CN109687704B - 三电平降压变换器的电容控制方法、装置及降压变换系统 - Google Patents

三电平降压变换器的电容控制方法、装置及降压变换系统 Download PDF

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Abstract

本发明适用于电源技术领域，提供了一种三电平降压变换器的电容控制方法、装置及降压变换系统。该三电平降压变换器包括一飞跨电容，该飞跨电容可工作在充电和放电两种状态；该电容控制方法包括：实时检测所述飞跨电容的电压值；根据检测的所述飞跨电容的电压值与电容基准电压值，调节所述飞跨电容的充电时长和/或放电时长，使得所述飞跨电容的电压值与所述电容基准电压值相等。本发明通过实时检测三电平降压变换器中飞跨电容的电压值，并与电容基准电压值进行比较，根据比较结果对飞跨电容的充、放电时长进行调节，这样一旦飞跨电容的电压有突变，能够快速响应将飞跨电容的电压值调整到电容基准电压值，可使三电平降压变换器保持在最佳工作状态。

Description

三电平降压变换器的电容控制方法、装置及降压变换系统
技术领域
本发明属于电源技术领域，尤其涉及一种三电平降压变换器的电容控制方法、装置及降压变换系统。
背景技术
降压变换器(Buck Converter，Buck变换器)又称为降压斩波器(Buck Chopper)，采用降低电压的直流-直流转换技术，输出(负载)端的电压会比输入(电源)端要低，但其输出电流会大于输入电流。
根据不同的应用场合，降压变换器可以有多种拓扑结构。与传统的降压拓扑相比，三电平降压拓扑中功率管的电压应力更低，输出滤波器尺寸更小，更容易实现高功率密度，提高系统的效率，非常适用于高输入电压和中大功率的应用场合。
图1示出了三电平Buck变换器的电路图，参照图1，第一功率管Q1和第四功率管Q4分别由一对互补的驱动信号G1和G4驱动，第二功率管Q2和第三功率管Q3分别由另一对互补的驱动信号G2和G3驱动，这两对互补信号的占空比D相同，相移为180°。飞跨电容VCF的一端接在第一功率管Q1和第二功率管Q2的中点，另一端接在第三功率管Q3和第四功率管Q4的中点。电感Lf连接在节点LX与输出端口之间。
三电平Buck变换器在开始工作前，跨接在两桥臂中点的飞跨电容VCF被预充电至输入电压Vin的一半。理想工作状况下，第一功率管Q1和第二功率管Q2的占空比相同，飞跨电容VCF的电压恒定为1/2Vin。此时三电平Buck的各功率管所要承受的电压为Vin的一半，电感Lf的电流具有倍频效果，有利于减小输出滤波器的体积，实现高功率密度，在满足同样的纹波要求时，开关频率可降低，从而降低开关损耗。
但实际应用中，由于控制单元、驱动电路和功率管特性的差异将导致第一功率管Q1和第二功率管Q2开通时间不同，飞跨电容VCF的充放电不平衡，飞跨电容VCF的电压会升高或降低，这将破坏三电平Buck变换器的最佳工作状态，也会使得功率管电压应力增大。
发明内容
鉴于上述原因，本发明实施例所要解决的技术问题为在三电平Buck变换器工作过程中，如何使飞跨电容的电压值稳定在电容基准电压值，以便三电平Buck变换器能保持在最佳工作状态。
为解决上述技术问题，第一方面，本发明实施例提供了一种三电平降压变换器的电容控制方法，所述三电平降压变换器包括一飞跨电容，所述飞跨电容可工作在充电和放电两种状态；所述电容控制方法包括下述步骤：
实时检测所述飞跨电容的电压值；
根据检测的所述飞跨电容的电压值与电容基准电压值，调节所述飞跨电容的充电时长和/或放电时长，使得所述飞跨电容的电压值与所述电容基准电压值相等。
进一步地，所述根据检测的所述飞跨电容的电压值与电容基准电压值，调节所述飞跨电容的充电时长和/或放电时长，使得所述飞跨电容的电压值与所述电容基准电压值相等，包括：当检测到所述飞跨电容的电压值大于所述电容基准电压值时，控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变小，直至所述飞跨电容的电压值下降至所述电容基准电压值；当检测到所述飞跨电容的电压值小于所述电容基准电压值时，控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变大，直至所述飞跨电容的电压值上升至所述电容基准电压值。
进一步地，所述三电平降压变换器包括充电功率管和放电功率管；所述飞跨电容的充电时长由驱动所述充电功率管的导通时长决定，所述飞跨电容的放电时长由驱动所述放电功率管的导通时长决定；所述充电功率管包括第一功率管和第三功率管，所述第一功率管和第三功率管位于所述飞跨电容的充电回路中且连接在所述飞跨电容的两侧；所述放电功率管包括第二功率管和第四功率管，所述第二功率管和第四功率管位于所述飞跨电容的放电回路中且连接在所述飞跨电容的两侧。
进一步地，所述控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变小，包括：控制充电功率管的驱动信号的占空比减小和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比增大；所述控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变大，包括：控制充电功率管的驱动信号的占空比增大和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比减小。
进一步地，所述充电功率管的驱动信号的占空比和所述放电功率管的驱动信号的占空比均基于一电容电压补偿信号被控制；所述电容电压补偿信号根据所述电容基准电压值与所述飞跨电容的当前电压值产生。
进一步地，所述充电功率管的驱动信号和所述放电功率管的驱动信号还基于一输出电压补偿信号生成；所述输出电压补偿信号根据输出电压基准值与所述三电平降压变换器当前所输出的电压值产生。
进一步地，所述充电功率管的驱动信号和所述放电功率管的驱动信号均分别根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号差值、和值改变锯齿波信号的斜率，并分别比较各自所改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号后产生。
进一步地，当根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的和值去调整所述第二锯齿波信号的斜率时，可使所述第二功率管、第三功率管的驱动信号产生变化；和/或，当根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的差值去调整所述第一锯齿波信号的斜率时，可使所述第一功率管、第四功率管的驱动信号产生变化，其中，所述第一功率管的驱动信号与所述第四功率管的驱动信号互补，所述第二功率管的驱动信号与所述第三功率管的驱动信号互补；所述锯齿波信号包括第一锯齿波信号和第二锯齿波信号，所述第一锯齿波信号与所述第二锯齿波信号的相位相差180度。
进一步地，所述充电功率管的驱动信号和所述放电功率管的驱动信号均分别根据所述飞跨电容的电压值改变锯齿波信号的斜率，并将各自改变斜率后的锯齿波信号分别与所述输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的差值、和值比较后产生。
进一步地，当根据所述飞跨电容的电压值去调整所述第二锯齿波信号的斜率时，通过将所述输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的差值与所述第二锯齿波信号进行比较，可使所述第二功率管、第三功率管的驱动信号产生变化；和/或，当根据所述飞跨电容的电压值去调整所述第一锯齿波信号的斜率时，通过将所述输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的和值与所述第一锯齿波信号进行比较，可使所述第一功率管、第四功率管的驱动信号产生变化，其中，所述第一功率管的驱动信号与所述第四功率管的驱动信号互补，所述第二功率管的驱动信号与所述第三功率管的驱动信号互补；所述锯齿波信号包括第一锯齿波信号和第二锯齿波信号，所述第一锯齿波信号与所述第二锯齿波信号的相位相差180度。
第二方面，本发明实施例还提供了一种三电平降压变换器的电容控制装置，所述三电平降压变换器包括一飞跨电容，所述飞跨电容可工作在充电和放电两种状态；所述电容控制装置包括：
检测单元，用于实时检测飞跨电容的电压值；
控制单元，用于根据检测的所述飞跨电容的电压值与电容基准电压值，调节所述飞跨电容的充电时长和/或放电时长，使得所述飞跨电容的电压值与所述电容基准电压值相等。
进一步地，所述控制单元与所述检测单元连接，用于在所述检测单元检测到所述飞跨电容的当前电压值大于电容基准电压值时，控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变小，直至所述飞跨电容的电压值下降至所述电容基准电压值；还用于在所述检测单元检测到所述飞跨电容的当前电压值小于所述电容基准电压值时，控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变大，直至所述飞跨电容的电压值上升至所述电容基准电压值。
进一步地，所述三电平降压变换器包括充电功率管和放电功率管；所述飞跨电容的充电时长由驱动所述充电功率管的导通时长决定，所述飞跨电容的放电时长由驱动所述放电功率管的导通时长决定；所述充电功率管包括第一功率管和第三功率管，所述第一功率管和第三功率管位于所述飞跨电容的充电回路中且连接在所述飞跨电容的两侧；所述放电功率管包括第二功率管和第四功率管，所述第二功率管和第四功率管位于所述飞跨电容的放电回路中且连接在所述飞跨电容的两侧。
进一步地，所述控制单元具体通过控制充电功率管的驱动信号的占空比减小和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比增大，实现控制飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变小；所述控制单元具体控制充电功率管的驱动信号的占空比增大和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比减小，实现控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变大。
进一步地，所述控制单元包括：电容平衡电路，用于接收所述电容基准电压值与所述飞跨电容的当前电压值，并产生电容电压补偿信号，以调节所述充电功率管和放电功率管的驱动信号的占空比。
进一步地，所述控制单元还包括：控制补偿电路，用于接收输出电压基准值与所述三电平降压变换器当前所输出的电压值，并产生输出电压补偿信号，以调节所述充电功率管和放电功率管的驱动信号的占空比。
进一步地，所述控制单元包括：第一控制电路，与所述电容平衡电路、所述控制补偿电路连接，用于根据所述电容电压补偿信号和所述输出电压补偿信号生成所述第一功率管的驱动信号与所述第四功率管的驱动信号；第二控制电路，与所述电容平衡电路、所述控制补偿电路连接，用于根据所述电容电压补偿信号和所述输出电压补偿信号生成所述第二功率管的驱动信号与所述第三功率管的驱动信号，其中，所述第一功率管的驱动信号与所述第四功率管的驱动信号互补，所述第二功率管的驱动信号与所述第三功率管的驱动信号互补。
进一步地，所述第一控制电路根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的差值改变对应锯齿波信号的斜率，并将所改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号比较后产生对应功率管的驱动信号；所述第二控制电路根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的和值改变对应锯齿波信号的斜率，并将所改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号比较后产生对应功率管的驱动信号。
进一步地，所述第一控制电路包括：第一锯齿波发生器，用以接收所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号差值，并受第一时钟信号控制，以产生第一锯齿波信号；以及第一比较器，其第一输入端接收所述第一锯齿波信号，第二输入端接收所述输出电压补偿信号，以根据所述第一比较器的比较结果产生所述第一功率管、第四功率管的驱动信号；所述第二控制电路包括：第二锯齿波发生器，用以接收所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号和值，并受第二时钟信号控制，以产生第二锯齿波信号；以及第二比较器，其第一输入端接收所述第二锯齿波信号，第二输入端接收所述输出电压补偿信号，以根据所述第二比较器的比较结果产生所述第二功率管、第三功率管的驱动信号；其中，所述第一锯齿波信号与所述第二锯齿波信号的相位相差180度。
进一步地，所述第一控制电路根据所述飞跨电容的电压值改变对应锯齿波信号的斜率，并将改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的和值比较，从而产生对应功率管的驱动信号；所述第二控制电路根据所述飞跨电容的电压值改变对应锯齿波信号的斜率，并将改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的差值比较，从而产生对应功率管的驱动信号。
更进一步地，所述第一控制电路包括：第三锯齿波发生器，用以接收所述飞跨电容的电压值，并受第一时钟信号控制，以产生第三锯齿波信号；以及第三比较器，第一输入端接收所述第三锯齿波信号，第二输入端接收所述输出电压补偿信号与所述电容电压补偿信号的和值，以根据所述第三比较器的比较结果产生所述第一功率管、第四功率管的驱动信号；所述第二控制电路包括：第四锯齿波发生器，用以接收所述飞跨电容的电压值，并受第二时钟信号控制，以产生第四锯齿波信号；以及第四比较器，其第一输入端接收所述第四锯齿波信号，第二输入端接收所述输出电压补偿信号与所述电容电压补偿信号的差值，以根据所述第四比较器的比较结果产生所述第二功率管、第三功率管的驱动信号；其中，所述第三锯齿波信号与所述第四锯齿波信号的相位相差180度。
第三方面，本发明实施例还提供了一种降压变换系统，包括三电平降压变换器，其特征在于，包括第二方面所述的三电平降压变换器的电容控制装置；所述电容控制装置与所述三电平降压变换器连接。
从上述几方面提供的实施例可知，通过实时检测三电平降压变换器中飞跨电容的电压值，并与电容基准电压值进行比较，根据比较结果对飞跨电容的充、放电时长进行调节，使得所述飞跨电容的电压值始终能够与所述电容基准电压值相等，这样一旦飞跨电容的电压有突变，能够快速响应将飞跨电容的电压值调整到电容基准电压值，可使三电平降压变换器能保持在最佳工作状态。
附图说明
图1是现有技术提供的三电平降压变换器的电路图；
图2是本发明第一实施例提供的一种三电平降压变换器的电容控制方法的流程图；
图3A是本发明第一实施例提供的0<D<0.5的功率管的工作波形示意图；
图3B是本发明第一实施例提供的0.5≤D<1的功率管的工作波形示意图；
图4A是本发明第一实施例提供的第一种第一控制电路的工作流程图；
图4B是本发明第一实施例提供的第一种第二控制电路的工作流程图；
图5A是本发明第一实施例提供的第二种第一控制电路的工作流程图；
图5B是本发明第一实施例提供的第二种第二控制电路的工作流程图；
图6是本发明第一实施例提供的以Vin＝12V为例对三电平降压变换器进行飞跨电容的控制工作波形图；
图7是本发明第二实施例提供的降压变换系统的结构框图；
图8是本发明第三实施例提供的电容控制装置的结构框图；
图9是本发明第三实施例提供的用于产生输出电压补偿信号的电路结构图；
图10是发明第三实施例提供的控制单元的结构框图；
图11是发明第三实施例提供的电容平衡电路的结构图；
图12A是发明第三实施例提供的第一种第一控制电路的结构图；
图12B是发明第三实施例提供的第一种第二控制电路的结构图；
图13A是发明第三实施例提供的第二种第一控制电路的结构图；
图13B是发明第三实施例提供的第二种第二控制电路的结构图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明中，通过实时调节飞跨电容的充放电时长来控制飞跨电容的电压值与所述电容基准电压值相等，使三电平降压变换器能保持在最佳工作状态。
基于上述原理，本发明第一实施例提供了一种三电平降压变换器的电容控制方法，流程图如图2所示，详述如下：
在步骤S201中，实时检测飞跨电容的电压值。
本实施例所提供的电容控制方法适用于三电平Buck变换器，该三电平Buck变换器可选用图1所示的电路结构，也可以根据具体的应用场景对电路结构进行适当的变换、改进，具体不限。
一般情况下，三电平Buck变换器同时具有充电回路和放电回路，飞跨电容既位于充电回路上又位于放电回路上。此外，充电回路上还具有与飞跨电容串联的充电功率管，通过控制充电功率管的开关可以控制三电平Buck变换器的充电时长；放电回路上还具有与飞跨电容串联的放电功率管，通过控制放电功率管的开关可以控制三电平Buck变换器的放电时长。
以图3A和图3B所示的功率管的工作波形施加在图1所示的电路结构为例，三电平Buck变换器的工作原理如下：
对于0<D<0.5
模态1：第一功率管Q1和第三功率管Q3导通，第二功率管Q2和第四功率管Q4关断。电源Vin通过第一功率管Q1给飞跨电容VCF充电，电感Lf的电流iL上升，节点LX处电压为Vin-Vcf。
模态2：第一功率管Q1和第二功率管Q2关断，第三功率管Q3和第四功率管Q4导通。电感经第三功率管Q3和第四功率管Q4续流，节点LX处电压为0，由于飞跨电容VCF没有回路，因此飞跨电容VCF的电压保持不变。
模态3：第二功率管Q2和第四功率管Q4导通，第一功率管Q1和第三功率管Q3关断。飞跨电容VCF通过第二功率管Q2向负载放电，电感电流iL上升，节点LX处电压为Vcf。
模态4：同模态2。
对于0.5≤D<1
模态1：第一功率管Q1和第二功率管Q2导通，第三功率管Q3和第四功率管Q4关断。电源Vin通过第一功率管Q1和第二功率管Q2给负载提供能量，电感电流Lf上升，节点LX处电压为Vin。
模态2：第一功率管Q1和第三功率管Q3导通，第二功率管Q2和第四功率管Q4关断。电源Vin通过第一功率管Q1给飞跨电容VCF充电，飞跨电容VCF上的电压上升，电感Lf的电流iL下降，LX处电压为Vin-Vcf。
模态3：同模态1。
模态4：第二功率管Q2和第四功率管Q4导通，第一功率管Q1和第三功率管Q3关断。飞跨电容VCF通过第二功率管Q2向负载放电，电感电流Lf下降，节点LX处电压为Vcf。
在步骤S202中，根据检测的所述飞跨电容的电压值与电容基准电压值，调节所述飞跨电容的充电时长和/或放电时长，使得所述飞跨电容的电压值与所述电容基准电压值相等。
由上述分析可知，不论占空比D多大，第一功率管Q1和第三功率管Q3同时开通则飞跨电容VCF充电，第二功率管Q2和第四功率管Q4同时开通则飞跨电容VCF放电。
电容基准电压值可根据情况进行设定，例如理想的工作状况下，第一功率管Q1和第二功率管Q2的占空比相同，飞跨电容VCF的电压恒定为1/2Vin，因此，可以将电容基准电压值也设置为1/2Vin。
无论是控制飞跨电容VCF的充电时长还是放电时长，或者对二者同时控制，都可以改变飞跨电容VCF的电压值，具体地：
当检测到飞跨电容VCF的电压值大于电容基准电压值时，控制飞跨电容VCF的充电时长与放电时长的差值变小，直至飞跨电容VCF的电压值下降至电容基准电压值。例如，可以减小飞跨电容VCF的充电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小，也可以增大飞跨电容VCF的放电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小，还可以同时减小飞跨电容VCF的充电时长、并增大飞跨电容VCF的放电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小。
当检测到飞跨电容VCF的电压值小于电容基准电压值时，控制飞跨电容VCF的充电时长与放电时长的差值变大，直至飞跨电容VCF的电压值上升至电容基准电压值。例如，可以增大飞跨电容VCF的充电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小，也可以减小飞跨电容VCF的放电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小，还可以同时增大飞跨电容VCF的充电时长、并减小飞跨电容VCF的放电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小。
进一步地，如上文所述，三电平降压变换器包括充电功率管和放电功率管，则飞跨电容的充电时长由驱动充电功率管的导通时长决定，飞跨电容的放电时长由驱动放电功率管的导通时长决定。在图1所示的三电平降压变换器电路结构中，充电功率管包括第一功率管Q1和第三功率管Q3，第一功率管Q1和第三功率管Q3位于飞跨电容VCF的充电回路中且连接在飞跨电容VCF的两侧。放电功率管包括第二功率管Q2和第四功率管Q4，所第二功率管Q2和第四功率管Q4位于飞跨电容VCF的放电回路中且连接在飞跨电容VCF的两侧。
因此，控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变小的方式可以是：控制充电功率管的驱动信号的占空比减小和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比增大。而控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变大的方式可以是：控制充电功率管的驱动信号的占空比增大和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比减小。
进一步地，本实施例的目的是将飞跨电容的电压值调节至电容基准电压值，因此调节幅度需要和电容基准电压值与所述飞跨电容的当前电压值有关，因此，首先根据所述电容基准电压值与所述飞跨电容的当前电压值产生一电容电压补偿信号，再基于一电容电压补偿信号控制充电功率管的驱动信号的占空比和放电功率管的驱动信号的占空比。
更进一步地，为保证三电平降压变换器能向负载提供稳定的输出电压，充电功率管的驱动信号和放电功率管的驱动信号还基于一输出电压补偿信号生成，其中，输出电压补偿信号根据输出预置的电压基准值与三电平降压变换器当前所输出的电压值产生，例如，可以将三电平降压变换器当前所输出的电压值与预置的电压基准值作差，再将此差值经过误差放大器和补偿网络生成该输出电压补偿信号，最后通过此输出电压补偿信号进一步生成充电功率管的驱动信号和放电功率管的驱动信号。
基于上述的电容电压补偿信号和输出电压补偿信号产生各充电功率管、放电功率管的驱动信号的方式有多种，本实施例在此提供两种实现方式，如下：
第一种，充电功率管的驱动信号和放电功率管的驱动信号均分别根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号差值、和值改变锯齿波信号的斜率，并分别比较各自所改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号后产生。
即，如图4A、图4B所示，对于充电功率管的驱动信号，一方面根据飞跨电容的电压值与电容电压补偿信号的差值改变锯齿波信号的斜率，另一方面又根据飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的和值改变锯齿波信号的斜率，得到两组改变频率的锯齿波信号，然后分别比较各自所改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号后产生。
同样参照图4A、图4B，对于放电功率管的驱动信号，也是一方面根据飞跨电容的电压值与电容电压补偿信号的差值改变第一锯齿波信号的斜率，另一方面又根据飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的和值改变第二锯齿波信号的斜率，得到两组改变频率的锯齿波信号，然后分别比较各自所改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号后产生。其中，第一锯齿波信号和第二锯齿波信号，所述第一锯齿波信号与所述第二锯齿波信号的相位相差180度。
具体地，对于图1所示的三电平降压变换器，充电功率管包括第一功率管Q1和第三功率管Q3，放电功率管包括第二功率管Q2和第四功率管Q4，第一功率管Q1的驱动信号与第四功率管Q4的驱动信号互补，第二功率管Q2的驱动信号与第三功率管Q3的驱动信号互补。
当根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的和值去调整第二锯齿波信号的斜率时，可使第三功率管Q3的驱动信号产生变化，当然，由于第二功率管Q2的驱动信号与第三功率管Q3的驱动信号互补，第二功率管Q2的驱动信号也会随之变化；和/或
当根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的差值去调整所述第一锯齿波信号的斜率时，可使第四功率管Q4的驱动信号产生变化，当然，由于第一功率管Q1的驱动信号与第四功率管Q4的驱动信号互补，第一功率管Q1的驱动信号也会随之变化。
第二种，充电功率管的驱动信号和放电功率管的驱动信号均分别根据飞跨电容的电压值改变锯齿波信号的斜率，并将各自改变斜率后的锯齿波信号分别与所述输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的差值、和值比较后产生。
即，如图5A、图5B所示，对于充电功率管的驱动信号，首先根据飞跨电容的电压值改变锯齿波信号的斜率，然后，一方面将输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的作和得到和值，再将改变斜率后的锯齿波信号与和值进行比较后产生；另一方面又将输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的作差得到差值，再将改变斜率后的锯齿波信号与差值进行比较后产生。
同样参照图5A、图5B，对于放电功率管的驱动信号，也是首先根据飞跨电容的电压值改变锯齿波信号的斜率，然后，一方面将输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的作和得到和值，再将改变斜率后的锯齿波信号与和值进行比较后产生；另一方面又将输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的作差得到差值，再将改变斜率后的锯齿波信号与差值进行比较后产生。其中，第一锯齿波信号和第二锯齿波信号，所述第一锯齿波信号与所述第二锯齿波信号的相位相差180度。
具体地，对于图1所示的三电平降压变换器，当根据飞跨电容的电压值去调整第二锯齿波信号的斜率时，通过将输出电压补偿信号和电容电压补偿信号的差值与第二锯齿波信号进行比较，可使第三功率管Q3的驱动信号产生变化，当然，由于第二功率管Q2的驱动信号与第三功率管Q3的驱动信号互补，第二功率管Q2的驱动信号也会随之变化；和/或
当根据飞跨电容的电压值去调整第一锯齿波信号的斜率时，通过将输出电压补偿信号和电容电压补偿信号的和值与第一锯齿波信号进行比较，可使第四功率管Q4的驱动信号产生变化，当然，由于第一功率管Q1的驱动信号与第四功率管Q4的驱动信号互补，第一功率管Q1的驱动信号也会随之变化。
图6以Vin＝12V为例示出了采用第一实施例对图1所示的三电平降压变换器进行飞跨电容的控制工作波形图。Vin＝12V，飞跨电容电压在理想状态下应为1/2Vin＝6V。从图6中可以看出，当Vcf<1/2Vin时，图6中不到5V，Vramp1斜率减小而Vramp2的斜率增加，使得第一功率管Q1占空比增大，第二功率管Q2占空比减小，从而使得Vcf上升。
在第一实施例中，使通过实时检测三电平降压变换器中飞跨电容的电压值，并与电容基准电压值进行比较，根据比较结果对飞跨电容的充、放电时长进行调节，使得所述飞跨电容的电压值始终能够与电容基准电压值相等，例如1/2Vin，飞跨电容电压突变时，能够快速响应，可以保证电路处于最优工作状态。
本发明第二实施例提供了一种降压变换系统，参照图7，该降压变换系统包括三电平降压变换器71和电容控制装置72，三电平降压变换器71用于进行降压变换，包括一飞跨电容，该飞跨电容可工作在充电和放电两种状态，充电状态时电源对该飞跨电容进行充电，放电状态时飞跨电容对负载放电。可选用图1所示的电路结构，也可以根据具体的应用场景对电路结构进行适当的变换、改进，具体不限。
一般情况下，三电平降压变换器同时具有充电回路和放电回路，飞跨电容既位于充电回路上又位于放电回路上。此外，充电回路上还具有与飞跨电容串联的充电功率管，通过控制充电功率管的开关可以控制三电平降压变换器的充电时长；放电回路上还具有与飞跨电容串联的放电功率管，通过控制放电功率管的开关可以控制三电平降压变换器的放电时长。
电容控制装置72与三电平降压变换器71连接，用于根据实时检测的所述飞跨电容的电压值与电容基准电压值，调节所述飞跨电容的充电时长和/或放电时长，使得所述飞跨电容的电压值与所述电容基准电压值相等。
第二实施例电容控制装置72通过实时检测三电平降压变换器71中飞跨电容的电压值，并与电容基准电压值进行比较，根据比较结果对飞跨电容的充、放电时长进行调节，使得所述飞跨电容的电压值始终能够与电容基准电压值相等，可以保证电路处于最优工作状态。
与上述第二实施例相结合，本发明第三实施例提供了电容控制装置72的具体结构，如图8所示，电容控制装置72包括检测单元721和控制单元722。检测单元721和控制单元722可以采用软件单元、硬件单元或软硬件结合的单元实现，在形式上可以与三电平降压变换器71封装为一体结构，也可以是独立于三电平降压变换器71之外。
检测单元721，用于实时检测飞跨电容的电压值。
控制单元722连接检测单元721与三电平降压变换器71，用于根据检测的所述飞跨电容的电压值与电容基准电压值，调节所述飞跨电容的充电时长和/或放电时长，使得所述飞跨电容的电压值与所述电容基准电压值相等。
通过第一实施例所描述的三电平降压变换器的工作原理可知，无论是控制飞跨电容VCF的充电时长还是放电时长，或者对二者同时控制，都可以改变飞跨电容VCF的电压值。
具体地，控制单元722用于在检测单元721检测到所述飞跨电容的当前电压值大于电容基准电压值时，控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变小，直至所述飞跨电容的电压值下降至所述电容基准电压值。例如，可以减小飞跨电容VCF的充电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小，也可以增大飞跨电容VCF的放电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小，还可以同时减小飞跨电容VCF的充电时长、并增大飞跨电容VCF的放电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小。
还用于在所述检测单元721检测到所述飞跨电容的当前电压值小于所述电容基准电压值时，控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变大，直至所述飞跨电容的电压值上升至所述电容基准电压值。例如，可以增大飞跨电容VCF的充电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小，也可以减小飞跨电容VCF的放电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小，还可以同时增大飞跨电容VCF的充电时长、并减小飞跨电容VCF的放电时长以实现充电时长与放电时长的差值变小。
进一步地，三电平降压变换器包括充电功率管和放电功率管，则飞跨电容的充电时长由驱动所述充电功率管的导通时长决定，飞跨电容的放电时长由驱动所述放电功率管的导通时长决定。在图1所示的三电平降压变换器电路结构中，所述充电功率管包括第一功率管Q1和第三功率管Q3，第一功率管Q1和第三功率管Q3位于飞跨电容的充电回路中且连接在所述飞跨电容的两侧。放电功率管包括第二功率管Q2和第四功率管Q4，第二功率管Q2和第四功率管Q4位于所述飞跨电容的放电回路中且连接在所述飞跨电容的两侧。
因此，控制单元722具体可通过控制充电功率管的驱动信号的占空比减小和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比增大，实现控制飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变小，控制单元721具体控制充电功率管的驱动信号的占空比增大和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比减小，实现控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变大。
进一步地，本实施例的目的是将飞跨电容的电压值调节至电容基准电压值，因此调节幅度需要和电容基准电压值与所述飞跨电容的当前电压值有关，因此，控制单元721包括一电容平衡电路，用于接收所述电容基准电压值与所述飞跨电容的当前电压值，并产生电容电压补偿信号，以调节所述充电功率管和放电功率管的驱动信号的占空比，即，首先根据所述电容基准电压值与所述飞跨电容的当前电压值产生一电容电压补偿信号，再基于该电容电压补偿信号控制充电功率管的驱动信号的占空比和放电功率管的驱动信号的占空比。
更进一步地，为保证三电平降压变换器能向负载提供稳定的输出电压，充电功率管的驱动信号和放电功率管的驱动信号还基于一输出电压补偿信号生成，即，控制单元721还包括一控制补偿电路，用于接收输出电压基准值与所述三电平降压变换器当前所输出的电压值，并产生输出电压补偿信号，以调节所述充电功率管和放电功率管的驱动信号的占空比。例如，如图9所示，将三电平降压变换器当前所输出的电压值采样后与预置的电压基准值Vref作差，再将此差值经过由误差放大器和补偿网络组成的控制补偿电路生成该输出电压补偿信号Vc，最后通过此输出电压补偿信号Vc进一步生成充电功率管的驱动信号和放电功率管的驱动信号。
进一步地，充电功率管包括第一功率管和第三功率管，所述放电功率管包括第二功率管和第四功率管；所述第一功率管的驱动信号与所述第四功率管的驱动信号互补，所述第二功率管的驱动信号与所述第三功率管的驱动信号互补。
如图10所示，控制单元722包括电容平衡电路7221、第一控制电路7222、第二控制电路7223。
电容平衡电路7221用于将所述电容基准电压值与检测到的所述飞跨电容的当前电压值作差，得到所述电容电压补偿信号。电容平衡电路7221可采用图11所示的电路结构实现，电容平衡电路接收飞跨电容VCF的电压值Vcf与1/2Vin，误差放大器Gm的第一输入端(同相输入端)接收电容基准电压值1/2Vin，第二输入端(反相输入端)接收Vcf,输出端产生电容电压补偿信号Vb。电容电压补偿信号Vb和飞跨电容VCF的电压值Vcf共同控制第一锯齿波Vramp1和第二锯齿波Vramp2的斜率。
第一控制电路7222与所述电容平衡电路7221、所述控制补偿电路连接，用于根据所述电容电压补偿信号和所述输出电压补偿信号生成所述第一功率管的驱动信号与所述第四功率管的驱动信号。
第二控制电路7223与所述电容平衡电路7221、所述控制补偿电路连接，用于根据所述电容电压补偿信号和所述输出电压补偿信号生成所述第二功率管的驱动信号与所述第三功率管的驱动信号。
基于上述的电容电压补偿信号和输出电压补偿信号产生各充电功率管、放电功率管的驱动信号的方式有多种，本实施例在此提供两种实现方式，如下：
第一种，第一控制电路7222根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的差值改变对应锯齿波信号的斜率，并将所改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号Vc比较后产生所述第一功率管的驱动信号、所述第四功率管的驱动信号。
第二控制电路7223根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿的和值改变对应锯齿波信号的斜率，并将所改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号Vc比较后产生所述第二功率管的驱动信号、所述第三功率管的驱动信号。
参照图12A，第一控制电路7222包括第一减法器121、第一锯齿波发生器122、第一比较器123、第一驱动器124、第一反相器125。第一减法器121的第一端实时接收飞跨电容VCF的电压值Vcf，第二端接收电容基准电压值Vb。第一锯齿波发生器122的峰值调节信号输入端连接第一减法器121的输出端，时钟信号接收端用于输入第一时钟信号Clk1以进行频率控制，用以接收所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号差值，并受第一时钟信号Clk1控制，以产生第一锯齿波信号Vramp1。第一比较器123的第一输入端(同相输入端)连接第一锯齿波发生器122的输出端接收第一锯齿波信号Vramp1，第二输入端(反相输入端)接收输出电压补偿信号Vc。第一驱动器123连接第一比较器123的输出端，用于驱动第一比较器123的比较结果以生成第四功率管Q4的驱动信号G4。第一反相器125连接第一驱动器124的输出端，用于将第四功率管Q4的驱动信号G4反相得到第一功率管Q1的驱动信号G1。
参照图12B，第二控制电路包括：第一加法器126、第二锯齿波发生器127、第二比较器128、第二驱动器129、第二反相器120。第一加法器126的第一端实时接收飞跨电容VCF的电压值Vcf，第二端接收电容基准电压值Vb。第二锯齿波发生器127的峰值调节信号输入端连接第一加法器126的输出端，时钟信号接收端用于输入第二时钟信号Clk2以进行频率控制，用以接收所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号和值，并受第二时钟信号Clk2控制，以产生第二锯齿波信号Vramp2。第二比较器128的第一输入端(同相输入端)连接第二锯齿波发生器127的输出端接收第二锯齿波信号Vramp2，第二输入端(反相输入端)接收输出电压补偿信号Vc。第二驱动129器连接第二比较器128的输出端，用于驱动第二比较器128的比较结果以生成第三功率管Q3的驱动信号G3。第二反相器120连接第二驱动器129的输出端，用于将第三功率管Q3的驱动信号反相得到第二功率管Q2的驱动信号G2。
其中，第一锯齿波信号Vramp1与第二锯齿波信号Vramp2频率相同但相位相差180度。
在第一控制电路7222中，第一减法器121接收飞跨电容VCF的电压值Vcf，同时电压值Vcf与电容基准电压值Vb相减，用以调节第一锯齿波发生器122中设定的峰值，第一时钟信号Clk1用以控制第一锯齿波发生器122的频率，也即产生的第一锯齿波信号Vramp1的频率，第一锯齿波信号Vramp1为斜坡信号，这样峰值一旦改变，第一锯齿波发生器122产生的第一锯齿波信号Vramp1的斜率也发生改变。在第二控制电路7223中，第一加法器126接收飞跨电容VCF的电压值Vcf，同时电容电压补偿信号Vb叠加在电容电压Vcf上改变第二锯齿波发生器127中设定的峰值，在第二时钟信号Clk2作用下，改变第二锯齿波发生器127产生的第二锯齿波信号Vramp2的斜率，第二锯齿波信号Vramp2为以斜坡信号。应当理解，以上仅为一种连接方式，逻辑可相应改变。
当Vcf>1/2Vin时，电容电压补偿信号Vb减小，信号(1/2Vin-Vb)增大，从而第一锯齿波信号Vramp1的斜率增大，输出电压补偿信号Vc响应较慢，还来不及变化，因此第四功率管Q4的占空比增大，相应地第一功率管Q1的占空比减小。同时信号(1/2Vin+Vb)减小，从而第二锯齿波信号Vramp2的斜率减小，第三功率管Q3的占空比减小，相应地第二功率管Q2的占空比增加。从而使得飞跨电容VCF的电压值Vcf迅速降低，很快等于1/2Vin。当Vcf<1/2Vin时，电容电压补偿信号Vb增大，信号(1/2Vin-Vb)减小，从而第一锯齿波信号Vramp1斜率减小，由于输出电压补偿信号Vc响应较慢，还来不及变化，因此第四功率管Q4的占空比减小，相应地第一功率管Q1的占空比增大。同时信号(1/2Vin+Vb)增大，从而第二锯齿波信号Vramp2的斜率增大，因此第三功率管Q3的占空比增大，相应地第二功率管Q2的占空比减小，使得飞跨电容VCF的电压值Vcf迅速增加，从而很快维持在1/2Vin。
第二种，第一控制电路7222根据飞跨电容的电压值改变对应锯齿波信号的斜率，并将改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号Vc和所述电容电压补偿信号的和值比较后产生所述第一功率管的驱动信号、所述第四功率管的驱动信号。
第二控制电路7223根据所述飞跨电容的电压值改变锯齿波信号的斜率，并将各自改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号Vc和所述电容电压补偿信号的差值比较后产生所述第二功率管的驱动信号、所述第三功率管的驱动信号。
参照图13A，第一控制电路包括：第三锯齿波发生器131、第二加法器132、第三比较器133、第三驱动器134、第三反相器135。第三锯齿波发生器131的峰值调节信号输入端实时接收飞跨电容VCF的电压值Vcf，时钟信号接收端用于输入第一时钟信号Clk1以进行频率控制，用以接收飞跨电容VCF的电压值Vcf，并受第一时钟信号Clk1的控制，以产生第三锯齿波信号Vramp3。第二加法器132的第一端接收输出电压补偿信号Vc，第二端连接电容均衡电路7221以接收电容电压补偿信号Vb。第三比较器133的第一输入端(同相输入端)连接第三锯齿波发生器131的输出端接收所述第三锯齿波信号，第二输入端(反相输入端)连接第二加法器132的输出端接收输出电压补偿信号Vc与所述电容电压补偿信号Vb的和值。第三驱动器134连接第三比较器133的输出端，用于驱动第三比较器133的比较结果以生成第四功率管Q4的驱动信号。第三反相器135连接第三驱动器134的输出端，用于将第四功率管Q4的驱动信号G4反相得到第一功率管Q1的驱动信号G1。
参照图13B，第二控制电路7223包括：第四锯齿波发生器136、第二减法器137、第四比较器138、第四驱动器139、第四反相器130。第四锯齿波发生器136的峰值调节信号输入端实时接收飞跨电容VCF的电压值Vcf，时钟信号接收端用于输入第二时钟信号Clk2以进行频率控制，用以接收所述输出电压补偿信号，并受第二时钟信号Clk2控制，以产生第四锯齿波信号Vramp4。第二减法器137的第一端接收输出电压补偿信号Vc，第二端连接电容均衡电路7221以接收电容电压补偿信号Vb。第四比较器138的第一输入端(同相输入端)连接第四锯齿波发生器136的输出端接收所述第四锯齿波信号Vramp4，第二输入端(反相输入端)连接第二减法器137的输出端接收输出电压补偿信号Vc与所述电容电压补偿信号Vb的差值。第四驱动器139连接第四比较器138的输出端，用于驱动第四比较器138的比较结果以生成第三功率管Q3的驱动信号G3。第四反相器130连接第四驱动器139的输出端，用于将第三功率管Q3的驱动信号G3反相得到第二功率管Q2的驱动信号G2。
其中，第三锯齿波信号Vramp3与第四锯齿波信号Vramp4频率相同但相位相差180度。
具体地，在第一控制电路7222中，输出电压补偿信号Vc与电容平衡电路7111产生的电容电压补偿信号Vb相加；在第二控制电路7223中，输出电压补偿信号Vc与电容平衡电路7111产生的电容电压补偿信号Vb相减。当飞跨电容VCF的电压值Vcf>1/2Vin时，电容电压补偿信号Vb减小，Vc+Vb减小，因此第四功率管Q4的占空比增大，相应地第一功率管Q1的占空比减小。同时，Vc-Vb增大，因此第三功率管Q3的占空比减小，相应地第二功率管Q2的占空比增加。从而使得飞跨电容VCF的电压值Vcf迅速降低，很快等于1/2Vin。当Vcf<1/2Vin,同理，使得飞跨电容VCF的电压值Vcf迅速增加，很快等于1/2Vin。
综上所述，从上述几方面提供的实施例可知，通过实时检测三电平降压变换器中飞跨电容的电压值，并与电容基准电压值进行比较，根据比较结果对飞跨电容的充、放电时长进行调节，使得所述飞跨电容的电压值始终能够与所述电容基准电压值相等，这样一旦飞跨电容的电压有突变，能够快速响应将飞跨电容的电压值调整到电容基准电压值，可使三电平降压变换器能保持在最佳工作状态。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (22)

1.一种三电平降压变换器的电容控制方法，其特征在于，所述三电平降压变换器包括一飞跨电容，所述飞跨电容可工作在充电和放电两种状态；所述电容控制方法包括下述步骤：
实时检测所述飞跨电容的电压值；
根据输出电压补偿信号、电容电压补偿信号和锯齿波信号调节所述飞跨电容的充电时长和/或放电时长，使得所述飞跨电容的电压值与电容基准电压值相等；其中，所述输出电压补偿信号根据输出电压基准值与所述三电平降压变换器当前所输出的电压值产生，所述电容电压补偿信号根据电容基准电压值与所述飞跨电容的当前电压值产生，且所述飞跨电容的电压值用以调节所述锯齿波信号。
2.如权利要求1所述的三电平降压变换器的电容控制方法，其特征在于，所述调节所述飞跨电容的充电时长和/或放电时长，使得所述飞跨电容的电压值与电容基准电压值相等，包括：
当检测到所述飞跨电容的电压值大于所述电容基准电压值时，控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变小，直至所述飞跨电容的电压值下降至所述电容基准电压值；
当检测到所述飞跨电容的电压值小于所述电容基准电压值时，控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变大，直至所述飞跨电容的电压值上升至所述电容基准电压值。
3.如权利要求2所述的三电平降压变换器的电容控制方法，其特征在于，所述三电平降压变换器包括充电功率管和放电功率管；所述飞跨电容的充电时长由驱动所述充电功率管的导通时长决定，所述飞跨电容的放电时长由驱动所述放电功率管的导通时长决定；
所述充电功率管包括第一功率管和第三功率管，所述第一功率管和第三功率管位于所述飞跨电容的充电回路中且连接在所述飞跨电容的两侧；
所述放电功率管包括第二功率管和第四功率管，所述第二功率管和第四功率管位于所述飞跨电容的放电回路中且连接在所述飞跨电容的两侧。
4.如权利要求3所述的三电平降压变换器的电容控制方法，其特征在于：
所述控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变小，包括：控制充电功率管的驱动信号的占空比减小和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比增大；
所述控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变大，包括：控制充电功率管的驱动信号的占空比增大和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比减小。
5.如权利要求3或4所述的三电平降压变换器的电容控制方法，其特征在于，所述充电功率管的驱动信号的占空比和所述放电功率管的驱动信号的占空比均基于所述电容电压补偿信号被控制。
6.如权利要求5所述的三电平降压变换器的电容控制方法，其特征在于，所述充电功率管的驱动信号和所述放电功率管的驱动信号还基于所述输出电压补偿信号生成。
7.如权利要求6所述的三电平降压变换器的电容控制方法，其特征在于，所述充电功率管的驱动信号和所述放电功率管的驱动信号均分别根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号差值、和值改变锯齿波信号的斜率，并分别比较各自所改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号后产生。
8.如权利要求7所述的三电平降压变换器的电容控制方法，其特征在于，所述锯齿波信号包括第一锯齿波信号和第二锯齿波信号，所述第一锯齿波信号与所述第二锯齿波信号的相位相差180度；
当根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的和值去调整所述第二锯齿波信号的斜率时，可使所述第二功率管、第三功率管的驱动信号产生变化；和/或
当根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的差值去调整所述第一锯齿波信号的斜率时，可使所述第一功率管、第四功率管的驱动信号产生变化，其中，
所述第一功率管的驱动信号与所述第四功率管的驱动信号互补，所述第二功率管的驱动信号与所述第三功率管的驱动信号互补。
9.如权利要求6所述的三电平降压变换器的电容控制方法，其特征在于，所述充电功率管的驱动信号和所述放电功率管的驱动信号均分别根据所述飞跨电容的电压值改变锯齿波信号的斜率，并将各自改变斜率后的锯齿波信号分别与所述输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的差值、和值比较后产生。
10.如权利要求9所述的三电平降压变换器的电容控制方法，其特征在于，所述锯齿波信号包括第一锯齿波信号和第二锯齿波信号，所述第一锯齿波信号与所述第二锯齿波信号的相位相差180度；
当根据所述飞跨电容的电压值去调整所述第二锯齿波信号的斜率时，通过将所述输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的差值与所述第二锯齿波信号进行比较，可使所述第二功率管、第三功率管的驱动信号产生变化；和/或
当根据所述飞跨电容的电压值去调整所述第一锯齿波信号的斜率时，通过将所述输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的和值与所述第一锯齿波信号进行比较，可使所述第一功率管、第四功率管的驱动信号产生变化，其中，
所述第一功率管的驱动信号与所述第四功率管的驱动信号互补，所述第二功率管的驱动信号与所述第三功率管的驱动信号互补。
11.一种三电平降压变换器的电容控制装置，其特征在于，所述三电平降压变换器包括一飞跨电容，所述飞跨电容可工作在充电和放电两种状态；所述电容控制装置包括：
检测单元，用于实时检测飞跨电容的电压值；
控制单元，用于根据输出电压补偿信号、电容电压补偿信号和锯齿波信号调节所述飞跨电容的充电时长和/或放电时长，使得所述飞跨电容的电压值与电容基准电压值相等；其中所述输出电压补偿信号根据输出电压基准值与所述三电平降压变换器当前所输出的电压值产生，所述电容电压补偿信号根据电容基准电压值与所述飞跨电容的当前电压值产生，且所述飞跨电容的电压值用以调节所述锯齿波信号。
12.如权利要求11所述的三电平降压变换器的电容控制装置，其特征在于，所述控制单元与所述检测单元连接，用于在所述检测单元检测到所述飞跨电容的当前电压值大于电容基准电压值时，控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变小，直至所述飞跨电容的电压值下降至所述电容基准电压值；还用于在所述检测单元检测到所述飞跨电容的当前电压值小于所述电容基准电压值时，控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变大，直至所述飞跨电容的电压值上升至所述电容基准电压值。
13.如权利要求12所述的三电平降压变换器的电容控制装置，其特征在于，所述三电平降压变换器包括充电功率管和放电功率管；所述飞跨电容的充电时长由驱动所述充电功率管的导通时长决定，所述飞跨电容的放电时长由驱动所述放电功率管的导通时长决定；
所述充电功率管包括第一功率管和第三功率管，所述第一功率管和第三功率管位于所述飞跨电容的充电回路中且连接在所述飞跨电容的两侧；
所述放电功率管包括第二功率管和第四功率管，所述第二功率管和第四功率管位于所述飞跨电容的放电回路中且连接在所述飞跨电容的两侧。
14.如权利要求13所述的三电平降压变换器的电容控制装置，其特征在于，所述控制单元具体通过控制充电功率管的驱动信号的占空比减小和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比增大，实现控制飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变小；
所述控制单元具体控制充电功率管的驱动信号的占空比增大和/或控制放电功率管的驱动信号的占空比减小，实现控制所述飞跨电容的充电时长与放电时长的差值变大。
15.如权利要求13或14所述的三电平降压变换器的电容控制装置，其特征在于，所述控制单元包括：
电容平衡电路，用于接收所述电容基准电压值与所述飞跨电容的当前电压值，并产生所述电容电压补偿信号，以调节所述充电功率管和放电功率管的驱动信号的占空比。
16.如权利要求15所述的三电平降压变换器的电容控制装置，其特征在于，所述控制单元还包括：
控制补偿电路，用于接收输出电压基准值与所述三电平降压变换器当前所输出的电压值，并产生所述输出电压补偿信号，以调节所述充电功率管和放电功率管的驱动信号的占空比。
17.如权利要求16所述的三电平降压变换器的电容控制装置，其特征在于，所述控制单元还包括：
第一控制电路，与所述电容平衡电路、所述控制补偿电路连接，用于根据所述电容电压补偿信号和所述输出电压补偿信号生成所述第一功率管的驱动信号与所述第四功率管的驱动信号；
第二控制电路，与所述电容平衡电路、所述控制补偿电路连接，用于根据所述电容电压补偿信号和所述输出电压补偿信号生成所述第二功率管的驱动信号与所述第三功率管的驱动信号，其中，
所述第一功率管的驱动信号与所述第四功率管的驱动信号互补，所述第二功率管的驱动信号与所述第三功率管的驱动信号互补。
18.如权利要求17所述的三电平降压变换器的电容控制装置，其特征在于，所述第一控制电路根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的差值改变对应锯齿波信号的斜率，并将所改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号比较后产生对应功率管的驱动信号；
所述第二控制电路根据所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号的和值改变对应锯齿波信号的斜率，并将所改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号比较后产生对应功率管的驱动信号。
19.如权利要求18所述的三电平降压变换器的电容控制装置，其特征在于：
所述第一控制电路包括：
第一锯齿波发生器，用以接收所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号差值，并受第一时钟信号控制，以产生第一锯齿波信号；以及
第一比较器，其第一输入端接收所述第一锯齿波信号，第二输入端接收所述输出电压补偿信号，以根据所述第一比较器的比较结果产生所述第一功率管、第四功率管的驱动信号；
所述第二控制电路包括：
第二锯齿波发生器，用以接收所述飞跨电容的电压值与所述电容电压补偿信号和值，并受第二时钟信号控制，以产生第二锯齿波信号；以及
第二比较器，其第一输入端接收所述第二锯齿波信号，第二输入端接收所述输出电压补偿信号，以根据所述第二比较器的比较结果产生所述第二功率管、第三功率管的驱动信号；其中，
所述第一锯齿波信号与所述第二锯齿波信号的相位相差180度。
20.如权利要求17所述的三电平降压变换器的电容控制装置，其特征在于，所述第一控制电路根据所述飞跨电容的电压值改变对应锯齿波信号的斜率，并将改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的和值比较，从而产生对应功率管的驱动信号；
所述第二控制电路根据所述飞跨电容的电压值改变对应锯齿波信号的斜率，并将改变斜率后的锯齿波信号与所述输出电压补偿信号和所述电容电压补偿信号的差值比较，从而产生对应功率管的驱动信号。
21.如权利要求20所述的三电平降压变换器的电容控制装置，其特征在于：
所述第一控制电路包括：
第三锯齿波发生器，用以接收所述飞跨电容的电压值，并受第一时钟信号控制，以产生第三锯齿波信号；以及
第三比较器，其第一输入端接收所述第三锯齿波信号，第二输入端接收所述输出电压补偿信号与所述电容电压补偿信号的和值，以根据所述第三比较器的比较结果产生所述第一功率管、第四功率管的驱动信号；
所述第二控制电路包括：
第四锯齿波发生器，用以接收所述飞跨电容的电压值，并受第二时钟信号控制，以产生第四锯齿波信号；以及
第四比较器，其第一输入端接收所述第四锯齿波信号，第二输入端接收所述输出电压补偿信号与所述电容电压补偿信号的差值，以根据所述第四比较器的比较结果产生所述第二功率管、第三功率管的驱动信号；其中
所述第三锯齿波信号与所述第四锯齿波信号的相位相差180度。
22.一种降压变换系统，包括三电平降压变换器，其特征在于，包括如权利要求11至21任一项所述的三电平降压变换器的电容控制装置；所述电容控制装置与所述三电平降压变换器连接。
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