CN116404873B - 单电感双极性输出直流-直流转换器控制方法及电路 - Google Patents
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Abstract
本申请提供一种单电感双极性输出直流‑直流转换器控制方法及电路，涉及SIBO控制领域。第一误差放大器实时监测SIBO电路的正负输出电压差与正负极参考电压差；当迟滞比较器判断SIBO电路的正负输出电压差小于正负极参考电压差时，输出高电平信号控制第一导通时间产生电路以及第二导通时间产生电路工作；第一导通时间产生电路以及第二导通时间产生电路基于第二误差放大器的输出确定相应的正、负压脉冲信号；门极驱动器能够基于正、负压脉冲信号控制SIBO电路的工作状态。在轻载条件下，随着负载电流的降低，能够自适应降低SIBO电路的开关频率，以降低SIBO电路的损耗，同时通过减少电路模块的方式降低功耗，提高单电感双极性输出直流‑直流转换器的轻载效率。
Description
技术领域
本申请涉及SIBO控制领域，具体涉及一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制方法及电路。
背景技术
平板电脑等电子产品的广泛普及，用户对为电子产品供电电源的体积、负载范围以及效率的要求越来越高。研究表明，单电感双极性输出直流-直流转换器能为智能手机、平板电脑等电子产品提供独立的供电电源，通过减少电感及控制芯片的数量，能够有效地减小电源体积，降低电源成本，提高转换效率，从而受到学术界和工业界越来越多的关注。
相关技术中针对单电感双极性输出直流-直流转换器中的单电感双极性输出(Single-Inductor Bi-polar Output，SIBO)的控制方法为了降低输出电压纹波，普遍采用开关频率较高的PWM控制方法。但是随着负载电流的降低，在轻载条件下，PWM控制方法通过降低SIBO电路的开关频率以降低SIBO电路的损耗，但是PWM控制方法的电流采样电路、斜坡补偿电路、压控振荡器等部分电路或器件仍处于工作状态，使得单电感双极性输出直流-直流转换器的静态功耗较高，轻载效率较低。
发明内容
本申请提供了一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制方法及电路，在随着负载电流降低自适应降低SIBO电路开关频率以降低SIBO电路损耗的同时，能够减少单电感双极性输出直流-直流转换器中部分电路或模块在轻载条件下的持续工作所产生的静态功耗，从而能够提高单电感双极性输出直流-直流转换器的轻载效率。
第一方面，本申请提供了一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路，所述单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路包括SIBO电路、第一误差放大器、第二误差放大器、迟滞比较器、第一导通时间产生电路、第二导通时间产生电路以及门极驱动器；其中，
所述SIBO电路的正压输出端连接所述第一误差放大器的第一输入负极，所述SIBO电路的输出电压负极连接所述第一误差放大器的第二输入负极，所述SIBO电路的输出电压正极连接所述第二误差放大器的第三输入正极，所述SIBO电路的输出电压负极连接所述第二误差放大器的第四输入负极；
所述第一误差放大器的第一输入正极连接有正极参考电压，所述第一误差放大器的第二输入正极连接有负极参考电压；
所述第二误差放大器的第三输入负极连接有正极参考电压，所述第二误差放大器的第四输入正极连接有负极参考电压；
所述第一误差放大器的第一输出正极连接所述迟滞比较器的输入正极，所述第一误差放大器的第一输出负极与连接所述迟滞比较器的输入负极；
所述迟滞比较器的输出分别连接所述第一导通时间产生电路的第一输入端以及所述第二导通时间产生电路的第二输入端；
所述第二误差放大器的第二输出正极连接所述第一导通时间产生电路的第三输入端，所述第二误差放大器的第二输出负极连接所述第二导通时间产生电路的第四输入端；
所述第一导通时间产生电路的第一输出端连接所述门极驱动器的第一驱动输入端，所述第二导通时间产生电路的第二输出端连接所述门极驱动器的第二驱动输入端；
所述门极驱动器的驱动输出端连接所述SIBO电路的控制端，所述SIBO电路的连接有输入电压。
通过采用上述技术方案，第一误差放大器实时监测SIBO电路的正负输出电压差与正负极参考电压差；当迟滞比较器判断SIBO电路的正负输出电压差小于所述正负极参考电压差时，输出高电平信号控制第一导通时间产生电路以及第二导通时间产生电路工作；第一导通时间产生电路以及第二导通时间产生电路基于第二误差放大器的输出确定相应的正、负压脉冲信号；门极驱动器能够基于正、负压脉冲信号控制SIBO电路的工作状态；相比于PWM控制在轻载条件下多个电路模块仍处于工作状态的峰值电流模式，PFM控制方法在轻载条件下减少了电路模块，能够降低静态功耗，从而能够提高单电感双极性输出直流-直流转换器的轻载效率。
可选的，所述电路还包括第一正极分压电阻、第一负极分压电阻、第二正极分压电阻、第二负极分压电阻以及反相器；其中，
所述SIBO电路的正压输出端连接所述第一正极分压电阻的第一端，所述第一正极分压电阻的第二端分别连接所述第二正极分压电阻的第一端、所述第一误差放大器的第一输入负极以及所述第二误差放大器的第三输入正极，所述第二正极分压电阻的第二端接地；
所述SIBO电路的负压输出端连接所述第二负极分压电阻的第一端，所述第二负极分压电阻的第二端分别连接所述第一负极分压电阻的第一端以及所述反相器的第一端，所述反相器的第二端分别连接所述第一误差放大器的第二输入负极以及所述第二误差放大器的第四输入负极，所述第一负极分压电阻的第二端接地。
通过采用上述技术方案，采用四个分压电阻分别对SIBO电路的正输出电压以及负输出电压进行分压，使得进入误差放大器的电压在量程范围内，从而保证误差放大器的正常工作；使用反相器转换负输出电压的极性，便于后续负输出电压与负极参考电压的比较。
可选的，所述电路还包括第一电容以及第二电容；其中，
所述第一电容的正极连接所述SIBO电路的正压输出端，所述第一电容的负极接地；
所述第二电容的负极连接所述SIBO电路的负压输出端，所述第二电容的正极接地。
通过采用上述技术方案，在所述SIBO电路的正压输出端与输出电压负极分别设置滤波电容，能够滤除SIBO电路的输出电压纹波。
可选的，所述SIBO电路包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关以及第一电感；其中，
所述第一开关的第一端连接有输入电压，所述第一开关的第二端连接所述第一电感的第一端，所述第一电感的第二端连接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第二端接地；
所述第三开关的第一端连接所述第一电感的第二端，所述第三开关的第二端连接所述SIBO电路的正压输出端；
所述第四开关的第一端连接所述第一电感的第一端，所述第四开关的第二端连接所述SIBO电路的负压输出端。
可选的，所述SIBO电路包括第五开关、第六开关、第七开关、第八开关、第九开关、第三电容以及第二电感；其中，
所述第五开关的第一端连接有输入电压，所述第五开关的第二端连接所述第二电感的第一端；
所述第六开关的第一端连接所述第二电感的第二端，所述第六开关的第二端接地；
所述第七开关的第一端连接所述第二电感的第二端，所述第七开关的第二端连接所述SIBO电路的正压输出端；
所述第三电容的第一极连接所述第二电感的第一端，所述第三电容的第二极连接所述第八开关的第一端，所述第八开关的第二端连接所述SIBO电路的负压输出端；
所述第九开关的第一端连接所述第三电容的第二极，所述第九开关的第二端接地。
通过采用上述技术方案，能够在轻载条件下，通过单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路实现对上述两种功率级拓扑结构的SIBO电路的控制。
第二方面，本申请提供了一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制方法，所述方法包括：
所述第一误差放大器生成第一正差值以及第一负差值，所述第二误差放大器生成第二正差值以及第二负差值；
当所述第一正差值大于所述第一负差值时，所述迟滞比较器分别输出高电平信号至所述第一导通时间产生电路以及所述第二导通时间产生电路；
所述第一导通时间产生电路响应于所述高电平信号，基于所述第二正差值生成正压脉冲信号，并将所述正压脉冲信号发送至所述门极驱动器；
所述第二导通时间产生电路响应于所述高电平信号，基于所述第二负差值生成负压脉冲信号，并将所述负压脉冲信号发送至所述门极驱动器；
所述门极驱动器基于所述正压脉冲信号以及所述负压脉冲信号控制所述SIBO电路的工作状态。
通过采用上述技术方案，在轻载条件下，单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路基于第一正差值、第一负差值、第二正差值以及第二负差值，确定控制电路运行时刻并生成正压脉冲信号以及负压脉冲信号，并根据正压脉冲信号以及负压脉冲信号控制所述SIBO电路的工作状态；在随着负载电流降低自适应降低SIBO电路开关频率以降低SIBO电路损耗的同时，能够减少轻载条件下仍处于工作状态的电路模块的数量、降低静态功耗，从而能够提高单电感双极性输出直流-直流转换器的轻载效率。
可选的，所述门极驱动器基于所述正压脉冲信号以及所述负压脉冲信号控制所述SIBO电路的工作状态，包括：
基于所述正压脉冲信号的第一脉宽以及所述负压脉冲信号的第二脉宽，确定所述SIBO电路的各工作状态对应的持续时长，所述SIBO电路的工作状态包括第一工作状态、正压输出工作状态以及负压输出工作状态，所述第一工作状态为正、负压同时充电的工作状态；
基于所述SIBO电路的各工作状态对应的持续时长控制所述SIBO电路的工作状态。
通过采用上述技术方案，通过正压脉冲信号的第一脉宽以及负压脉冲信号的第二脉宽，判断SIBO电路在各工作状态对应的持续时长，使得门极驱动器能够根据各工作状态对应的持续时长对SIBO电路进行控制。
可选的，所述基于所述正压脉冲信号的第一脉宽以及所述负压脉冲信号的第二脉宽，确定所述SIBO电路的各工作状态对应的持续时长，包括：
判断所述第一脉宽是否大于所述第二脉宽；
若所述第一脉宽大于所述第二脉宽，则将所述第二脉宽确定为所述第一工作状态对应的第一持续时长，并将所述第一脉宽与所述第二脉宽对应的脉宽差值确定为所述正压输出工作状态对应的正压输出持续时长；
若所述第一脉宽小于等于所述第二脉宽，则将所述第一脉宽确定为所述第一工作状态对应的第二持续时长，并将所述第二脉宽与所述第一脉宽对应的脉宽差值确定为所述负压输出工作状态对应的负压输出持续时长。
通过采用上述技术方案，根据第一脉宽与第二脉宽的大小，判断SIBO电路所需的工作状态，同时能够根据第一脉宽以及第二脉宽，确定一个周期内的各个工作状态对应的持续时长，避免持续采集SIBO电路的输出电压进行控制，能够减小轻载条件下的静态功耗。
可选的，所述第一误差放大器生成第一正差值以及第一负差值，包括：
所述第一误差放大器求取所述正极参考电压与所述SIBO电路的正输出电压的差值并放大第一增益倍数得到第一正差值，所述第一误差放大器求取所述负极参考电压与所述SIBO电路的负输出电压的差值并放大所述第一增益倍数得到第一负差值。
通过采用上述技术方案，采用四输入差模输出误差放大器实现两对输出电压与参考电压的差值计算，同时放大第一增益倍数，使得第一正差值与第一负差值能够满足迟滞比较器的输入量程，便于后续迟滞比较器的比较判断。
可选的，所述第二误差放大器求取所述SIBO电路的正输出电压与所述正极参考电压的差值并放大第二增益倍数得到第二正差值，所述第二误差放大器求取所述负极参考电压与所述SIBO电路的负输出电压的差值并放大所述第二增益倍数得到第二负差值。
通过采用上述技术方案，将第二正差值与第二负差值均放大第二增益倍数，能够提高后续计算正压脉冲信号以及负压脉冲信号的准确性。
综上所述，本申请实施例中提供的一个或多个技术方案，具有如下技术效果或优点：
在轻载条件下，单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路基于第一正差值、第一负差值、第二正差值以及第二负差值，确定控制电路运行时刻并生成正压脉冲信号以及负压脉冲信号，并根据正压脉冲信号以及负压脉冲信号控制所述SIBO电路的工作状态；在随着负载电流降低自适应降低SIBO电路开关频率以降低SIBO电路损耗的同时，能够减少轻载条件下仍处于工作状态的电路模块的数量、降低静态功耗，从而能够提高单电感双极性输出直流-直流转换器的轻载效率。
附图说明
图1是相关技术中的一种示例性的单电感双极性输出直流-直流转换器PWM控制电路的结构示意图；
图2是本申请实施例提供的一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路的结构示意图；
图3是本申请实施例提供的一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制方法的流程示意图；
图4是本申请实施例提供的一种信号脉宽的时序示意图；
图5是本申请实施例提供的一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制方法的结构示意图；
图6是本申请实施例提供的本申请实施例提供的另一种SIBO电路的结构示意图；
图7是本申请实施例的公开的一种电子设备的结构示意图。
附图标记说明：11、单电感双极性输出直流-直流功率级电路；12、峰值电流模式PWM控制电路；121、电流采样电路；122、加法电路；123、斜坡补偿电路；124a、正误差放大器；124b、负误差放大器；125、压控振荡器；126、零电流检测电路；127、比较器；21、SIBO电路；22、PFM控制电路；221a、第一误差放大器；221b、第二误差放大器；222、迟滞比较器；223a、第一导通时间产生电路；223b第二导通时间产生电路；224、门极驱动器；D1、第一脉宽；D2、第二脉宽。
具体实施方式
为了使本领域的技术人员更好地理解本说明书中的技术方案，下面将结合本说明书实施例中的附图，对本说明书实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。
在本申请实施例的描述中，“例如”或者“举例来说”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“例如”或者“举例来说”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其他实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“例如”或者“举例来说”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
在本申请实施例的描述中，术语“多个”的含义是指两个或两个以上。例如，多个系统是指两个或两个以上的系统，多个屏幕终端是指两个或两个以上的屏幕终端。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。
本申请实施例提供的单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路的控制对象是单电感双极性输出(Single-Inductor Bi-polar Output，SIBO)，随着手机、智能手表等电子设备的小型化、轻量化发展，为保证电池的放电效率以及供电电压的稳定性，往往需要直流-直流转换器对电池的电压进行升降压及稳压处理。由于电感在电路布置中体积占比最大，为满足电子设备小型化需求多采用单电感双极性输出直流-直流转换器。单电感双极性输出直流-直流转换器的工作原理为利用电感储能和电容平滑输出电压，通过控制转换器中开关器件的导通与截止来实现输出电压的调节。单电感双极性输出直流-直流转换器适用于需要正负两种输出电压的电子设备，如电路测试、高速电路等，具有输出电压可正可负、输入输出电压隔离等优点。
请参见图1，为相关技术中的一种示例性的单电感双极性输出直流-直流转换器PWM控制电路的结构示意图。其中包括单电感双极性输出直流-直流功率级电路11以及峰值电流模式PWM控制电路12，峰值电流模式PWM控制电路12包括电流采样电路121、加法电路122、斜坡补偿电路123、正误差放大器124a、负误差放大器124b、压控振荡器125、零电流检测电路126以及比较器127。通过实时监测输出电压与参考电压的关系，PWM控制模块通过控制门极驱动器224来调节开关器件的开关频率，具体为调节PWM输出波形的占空比来调节开关器件的导通时间。PWM控制方法一般采用较高的开关频率来实现电压的转换，在轻载条件下，开关的驱动损耗占总损耗的比重较大，SIBO单电感双极性输出直流-直流转换器的效率较低，为了提升轻载时单电感双极性输出直流-直流转换器的效率，压控振荡器125根据正误差放大器124a的输出降低振荡频率，从而通过降低开关频率的方式降低开关的驱动损耗。
但此时的SIBO转换器仍然工作于峰值电流模式的PWM控制模式下，上述峰值电流模式PWM控制电路12中的各个模块仍处于正常工作状态，使得SIBO转换器的静态功耗较高，效率较低。
基于上述问题，本申请通过采用PFM控制方法，在随着负载电流降低自适应降低SIBO电路开关频率以降低SIBO电路损耗的同时，能够减少轻载条件下仍处于工作状态的电路模块的数量、降低静态功耗，从而能够提高单电感双极性输出直流-直流转换器的轻载效率。
请参见图2，为本申请实施例提供的一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路的结构示意图，单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路包括SIBO电路21、第一误差放大器221a、第二误差放大器221b、迟滞比较器222、第一导通时间产生电路223a、第二导通时间产生电路223b以及门极驱动器224；其中，SIBO电路21的正压输出端连接第一误差放大器221a的第一输入负极，SIBO电路21的输出电压负极连接第一误差放大器221a的第二输入负极，SIBO电路21的输出电压正极连接第二误差放大器221b的第三输入正极，SIBO电路的输出电压负极连接第二误差放大器221b的第四输入负极；第一误差放大器221a的第一输入正极连接有正极参考电压，第一误差放大器221a的第二输入正极连接有负极参考电压；第二误差放大器221b的第三输入负极连接有正极参考电压，第二误差放大器221b的第四输入正极连接有负极参考电压；第一误差放大器221a的第一输出正极连接迟滞比较器222的输入正极，第一误差放大器221a的第一输出负极与连接迟滞比较器222的输入负极；迟滞比较器222的输出分别连接第一导通时间产生电路223a的第一输入端以及第二导通时间产生电路223b的第二输入端；第二误差放大器221b的第二输出正极连接第一导通时间产生电路223a的第三输入端，第二误差放大器221b的第二输出负极连接第二导通时间产生电路223b的第四输入端；第一导通时间产生电路223a的第一输出端连接门极驱动器224的第一驱动输入端，第二导通时间产生电路223b的第二输出端连接门极驱动器224的第二驱动输入端；门极驱动器224的驱动输出端连接SIBO电路21的控制端，SIBO电路21的连接有输入电压。
具体地，电路还包括第一正极分压电阻RFP1、第一负极分压电阻RFN1、第二正极分压电阻RFP2、第二负极分压电阻RFN2以及反相器；其中，SIBO电路21的正压输出端连接第一正极分压电阻RFP1的第一端，第一正极分压电阻RFP1的第二端分别连接第二正极分压电阻RFP2的第一端、第一误差放大器221a的第一输入负极以及第二误差放大器221b的第三输入正极，第二正极分压电阻RFP2的第二端接地；SIBO电路21的负压输出端连接第二负极分压电阻RFN2的第一端，第二负极分压电阻RFN2的第二端分别连接第一负极分压电阻RFN1的第一端以及反相器的第一端，反相器的第二端分别连接第一误差放大器221a的第二输入负极以及第二误差放大器221b的第四输入负极，第一负极分压电阻RFN1的第二端接地。
具体地，第一电容C1的正极连接SIBO电路21的正压输出端，第一电容C1的负极接地；第二电容C2的负极连接SIBO电路21的负压输出端，第二电容C2的正极接地。
其中，SIBO电路21能够将输入电压转换成一正一负的输出电压；第一误差放大器221a、第二误差放大器221b、迟滞比较器222、第一导通时间产生电路223a、第二导通时间产生电路223b以及门极驱动器224可以组成PFM控制电路22，以针对不同的负载调节SIBO转换器的开关频率。具体为第一误差放大器221a以及迟滞比较器222监测到正输出电压与负输出电压的差值小于参考正电压与参考负电压的差值时，第一导通时间产生电路223a以及第二导通时间产生电路223b开始工作，通过第二误差放大器221b的输出分别确定正向导通时间以及负向导通时间，从而使得门极驱动器224能够基于正向导通时间以及负向导通时间对SIBO电路21的工作状态进行调节，使得正输出电压与负输出电压的差值上升，并在电感电流变为零之后逐渐下降，直至正输出电压与负输出电压的差值小于参考正电压与参考负电压的差值时再次进行导通。在非导通时间内，仅第一误差放大器221a与迟滞比较器222持续工作，PFM控制电路22中的其它电路或模块处于关断状态。通过部分电路或模块周期性工作，保证单电感双极性输出直流-直流转换器的效率。
请参见图3，为本申请实施例提供的一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制方法的流程示意图，并结合图2对单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路的工作原理作详细说明。
S301，第一误差放大器生成第一正差值以及第一负差值，第二误差放大器生成第二正差值以及第二负差值。
图2中第一误差放大器221a的一路输出电压为第一正差值VP1，第一误差放大器221a的另一路输出电压为第一负差值VN1，第一误差放大器221a具体可以是四输入差模输出误差放大器。
在一种可实现的实施方式中，具体的第一正差值与第一负差值的生成方式为：第一误差放大器221a求取正极参考电压与SIBO电路21的正输出电压的差值并放大第一增益倍数得到第一正差值，第一误差放大器221a求取负极参考电压与SIBO电路21的负输出电压的差值并放大第一增益倍数得到第一负差值。
第一误差放大器221a输出的第一正差值VP1=A1(VREFP-VFBP)，其中A1为第一误差放大器221a的第一增益倍数，即第一误差放大器221a输出信号与输入信号之间的放大倍数；VREFP为输入第一误差放大器221a的正极参考电压；VFBP为输入第一误差放大器221a的SIBO电路21的正输出电压，也可以是输入第一误差放大器221a的SIBO电路21经分压处理后的正输出电压。
第一误差放大器221a输出的第一负差值VN1=A1(VREFN-VFBN)，其中A1为第一误差放大器221a的第一增益倍数，即第一误差放大器221a输出信号与输入信号之间的放大倍数；VREFN为输入第一误差放大器221a的负极参考电压；VFBN为输入第一误差放大器221a的SIBO电路21的负输出电压，也可以是输入第一误差放大器221a的SIBO电路21经分压处理后的负输出电压。
在一种可实现的实施方式中，具体的第二正差值与第二负差值的生成方式为：第二误差放大器221b求取SIBO电路21的正输出电压与正极参考电压的差值并放大第二增益倍数得到第二正差值，第二误差放大器221b求取负极参考电压与SIBO电路21的负输出电压的差值并放大第二增益倍数得到第二负差值。
第二误差放大器221b输出的第二正差值VP2=A2(VFBP-VREFP)，其中A2为第二误差放大器221b的第二增益倍数，即第二误差放大器221b输出信号与输入信号之间的放大倍数；VREFP为输入第二误差放大器221b的正极参考电压；VFBP为输入第二误差放大器221b的SIBO电路21的正输出电压，也可以是输入第二误差放大器221b的SIBO电路21经分压处理后的正输出电压。
第二误差放大器221b输出的第二负差值VN2=A1(VREFN-VFBN)，其中A2为第二误差放大器221b的第二增益倍数，即第二误差放大器221b输出信号与输入信号之间的放大倍数；VREFN为输入第二误差放大器221b的负极参考电压；VFBN为输入第二误差放大器221b的SIBO电路21的负输出电压，也可以是输入第二误差放大器221b的SIBO电路21经分压处理后的负输出电压。
具体地，正极参考电压以及负极参考电压为预设的参考电压，SIBO电路21的正输出电压与负输出电压可理解为反馈电压，通过反馈电压来对SIBO电路21的输入输出电压转换进行调节。
S302，当第一正差值大于第一负差值时，迟滞比较器分别输出高电平信号至第一导通时间产生电路以及第二导通时间产生电路。
迟滞比较器222的输入正极输入第一正差值，输入负极输入第一负差值，因此迟滞比较器222在第一正差值大于第一负差值时输出高电平，在第一正差值小于等于第一负差值时输出低电平。当SIBO电路21的正输出电压与负输出电压的差值小于正极参考电压与负极参考电压的差值时，即VFBP-VFBN<VREFP-VREFN时，可推导出VREFP-VFBP>VREFN-VFBN，即迟滞比较器222比较的第一正差值与第一负差值，此时需要对SIBO电路21的输出进行升压，以使VFBP-VFBN上升。迟滞比较器222输出高电平至第一导通时间产生电路223a以及第二导通时间产生电路223b，以使导通时间发生器开始工作并产生相应的针对SIBO电路21的导通时间的脉冲信号。
S303，第一导通时间产生电路响应于高电平信号，基于第二正差值生成正压脉冲信号，并将正压脉冲信号发送至门极驱动器，第二导通时间产生电路响应于高电平信号，基于第二负差值生成负压脉冲信号，并将负压脉冲信号发送至门极驱动器。
第一导通时间产生电路223a以及第二导通时间产生电路223b在接收到迟滞比较器222输出的高电平信号后开始工作，同时第一导通时间产生电路223a接收第二正差值，第二导通时间产生电路223b接收第二负差值。
请参见图4，为本申请实施例提供的一种信号脉宽的时序示意图，图中三种情况的横坐标为时间，纵坐标分别为电压差、电压、电感电流、正向导通时间以及负向导通时间。
图4中的（a）的第二正差值大于第二负差值，说明SIBO电路21的正压输出端需要更多的导通电流，因此图4中的（a）的正压脉冲信号D1的第一脉宽是大于负压脉冲信号的第二脉宽D2的，以控制SIBO电路21工作于正压输出供电状态。图4中的（b）的第二正差值等于第二负差值，说明SIBO电路21的正压输出端与负压输出端需要等量的导通电流，因此图4中的（b）的正压脉冲信号的第一脉宽D1是等于负压脉冲信号的第二脉宽D2的，以控制SIBO电路21工作于恒压输出供电状态。图4中的（c）的第二正差值小于第二负差值，说明SIBO电路21的负压输出端需要更多的导通电流，因此图4中的（c）的负压脉冲信号的第二脉宽D2是大于正压脉冲信号的第一脉宽D1的，以控制SIBO电路21工作于负压输出供电状态。
请参见图5，为本申请实施例提供的一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制方法的结构示意图。
通过迟滞比较器222判断SIBO电路21的输出电压的大小，从而确定迟滞比较器222后续电路的是否工作，从而提高单电感双极性输出直流-直流转换器控制方法在轻载条件下的效率。
S304，门极驱动器基于正压脉冲信号以及负压脉冲信号控制SIBO电路的工作状态。
门极驱动器224通过控制SIBO电路21中各个开关器件的导通与截止，实现SIBO电路21的工作状态的控制。
在一种可实现的实施方式中，基于正压脉冲信号的第一脉宽以及负压脉冲信号的第二脉宽，确定SIBO电路21的各工作状态对应的持续时长，SIBO电路21的工作状态包括第一工作状态、正压输出工作状态以及负压输出工作状态，第一工作状态为正、负压同时充电的工作状态；基于SIBO电路21的各工作状态对应的持续时长控制SIBO电路21的工作状态。
请参见图6，为本申请实施例提供的一种SIBO电路的结构示意图，图中示出了第一工作状态、正压输出工作状态、负压输出工作状态以及关断放电状态四种状态，需要理解的是，本申请实施例在电感充电状态下所涉及到的SIBO电路21的状态为第一工作状态、正压输出工作状态以及负压输出工作状态，在电感放电状态下所涉及到的SIBO电路21的状态为关断放电工作状态。
其中一种SIBO电路21如下，SIBO电路21包括第一开关SW1、第二开关SW2、第三开关SW3、第四开关SW4以及第一电感L1；其中，第一开关SW1的第一端连接有输入电压，第一开关SW1的第二端连接第一电感L1的第一端，第一电感L1的第二端连接第二开关SW2的第一端，第二开关SW2的第二端接地；第三开关SW3的第一端连接第一电感L1的第二端，第三开关SW3的第二端连接SIBO电路21的正压输出端；第四开关SW4的第一端连接第一电感L1的第一端，第四开关SW4的第二端连接SIBO电路21的负压输出端。
图中示出了四种工作状态、/>，其中/>为第一工作状态，此时输出电压的第三开关SW3及第四开关SW4关断，输入电压为第一电感L1充电储能；/>对应于关断放电状态，此时第一电感L1放电，释放电能提高输出电压；/>为正压输出工作状态，输入电压经第一电感L1输出至正压输出端，以提高正向电压；/>为负压输出工作状态，通过第一电感L1放电的方式提高反向电压。
请参见图7，为本申请实施例提供的另一种SIBO电路的结构示意图，图中示出了第一工作状态、正压输出工作状态、负压输出工作状态以及关断放电状态四种状态。
SIBO电路21包括第五开关SW5、第六开关SW6、第七开关SW7、第八开关、第九开关SW9、第三电容C3以及第二电感L2；其中，第五开关SW5的第一端连接有输入电压，第五开关SW5的第二端连接第二电感L2的第一端；第六开关SW6的第一端连接第二电感L2的第二端，第六开关SW6的第二端接地；第七开关SW7的第一端连接第二电感L2的第二端，第七开关SW7的第二端连接SIBO电路21的正压输出端；第三电容C3的第一极连接第二电感L2的第一端，第三电容C3的第二极连接第八开关SW8的第一端，第八开关SW8的第二端连接SIBO电路21的负压输出端；第九开关SW9的第一端连接第三电容C3的第二极，第九开关SW9的第二端接地。
图7中所示出的四种状态、/>，与上述图6中四种状态一致，在此不再赘述。需要理解的是，图6及图7的实施例中的各个开关为由门极驱动器224驱动控制的开关器件，举例来说，可以是MOS开关管，由门极驱动器224是否注入栅极电流实现导通或截止。
需要理解的是，上述实施例提供的两种示例性的SIBO电路21的结构示意图，意在说明本申请所提供的单电感双极性输出直流-直流转换器控制方法具有可实施性，同时能够适用于多种SIBO电路21的控制。
在一种可实现的实施方式中，判断第一脉宽D1是否大于第二脉宽D2；若第一脉宽D1大于第二脉宽D2，则将第二脉宽D2确定为第一工作状态对应的第一持续时长，并将第一脉宽D1与第二脉宽D2对应的脉宽差值确定为正压输出工作状态对应的正压输出持续时长；若第一脉宽D1小于等于第二脉宽D2，则将第一脉宽D1确定为第一工作状态对应的第二持续时长，并将第二脉宽D2与第一脉宽D1对应的脉宽差值确定为负压输出工作状态对应的负压输出持续时长。
请参见图4，图4中的（a）的第一脉宽D1与第二脉宽D2重合的部分对应的工作状态为第一工作状态，即正、负压同时充电的工作状态，输入电压为SIBO电路21中的电感充电，重合部分对应的持续时长为第二脉宽D2，由于第一脉宽D1与第二脉宽D2的起始时刻相同，当第一脉宽D1大于第二脉宽D2时，可将第二脉宽D2作为第一工作状态对应的第一持续时长。而第一脉宽D1超出第一脉宽D1的持续时长内，需要SIBO电路21的状态变更为正压输出工作状态，正压输出工作状态的持续时长为第一脉宽D1与第二脉宽D2的差值。如图4中的（b）所示，第一脉宽D1等于第二脉宽D2时，仅需在第一脉宽D1或第二脉宽D2时长内将SIBO电路21的状态变为第一工作状态即可。同理，如图4中的（c）所示，第一脉宽D1小于第一脉宽D1时，将第一脉宽D1作为第一工作状态对应的第二持续时长，同时将第二脉宽D2与第二脉宽D2对应的脉宽差值确定为负压输出工作状态对应的负压输出持续时长。在上述第一工作状态、正压工作状态以及负压工作状态之后，均进入电感的放电关断状态，以实现直流电压的转换。
需要说明的是，对于前述的各方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本申请并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本申请，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定是本申请所必需的。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
以上者，仅为本公开的示例性实施例，不能以此限定本公开的范围。即但凡依本公开教导所作的等效变化与修饰，皆仍属本公开涵盖的范围内。本领域技术人员在考虑说明书及实践真理的公开后，将容易想到本公开的其他实施方案。
本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未记载的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的范围和精神由权利要求限定。
Claims (10)
1.一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路，其特征在于，所述单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路包括SIBO电路、第一误差放大器、第二误差放大器、迟滞比较器、第一导通时间产生电路、第二导通时间产生电路以及门极驱动器；其中，
所述SIBO电路的正压输出端连接所述第一误差放大器的第一输入负极，所述SIBO电路的输出电压负极连接所述第一误差放大器的第二输入负极，所述SIBO电路的输出电压正极连接所述第二误差放大器的第三输入正极，所述SIBO电路的输出电压负极连接所述第二误差放大器的第四输入负极；
所述第一误差放大器的第一输入正极连接有正极参考电压，所述第一误差放大器的第二输入正极连接有负极参考电压；
所述第二误差放大器的第三输入负极连接有正极参考电压，所述第二误差放大器的第四输入正极连接有负极参考电压；
所述第一误差放大器的第一输出正极连接所述迟滞比较器的输入正极，所述第一误差放大器的第一输出负极与连接所述迟滞比较器的输入负极；
所述迟滞比较器的输出端分别连接所述第一导通时间产生电路的第一输入端以及所述第二导通时间产生电路的第二输入端；
所述第二误差放大器的第二输出正极连接所述第一导通时间产生电路的第三输入端，所述第二误差放大器的第二输出负极连接所述第二导通时间产生电路的第四输入端；
所述第一导通时间产生电路的第一输出端连接所述门极驱动器的第一驱动输入端，所述第二导通时间产生电路的第二输出端连接所述门极驱动器的第二驱动输入端；
所述门极驱动器的驱动输出端连接所述SIBO电路的控制端，所述SIBO电路的连接有输入电压。
2.根据权利要求1所述的单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路，其特征在于，所述电路还包括第一正极分压电阻、第一负极分压电阻、第二正极分压电阻、第二负极分压电阻以及反相器；其中，
所述SIBO电路的正压输出端连接所述第一正极分压电阻的第一端，所述第一正极分压电阻的第二端分别连接所述第二正极分压电阻的第一端、所述第一误差放大器的第一输入负极以及所述第二误差放大器的第三输入正极，所述第二正极分压电阻的第二端接地；
所述SIBO电路的负压输出端连接所述第二负极分压电阻的第一端，所述第二负极分压电阻的第二端分别连接所述第一负极分压电阻的第一端以及所述反相器的第一端，所述反相器的第二端分别连接所述第一误差放大器的第二输入负极以及所述第二误差放大器的第四输入负极，所述第一负极分压电阻的第二端接地。
3.根据权利要求2所述的单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路，其特征在于，所述电路还包括第一电容以及第二电容；其中，
所述第一电容的正极连接所述SIBO电路的正压输出端，所述第一电容的负极接地；
所述第二电容的负极连接所述SIBO电路的负压输出端，所述第二电容的正极接地。
4.根据权利要求1所述的单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路，其特征在于，所述SIBO电路包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关以及第一电感；其中，
所述第一开关的第一端连接有输入电压，所述第一开关的第二端连接所述第一电感的第一端，所述第一电感的第二端连接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第二端接地；
所述第三开关的第一端连接所述第一电感的第二端，所述第三开关的第二端连接所述SIBO电路的正压输出端；
所述第四开关的第一端连接所述第一电感的第一端，所述第四开关的第二端连接所述SIBO电路的负压输出端。
5.根据权利要求1所述的单电感双极性输出直流-直流转换器控制电路，其特征在于，所述SIBO电路包括第五开关、第六开关、第七开关、第八开关、第九开关、第三电容以及第二电感；其中，
所述第五开关的第一端连接有输入电压，所述第五开关的第二端连接所述第二电感的第一端；
所述第六开关的第一端连接所述第二电感的第二端，所述第六开关的第二端接地；
所述第七开关的第一端连接所述第二电感的第二端，所述第七开关的第二端连接所述SIBO电路的正压输出端；
所述第三电容的第一极连接所述第二电感的第一端，所述第三电容的第二极连接所述第八开关的第一端，所述第八开关的第二端连接所述SIBO电路的负压输出端；
所述第九开关的第一端连接所述第三电容的第二极，所述第九开关的第二端接地。
6.一种单电感双极性输出直流-直流转换器控制方法，应用于权利要求1-5中任一所述的电路，其特征在于，所述方法包括：
所述第一误差放大器生成第一正差值以及第一负差值，所述第二误差放大器生成第二正差值以及第二负差值；
当所述第一正差值大于所述第一负差值时，所述迟滞比较器分别输出高电平信号至所述第一导通时间产生电路以及所述第二导通时间产生电路；
所述第一导通时间产生电路响应于所述高电平信号，基于所述第二正差值生成正压脉冲信号，并将所述正压脉冲信号发送至所述门极驱动器，所述第二导通时间产生电路响应于所述高电平信号，基于所述第二负差值生成负压脉冲信号，并将所述负压脉冲信号发送至所述门极驱动器；
所述门极驱动器基于所述正压脉冲信号以及所述负压脉冲信号控制所述SIBO电路的工作状态。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述门极驱动器基于所述正压脉冲信号以及所述负压脉冲信号控制所述SIBO电路的工作状态，包括：
基于所述正压脉冲信号的第一脉宽以及所述负压脉冲信号的第二脉宽，确定所述SIBO电路的各工作状态对应的持续时长，所述SIBO电路的工作状态包括第一工作状态、正压输出工作状态以及负压输出工作状态，所述第一工作状态为正、负压同时充电的工作状态；
基于所述SIBO电路的各工作状态对应的持续时长控制所述SIBO电路的工作状态。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述基于所述正压脉冲信号的第一脉宽以及所述负压脉冲信号的第二脉宽，确定所述SIBO电路的各工作状态对应的持续时长，包括：
判断所述第一脉宽是否大于所述第二脉宽；
若所述第一脉宽大于所述第二脉宽，则将所述第二脉宽确定为所述第一工作状态对应的第一持续时长，并将所述第一脉宽与所述第二脉宽对应的脉宽差值确定为所述正压输出工作状态对应的正压输出持续时长；
若所述第一脉宽小于等于所述第二脉宽，则将所述第一脉宽确定为所述第一工作状态对应的第二持续时长，并将所述第二脉宽与所述第一脉宽对应的脉宽差值确定为所述负压输出工作状态对应的负压输出持续时长。
9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述第一误差放大器生成第一正差值以及第一负差值，包括：
所述第一误差放大器求取所述正极参考电压与所述SIBO电路的正输出电压的差值并放大第一增益倍数得到第一正差值，所述第一误差放大器求取所述负极参考电压与所述SIBO电路的负输出电压的差值并放大所述第一增益倍数得到第一负差值。
10.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述第二误差放大器生成第二正差值以及第二负差值，包括：
所述第二误差放大器求取所述SIBO电路的正输出电压与所述正极参考电压的差值并放大第二增益倍数得到第二正差值，所述第二误差放大器求取所述负极参考电压与所述SIBO电路的负输出电压的差值并放大所述第二增益倍数得到第二负差值。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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