modulation)邏輯334。

波形產生器312耦合至加法器318。波形產生器312產生周期波形信號，例如但不受限於，斜坡信號(ramp signal)。由波形產生器312所產生的周期波形信號輸入至加法器318。

補償誤差放大器314耦合至分壓電路，該分壓電路包括電阻R1、R2與R3。補償誤差放大器314接收參考電壓Vref與回授信號Vop_FB，回授信號Vop_FB有關於正輸出Vop。補償誤差放大器314將輸出信號VEAp輸入至緩衝器320、比較器324與PSM電路332。亦即，補償誤差放大器314所產生的輸出信號VEAp(也可稱為第一補償誤差放大器輸出信號)是回應於正輸出Vop。

相似地，補償誤差放大器316耦合至分壓電路，該分壓電路包括電阻R1、R2與R3。補償誤差放大器316接收接地端與回授信號Von_FB，回授信號Von_FB有關於負輸出Von。補償誤差放大器316將輸出信號VEAn輸入至緩衝器322、比較器328與PSM電路332。亦即，補償誤差放大器316所產生的輸出信號VEAn(也可稱為第二補償誤差放大器輸出信號)是回應於負輸出Von。

加法器318將波形產生器312所產生的周期波形信號與電壓IL*Rs相加，其中，IL代表電感L31的電感電流。加法器318的輸出信號Vsum(亦即總和信號)輸出至比較器324、326與328。

緩衝器320與322分別緩衝補償誤差放大器314與316的輸出信號VEAp與VEAn。緩衝器320與322的輸出乃是輸入至加法器319。

加法器319相加緩衝器320與322的輸出(亦即VEAp與VEAn)以得到輸出信號VEApn(亦即第三補償誤差放大器輸出信號)，並輸入至比較器326(亦即，VEApn=VEAp+VEAn)。

比較器324用以接收由加法器318所輸出的輸出信號Vsum與補償誤差放大器314所輸出的輸出信號VEAp。比較器324的輸出信號Cp(亦稱為第一比較信號)係輸入至PWM邏輯334。當信號Vsum高於或等於輸出信號VEAp時，輸出信號Cp為邏輯高。

比較器326用以接收由加法器318所輸出的輸出信號Vsum與加法器319所輸出的輸出信號VEApn。比較器326的輸出信號Cpn(亦稱為第三比較信號)係輸入至PWM邏輯334。當信號Vsum高於或等於輸出信號VEApn時，輸出信號Cpn為邏輯高。

比較器328用以接收由加法器318所輸出的輸出信號Vsum與補償誤差放大器316所輸出的輸出信號VEAn。比較器328的輸出信號Cn(亦稱為第二比較信號)係輸入至PWM邏輯334。當信號Vsum高於或等於輸出信號VEAn時，輸出信號Cn為邏輯高。

電壓產生器330用以產生參考電壓Vref與VCL，分別輸出至補償誤差放大器314與PSM電路332。

PSM電路332用以接收由補償誤差放大器314所產生的輸出信號VEAp，補償誤差放大器316所產生的輸出信號VEAn，以及由電壓產生器330所產生的參考電壓VCL。PSM電路332的輸出係輸入至PWM邏輯334。PSM電路332的細節在此省略。

根據電壓IL*RS、輸出信號Cp、Cpn與Cn(分別由比較器324、326與328所產生)，以及PSM電路332的輸出信號，PWM邏輯334產生控制信號S1、S2、S3、SP與SN。PWM邏輯334的細節在此省略。

亦即，根據正輸出Vop、負輸出Von與電感L31的電感電流，SIBO升降壓控制器310產生控制信號S1、S2、S3、SP與SN。

SIBO升降壓功率級350包括電感L31，開關SW1、SW2、SW3、SWP與SWN，以及電容C31、C32與C33。電容C31、C32與C33是去耦合電容。

開關SW1由控制信號S1所控制。開關SW2由控制信號S2所控制。開關SW3由控制信號S3所控制。開關SWP由控制信號SP所控制。開關SWN由控制信號SN所控制。

開關SW1耦合於輸入Vin與節點N1之間。開關SW2耦合於節點N1與接地端GROUND之間。開關SW3耦合於節點N2與接地端GROUND之間。開關SWP耦合於節點N2與第一輸出節點(用以輸出正輸出Vop)之間。開關SWN耦合於節點N1與第二輸出節點(用以輸出負輸出Von)之間。電感L31耦合於節點N1與N2之間。電容C31耦合於輸入Vin與接地端GROUND之間。電容C32耦合於正輸出Vop與接地端GROUND之間。電容C33耦合於負輸出Von與接地端GROUND之間。

正輸出Vop，高於0V，係產生於電容C32之上。正輸出Vop可用電流Iop來驅動負載360。負輸出Von，低於0V，係產生於電容C33之上。負輸出Von可用電流Ion來驅動負載380。

第4圖顯示第3圖的SIBO升降壓轉換器300的4個操作時相P1-P4。第5圖顯示第3圖的SIBO升降壓轉換器300的多個信號(IL、VEAp、VEAn、VEApn與Vsum)的時序圖。如第5圖所示，SIBO升降壓轉換器300具有兩種操作模式：連續導通模式(continuous conduction mode，CCM)與非連續導通模式(discontinuous conduction mode，DCM)。

在CCM模式下，電感L31的電感電流IL是連續的。在重負載下，利用正確的回授控制，SIBO升降壓轉換器300進入CCM模式。

相反地，在輕負載下，利用正確的回授控制，SIBO升降壓轉換器300進入DCM模式。在輕負載下，電感電流IL的平均電流較小，且可能放電至O。當電感電流IL的平均電流接近0時，開關SW1、SWP與SWN將被關閉，然而，這五個開關SW1、SW2、SW3、SWP與SWN可為導通或關閉，而且，電感L31未吸收能量也未釋出能量，直到下一個時脈周期。此可藉由將電感L31的一端或兩端浮接而達成，或者將電感L31的兩端彼此短路而達成。例如，開關SW2、SW3、SWP與SWN可關閉，而開關SW1可導通。或者，開關SW1、SWP與SWN可關閉，而開關SW2與SW3可導通。

請參考第4圖與第5圖。在第一操作時相P1下，開關SW1與SW3導通且開關SW2、SWP與SWN則為關閉，其標示為第4圖中的“P1,13”。“P1,13”代表，在第一操作時相P1下，開關SW1與SW3導通。因而，在第一操作時相P1下，電感電流IL從輸入Vin透過電感L31與開關SW1、SW3而流至接地端GROUND，以對電感L31充電。因此，第一操作時相P1是電感充電操作時相。電感充電操作時相(亦即P1)的空佔比(duty cycle)可回應於回授信號Von_FB而控制。

在第二操作時相P2下，開關SW1與SWP導通，而開關SW2、SW3與SWN則為關閉，在第4圖中標示為“P2,1P”。“P2,1P”代表，在第二操作時相P2下，開關SW1與SWP導通。因而，在第二操作時相P2下，電感電流從電感L31流出並透過開關SP與電容C32而流至接地端GROUND。電感L31被充磁，如果輸入電壓Vin高於輸出電壓Vop，而電感L31放出能量，如果輸入電壓Vin低於輸出電壓Vop。因此，對電容C32充電，且正輸出Vop產生於電容C32之上。因此，第二操作時相P1是正輸出充電(positive output energizing)操作時相。正輸出充電操作時相(亦即P2)的空佔比可回應於回授信號Vop_FB與Von_FB而控制。

在第三操作時相P3下，開關SW2與SWP導通，而開關SW1、SW3與SWN則為關閉，在第4圖中標示為“P3,2P”。“P3,2P”代表，在第三操作時相P3下，開關SW2與SWP導通。因而，第三操作時相P3是電感釋放能量操作時相，且電感電流從電流L31釋放至電容C32。

在第四操作時相P4下，開關SW3與SWN導通而開關SW1、SW2與SWP則為關閉，在第4圖中標示為“P4,3N”。“P4,3N”代表，在第四操作時相P4下，開關SW3與SWN為導通。因而，在第四操作時相P4下，電感L31將所儲能的電能釋放，電感電流IL從電感L31透過開關SN與電容C33而流至接地端GROUND。因此，對電容C33充電，而負輸出Von產生於電容C33之上。第四操作時相P4是負輸出充電(negative output energizing)操作時相。

在第五操作時相P5(第4圖未顯示出)，電感L31的至少一端為浮接，或電感L31的兩端彼此短路。例如，開關SW1、SWN和SWP都是關閉，而開關SW2與SW3可為導通或關閉。第五操作時相P5是0電感電流操作時相。在第五操作時相P5下，電感L31的至少一端是浮接的，因而，電感未被充電也未被放電。

第5圖也顯示出5種操作模式，亦即，在Vin>Vop且重負載(CCM)下的操作模式，在VinVop且重負載(CCM)下的操作模式，在Vin<Vop且重負載(CCM)下的操作模式，在Vin>Vop且輕負載(DCM)下的操作模式，以及在Vin<Voo且輕負載(DCM)下的操作模式。

如第5圖所示，在Vin>Vop且重負載(CCM)下的操作模式，於第一操作時相P1下，開關SW1與SW3為導通，因而電感電流IL上升。在第二操作時相P2下，開關SW1與SWP為導通，電感電流IL上升，而且，正輸出Vop產生於電容C32之上。在第四操作時相P4下，開關SW3與SWN導通，因此電感電流IL下降。在第四操作時相P4下，負輸出Von產生於電容C33之上。

相似地，在VinVop且重負載(CCM)下的操作模式，於第一操作時相P1下，開關SW1與SW3為導通，因而電感電流IL上升。在第二操作時相P2下，開關SW1與SWP為導通，但電感電流IL持平，而且，正輸出Vop產生於電容C32之上。在第四操作時相P4下，開關SW3與SWN導通，因此電感電流IL下降。在第四操作時相P4下，負輸出Von產生於電容C33之上。

相似地，在Vin<Vop且重負載(CCM)下的操作模式，於第一操作時相P1下，開關SW1與SW3為導通，因而電感電流IL上升。在第二操作時相P2下，開關SW1與SWP為導通，但電感電流IL下降，而且，正輸出Vop產生於電容C32之上。在第四操作時相P4下，開關SW3與SWN導通，因此電感電流IL下降。在第四操作時相P4下，負輸出Von產生於電容C33之上。

在Vin>Vop且輕負載(DCM)下的操作模式下的操作時相P1、P2與P4相似於Vin>Vop且重負載(CCM)下的操作模式下的操作時相P1、P2與P4。然而，在第四操作時相P4之後，電感電流IL接近0。在第五操作時相P5下，不對電感L31充磁，此可藉由將電感L31的至少一端浮接而達成，或者將電感L31的兩端彼此短路而達成。

在Vin<Vop且輕負載(DCM)下的操作模式下的操作時相P1、P2與P4相似於Vin<Vop且重負載(CCM)下的操作模式下的操作時相P1、P2與P4。然而，在第四操作時相P4之後，電感電流IL接近0。在第五操作時相P5下，不對電感L31充磁，此可藉由將電感L31的至少一端浮接而達成，或者將電感L31的兩端彼此短路而達成。

因而，在本案實施例中，藉由回應於兩個回授信號(Vop_FB與Von_FB)以及電感電流IL，來控制所有開關SW1、SW2、SW3、SWP與SWN。

在重負載(CCM)下，控制順序是P1、P2與P4，其中，第一操作時相P1開始於各時脈周期的開始，且結束於信號Cp的上升邊緣(亦即，Vsum接近VEAp)；第二操作時相P2開始於第一操作時相P1的結束，且結束於信號Cn的上升邊緣(亦即，Vsum接近VEAn)；以及，第四操作時相P4開始於第二操作時相P2的結束，且結束於下一時脈周期的開始。

在輕負載(DCM)下，控制順序是P1、P2、P4與P5，其中，第一操作時相P1開始於各時脈周期的開始，且結束於信號Cn的上升邊緣(亦即，Vsum接近VEAn)；第二操作時相P2開始於第一操作時相P1的結束，且結束於信號Cpn的上升邊緣(亦即，Vsum接近VEApn)；第四操作時相P4開始於第二操作時相P2的結束，且結束於電感電流IL放電至接近0；以及，第五操作時相P5開始於第四操作時相P4的結束，且結束於下一時脈周期的開始。

現將說明，輸入Vin由鋰電池所提供的例子，其中，輸入Vin的初始電壓是4.2V，而所需要的正輸出Vop是3.6V。開始時，輸入Vin高於正輸出Vop，本案實施例的SIBO升降壓轉換器300操作於 Vin>Vop且重負載(CCM)的操作模式下。接著，因為鋰電流提供電力給SIBO升降壓轉換器300，輸入電壓Vin(由鋰電池所輸出)逐漸變低。當輸入Vin逐漸變低至幾乎接近正輸出Vop時，本案實施例的SIBO升降壓轉換器300操作於VinVop且重負載(CCM)的操作模式下。當輸入Vin更逐漸變低而低於正輸出Vop時，本案實施例的SIBO升降壓轉換器300操作於Vin<Vop且重負載(CCM)的操作模式下。

簡言之，本案實施例的SIBO升降壓轉換器300中，透過一個電感、複數個電容與複數個開關，可以產生兩個輸出電壓(正輸出Vop與負輸出Von)。

第6圖顯示本案實施例與習知兩級SIBO轉換器的能量轉換效率比較圖，此圖以Vop=2.8V為例。如第6圖所示，本案實施例的SIBO升降壓轉換器具有平滑且高能量轉換效率(幾乎介於85%-88%之間)。相較於習知兩級SIBO轉換器100的能量轉換效率(介於55%-88%之間)，本案實施例的SIBO升降壓轉換器能量轉換效率獲得顯著改良。

綜上所述，雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明。本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾。因此，本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

Claims

一種控制方法，控制一單電感雙極性輸出(SIBO)升降壓轉換器以產生一正輸出與一負輸出，該SIBO升降壓轉換器包括一SIBO升降壓功率級，該SIBO升降壓功率級包括耦合於一輸入與一第一節點間的一第一開關、耦合於該第一節點與接地端間的一第二開關、耦合於一第二節點與接地端間的一第三開關、耦合於該第二節點與輸出該正輸出的一第一輸出節點間的一第四開關，耦合於該第一節點與輸出該負輸出的一第二輸出節點間的一第五開關，以及耦合於該第一與該第二節點之間的一電感，該控制方法包括：控制該第一與該第三開關導通，以及該第二、該第四與該第五開關關閉，以充磁該電感於一電感充磁操作時相；控制該第一與該第四開關導通，以及該第二、該第三與該第五開關關閉，以產生該正輸出於一正輸出充電操作時相；以及控制該第三與該第五開關導通，以及該第一、該第二與該第四開關關閉，以產生該負輸出於一負輸出充電操作時相。
如申請專利範圍第1項所述之控制方法，更包括：當該電感電流接近0時，控制該SIBO升降壓功率級的該第一、該第二、該第三、該第四與該第五開關，以使該電感的至少一端為浮接於一零電感電流操作時相。
如申請專利範圍第2項所述之控制方法，更包括：產生一第一回授信號，正比於該SIBO升降壓轉換器之該正輸出電壓；產生一第二回授信號，正比於該SIBO升降壓轉換器之該負輸出電壓；根據該第二回授信號而控制該電感充磁操作時相之一佔空比；以及根據該第一與該第二回授信號而控制該正輸出充電操作時相之一佔空比。
如申請專利範圍第3項所述之控制方法，更包括：產生回應於該第一回授信號的一第一補償誤差放大器輸出信號；產生回應於該第二回授信號的一第二補償誤差放大器輸出信號；以及相加該第一與該第二補償誤差放大器輸出信號，以產生一第三補償誤差放大器輸出信號。
如申請專利範圍第4項所述之控制方法，更包括：產生一周期波形信號；以及相加該周期波形信號與相關於該電感的該電感電流的一電壓，以產生一總和信號。
如申請專利範圍第5項所述之控制方法，更包括：相較該第一補償誤差放大器輸出信號與該總和信號以產生一第一比較信號；相較該第二補償誤差放大器輸出信號與該總和信號以產生一第二比較信號；以及相較該第三補償誤差放大器輸出信號與該總和信號以產生一第三比較信號。
如申請專利範圍第6項所述之控制方法，更包括：接收該第一與該第二補償誤差放大器輸出信號，以及一第二參考電壓，以產生複數個脈衝省略模式輸出信號；以及根據該第一、該第二與該第三比較信號，以及該些脈衝省略模式輸出信號，產生一第一、一第二、一第三、一第四與一第五控制信號以分別控制該第一、該第二、該第三、該第四與該第五開關。
一種單電感雙極性輸出(SIBO)升降壓轉換器，以產生一正輸出與一負輸出，該SIBO升降壓轉換器包括：一SIBO升降壓控制器；以及一SIBO升降壓功率級，耦合至該SIBO升降壓控制器，該SIBO升降壓功率級包括耦合於一輸入與一第一節點間的一第一開關、耦合於該第一節點與接地端間的一第二開關、耦合於一第二節點與接地端間的一第三開關、耦合於該第二節點與輸出該正輸出的一第一輸出節點間的一第四開關，耦合於該第一節點與輸出該負輸出的一第二輸出節點間的一第五開關，以及耦合於該第一與該第二節點之間的一電感，其中，該SIBO升降壓控制器控制該第一與該第三開關導通，以及該第二、該第四與該第五開關關閉，以充磁該電感於一電感充磁操作時相；該SIBO升降壓控制器控制該第一與該第四開關導通，以及該第二、該第三與該第五開關關閉，以產生該正輸出於一正輸出充電操作時相；以及該SIBO升降壓控制器控制該第三與該第五開關導通，以及該第一、該第二與該第四開關關閉，以產生該負輸出於一負輸出充電操作時相。
如申請專利範圍第8項所述之SIBO升降壓轉換器，其中，當該電感電流接近0時，該SIBO升降壓控制器控制該SIBO升降壓功率級的該第一、該第二、該第三、該第四與該第五開關，以使該電感的至少一端為浮接於一零電感電流操作時相。
如申請專利範圍第9項所述之SIBO升降壓轉換器，其中，該SIBO升降壓控制器架構成：產生一第一回授信號，正比於該SIBO升降壓轉換器之該正輸出電壓；產生一第二回授信號，正比於該SIBO升降壓轉換器之該負輸出電壓；根據該第二回授信號而控制該電感充磁操作時相之一佔空比；以及根據該第一與該第二回授信號而控制該正輸出充電操作時相之一佔空比。
如申請專利範圍第10項所述之SIBO升降壓轉換器，其中，該SIBO升降壓控制器包括：一第一補償誤差放大器，產生回應於該第一回授信號的一第一補償誤差放大器輸出信號；一第二補償誤差放大器，產生回應於該第二回授信號的一第二補償誤差放大器輸出信號；以及一第一加法器，相加該第一與該第二補償誤差放大器輸出信號，以產生一第三補償誤差放大器輸出信號。
如申請專利範圍第11項所述之SIBO升降壓轉換器，其中，該SIBO升降壓控制器包括：一波形產生器，產生一周期波形信號；以及一第二加法器，相加該周期波形信號與相關於該電感的該電感電流的一電壓，以產生一總和信號。
如申請專利範圍第12項所述之SIBO升降壓轉換器，其中，該SIBO升降壓控制器包括：一第一比較器，相較該第一補償誤差放大器輸出信號與該總和信號以產生一第一比較信號；一第二比較器，相較該第二補償誤差放大器輸出信號與該總和信號以產生一第二比較信號；以及一第三比較器，相較該第三補償誤差放大器輸出信號與該總和信號以產生一第三比較信號。
如申請專利範圍第13項所述之SIBO升降壓轉換器，其中，該SIBO升降壓控制器包括：一脈衝省略模式電路，接收該第一與該第二補償誤差放大器輸出信號，以及一第二參考電壓以產生複數個脈衝省略模式輸出信號；以及一脈衝寬度調變邏輯，根據該第一、該第二與該第三比較信號，以及該些脈衝省略模式輸出信號，產生一第一、一第二、一第三、一第四與一第五控制信號以分別控制該第一、該第二、該第三、該第四與該第五開關。