CN101001050B - 功率转换器的控制系统和控制方法 - Google Patents

Abstract

提供即使输出侧在高速转动时等也能适当地控制输入电压、能够使电动机在高速转动区域运转的功率转换器的控制系统和控制方法。作为转换来自发电机的多相交流而输出驱动控制电动机的多相交流的功率转换器的控制方法，其特征在于，具备调整上述发电机的输入功率因数的输入功率因数调整单元、以及根据上述电动机的运转状态生成输入功率因数指令值的输入功率因数指令单元，通过根据来自上述输入功率因数指令单元的输入功率因数指令值来调整输入功率因数，对来自发电机的输入电压进行升压后输出到电动机。

Description

功率转换器的控制系统和控制方法

技术领域

本发明涉及一种输入多相交流并输出多相交流的功率转换器的控制方法以及使用该控制方法的功率转换器。

背景技术

以往，可变速驱动交流电动机的功率转换装置，特别是根据从商用电源输入的多相交流输出可变速驱动交流电动机的多相交流的功率转换装置，已知有各种结构(例如，参照专利文献1)。在专利文献1中公开的功率转换装置中，记载有将三相交流电压作为输入对电动机进行可变速控制的矩阵转换器的控制方法。

专利文献1：日本特开2002-354815号公报

发明内容

发明要解决的问题

在上述功率转换装置中，根据输入电流的相位、正相电流以及逆相电流运算输入电流指令值，根据输入电流指令值计算输入电流分配比，进而为了抑制输入功率的相不平衡的影响而调整输入功率因数，然后检测输入电压，根据输入电压的大小关系选择两个线间电压，从这两个线间电压和输入电流分配比通过运算生成使功率转换装置动作的PWM脉冲。在本结构中能够进行与输入电压相应的合适的输出侧电动机控制，但是在输出侧电动机在高速转动区域中运转、所需电压上升等情况下等电压会不足，使输出侧电动机无法在高速转动区域中运转。另外由于电源是商用电源，因此难以使输入功率自身变压。

本发明的目的在于解决上述问题，提供能够使输出侧电动机在高速转动区域中转动的功率转换器的控制方法以及功率转换器。

用于解决问题的方法

本发明的第一发明所涉及的功率转换器的控制系统，是转换来自发电机的多相交流来输出对电动机进行驱动控制的多相交流的功率转换器的控制系统，其特征在于，具备：输入功率因数指令单元，根据上述电动机的运转状态生成输入功率因数指令值；以及输入功率因数调整单元，向上述功率转换器输出根据来自上述输入功率因数指令单元的输入功率因数指令值所生成的PWM脉冲，从而对上述发电机的输入功率因数进行调整，其中，从上述发电机输入的多相交流包括R相、S相和T相，并且对上述电动机进行驱动控制的多相交流包括U相、V相和W相，上述功率转换器包括连接上述R相和上述U相的第一开关、连接上述S相和上述U相的第二开关、连接上述T相和上述U相的第三开关、连接上述R相和上述V相的第四开关、连接上述S相和上述V相的第五开关、连接上述T相和上述V相的第六开关、连接上述R相和上述W相的第七开关、连接上述S相和上述W相的第八开关以及连接上述T相和上述W相的第九开关，以及上述PWM脉冲用于决定上述第一开关到上述第九开关中的各开关的开闭。

本发明的第二发明所涉及的功率转换器的控制方法，是转换从发电机输入的多相交流来输出用于对电动机进行驱动控制的多相交流的功率转换器的控制方法，其特征在于，包括：输入功率因数指令步骤，根据上述电动机的运转状态生成输入功率因数指令值；以及输入功率因数调整步骤，向上述功率转换器输出根据来自上述输入功率因数指令步骤的输入功率因数指令值所生成的PWM脉冲，从而对上述发电机的输入功率因数进行调整，其中，从上述发电机输入的多相交流包括R相、S相和T相，并且对上述电动机进行驱动控制的多相交流包括U相、V相和W相，上述功率转换器包括连接上述R相和上述U相的第一开关、连接上述S相和上述U相的第二开关、连接上述T相和上述U相的第三开关、连接上述R相和上述V相的第四开关、连接上述S相和上述V相的第五开关、连接上述T相和上述V相的第六开关、连接上述R相和上述W相的第七开关、连接上述S相和上述W相的第八开关以及连接上述T相和上述W相的第九开关，以及上述PWM脉冲用于决定上述第一开关到上述第九开关中的各开关的开闭。

发明的效果

根据本发明的第一发明，能够通过调整输入功率因数来升压发电机的输入电压。因而，能够稳定地提供电动机高速转动时所需的高电压，因此能够以高速转动控制电动机。

附图说明

图1是作为本发明功率转换器的控制方法的一例，用于说明混合动力功率转换系统的硬件结构的一例的图。

图2是用于说明成为本发明控制对象的功率转换器的一例的图。

图3是用于说明成为本发明控制方法对象的功率转换器的虚拟电路的结构的图。

图4是表示本发明功率转换器的控制方法中的在电压选择部中的选择操作的一例的流程图。

图5是表示本发明功率转换器的控制方法中的在功率因数角指令生成部中使用的对应表的一例的图。

图6是表示本发明功率转换器的控制方法中的功率因数与输入电压有效值、输入电流有效值之间的关系的图。

图7是作为本发明功率转换器的控制方法的另一例，用于说明混合动力功率转换系统的硬件结构的另一例的图。

图8是用于说明本发明功率转换器的控制方法中的功率因数角校正部的一例的结构的图。

图9是作为本发明的功率转换器的控制方法的又一例，用于说明混合动力功率转换系统的硬件结构的又一例的图。

图10是用于说明使用本发明功率转换器的控制方法的电动车辆系统的硬件结构的一例的图。

附图标记说明

1、2：永磁同步电动机；3：功率转换器；4、4-a、4-b：控制装置；4-3：功率因数角指令生成部；4-10：功率因数角校正部；4-11：加法器；8：发动机；9-1：车体；9-2：前轮；9-3：后轮；9-4：前轮驱动轴；9-5：后轮驱动轴。

具体实施方式

下面根据附图详细说明本发明的实施方式。在以下的示例中，作为第一实施方式示出功率转换系统的示例，作为第二实施方式示出追加了功率因数角校正部的功率转换系统1的示例，作为第三实施方式示出追加了功率因数角校正部的功率转换系统2的示例，作为第四实施方式示出电动车辆系统的示例。

混合动力功率转换系统(实施例1)

1.硬件结构

图1以及图2是分别作为本发明功率转换器的控制方法的一例，用于说明混合动力功率转换系统的硬件结构的一例的图。在图1示出的示例中，1是永磁同步电动机，其转动轴机械地连接在发动机上。2是永磁同步电动机，3是将R相、S相、T相设为输入并将U相、V相、W相设为输出的功率转换器，4是控制装置，6-1～6-3是电容器，8是发动机。3的功率转换器是如图2所示的电路结构，连接R相和U相的开关是Sru，连接S相和U相的开关是Ssu，连接T相和U相的开关是Stu，连接R相和V相的开关是Srv，连接S相和V相的开关是Ssv，连接T相和V相的开关是Stv，连接R相和W相的开关是Srw，连接S相和W相的开关是Ssw，连接T相和W相的开关是Stw。以上是本实施例的硬件结构。

2.控制结构

在图1所示的控制装置4中，4-1是参数转换部，4-2是电压选择部，4-3是功率因数角指令生成部，4-4是电压分配比生成部，4-5是输出电压指令生成部，4-6是电压分配部，4-7是标准化电压指令部，4-8是PWM脉冲生成部，4-9是逻辑合成部。另外，当从图1的左上开始说明各参数时，Vrs是从S相观看的R相的电压，Vst是从T相观看的S相的电压，Tm^＊是永磁同步电动机2的扭矩指令，θm是永磁同步电动机2的转动位置，iv是V相电流，iu是U相电流，Vr、Vs、Vt是从永磁同步电动机1的电气中性点观看的R相、S相、T相的相电压，模式(Mode)信号是表示选择的电压模式的信号，Vdc_a、Vdc_b是由电压选择部4-2选择的输入线间电压Vdc_a、线间电压Vdc_b，Vmax、Vmid、Vgnd是R相、S相、T相电压的最大值、中间值、基准值，φ^＊是功率因数角指令值，γ是电压分配比，Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊是输出到U相、V相、W相的电压指令值，Vu_a^＊是使用了线间电压Vdc_a的向U相的电压指令值，Vu_b^＊是使用了线间电压Vdc_b的向U相的电压指令值，Vv_a^＊是使用了线间电压Vdc_a的向V相的电压指令值，Vv_b^＊是使用了线间电压Vdc_b的向V相的电压指令值，Vw_a^＊是使用了线间电压Vdc_a的向W相的电压指令值，Vw_b^＊是使用了线间电压Vdc_b的向W相的电压指令值。mu_a^＊、mu_b^＊、mv_a^＊mv_b^＊、mw_a^＊、mw_b^＊是标准化电压指令。

下面，说明图3的虚拟电路的结构。该虚拟电路是将由电压选择部4-2选择的输入线间电压Vdc_a、Vdc_b设为虚拟直流电源、并将U相、V相、W相向永磁同步电动机2输出的功率转换器的虚拟电路，由虚拟开关UA～UF、VA～VF、WA～WF构成。该虚拟电路与图2所示的本实施方式的硬件结构等效，根据电流的瞬时值，与图2的对应关系发生变化。为了容易地实施后述的输入功率因数控制，设定从这样的两个虚拟直流电源向一个电动机提供功率的虚拟电路而进行控制。返回图1继续说明参数，Vu_pwmA～F由Vu_pwmA、Vu_pwmB、Vu_pwmC、Vu_pwmD、Vu_pwmE、Vu_pwmF构成，Vu_pwmA是决定虚拟开关UA的开闭的PWM脉冲，Vu_pwmB决定虚拟开关UB的开闭，Vu_pwmC决定虚拟开关UC的开闭，Vu_pwmD决定虚拟开关UD的开闭，Vu_pwmE决定虚拟开关UE的开闭，Vu_pwmF决定虚拟开关UF的开闭。关于V相、W相的PWM脉冲也以同样的形式标明。另外，iSru1是决定图2的开关Sru1的开闭的PWM脉冲，iSsu1是决定Ssu1的开闭的PWM脉冲，iStu1是决定Stu1的开闭的PWM脉冲，iSrv1是决定Srv1的开闭的PWM脉冲，iSsv1是决定Ssv1的开闭的PWM脉冲，iStv1是决定Stv1的开闭的PWM脉冲，iSrw1是决定Srw1的开闭的PWM脉冲，iSsw1是决定Ssw1的开闭的PWM脉冲，iStw1是决定Stw1的开闭的PWM脉冲。关于iSru2～iStw2也以同样的形式分配驱动脉冲和开关。下面，说明控制块4-1～4-9的结构。

2.1参数转换部4-1

在参数转换部4-1中，输入Vrs、Vst进行参数转换，输出Vr、Vs、Vt。根据以下的公式运算Vr、Vs、Vt。

Vr＝-1/3·(-Vst-2Vrs)

Vs＝-1/3·(Vrs-Vst)

Vt＝-1/3·(2Vst+Vrs)

2.2电压选择部4-2

电压选择部4-2输入Vr、Vs、Vt，从输入的电位中进行电位的选择，输出Vmax、Vmid、Vgnd、Vdc_a、Vdc_b、以及模式信号。作为电位的选择方法，通过根据图4所示的流程图运算Vmax、Vmid、Vgnd、模式信号来进行选择。另外，图4中的最小电位滤波器，是将Vr、Vs、Vt、-Vr、-Vs、-Vt之中最小的设为Vmin的滤波器。另外，基于以下的公式计算Vdc_a、Vdc_b。

Vdc_a＝Vmax-Vgnd

Vdc_b＝Vmid-Vgnd

2.3功率因数角指令生成部4-3

在功率因数角指令生成部4-3中，输入Tm^＊和θm，根据如图5所示的Tm^＊和对输出侧的转数位置θm进行了时间微分的ωm的对应表，输出合适的功率因数角指令φ^＊。在此，说明合适的功率因数角指令φ^＊的导出方法。首先在下面示出前提条件。在由功率转换系统产生的功率全部是由永磁同步电动机1发电的功率，这些功率全部在功率转换系统内消耗的情况下，

1.根据输出侧的平均消耗功率Pout来决定输入侧的平均发电功率Pin；

2.在输入发电功率Pin固定而改变功率因数的情况下，输入电压有效值和输入电流有效值如图6那样变化。

对它们分别进行说明。首先是1，在该混合动力系统中，由输入侧的永磁同步电动机发出输出侧所需的功率。因而，在这一系统中输入侧的平均发电功率Pin和输出侧的平均消耗功率的绝对值相等。接下来是2，由输入交流电流的有效值Irms、输入交流电压的有效值Vrms以及功率因数cosφ的积，如下表示平均发电功率Pin。

Pin＝Irms·Vrms·cosφ        (1)

另外，输入功率的无效部分Pin_var是

Pin_var＝Irms·Vrms·sinφ    (2)

另外，视在功率Pin_a是

$\mathrm{Pin}\_a=\mathrm{Irms}\·\mathrm{Vrms}=\sqrt{{\mathrm{Pin}}^2+\mathrm{Pin}\_{\mathrm{var}}^2}---\left(3\right)$

另外，将输入阻抗设为Z时，Irms和Vrms有

Vrms＝Z·Irms                 (4)

这样的关系。在此，根据(1)、(4)式示出了功率因数、输入电压有效值以及输入电流有效值之间的关系的图是图6。当使输入功率因数向0的方向变化时，能够使输入电压变大。另外，当向1附近变化时能够使输入电流变小。

根据该条件求出合适的输入功率因数角指令φ^＊时，最好利用如图6的图来考虑每个输出功率。例如，在输出侧永磁同步电动机高速转动时，通过永久磁铁产生的感应电压变高，因此输入侧的电压也变高。因此，设定功率因数角指令值使输入电压变高。另外，在输出侧不需要高电压的情况下，为了更有效地发电而设定功率因数接近1。即，向输出侧提供所需的电压，且选择使输入电流变小的功率因数。基于以上的原理求出最合适的φ^＊。

2.4电压分配比生成部4-4

在电压分配比生成部4-4中，输入φ^＊、Vmax、Vmid、Vgnd，输出用于校正输入功率因数的合适的电压分配比γ。在此电压分配比γ表示上述图3的虚拟电路中的虚拟直流电源Vdc_a、Vdc_b的电源负载率。上述输入功率因数角指令φ^＊和电压分配比γ存在如下的关系，基于以下算式运算γ。

算式1

$\mathrm{\γ}=\frac{\{V_{\max }\·\cos \mathrm{\φ}*-\frac{1}{\sqrt{3}}(V_{\mathrm{mid}}-V_{\mathrm{gnd}})\·\sin \mathrm{\φ}*\}\·(V_{\max }-V_{\mathrm{gnd}})}{\{V_{\max }\·\cos \mathrm{\φ}*-\frac{1}{\sqrt{3}}(V_{\mathrm{mid}}-V_{\mathrm{gnd}})\·\sin \mathrm{\φ}*\}\·(V_{\max }-V_{\mathrm{gnd}})-\{V_{\mathrm{mid}}\·\cos \mathrm{\φ}*-\frac{1}{\sqrt{3}}(V_{\mathrm{gnd}}-V_{\max })\·\sin \mathrm{\φ}*\}(V_{\mathrm{mid}}-V_{\mathrm{gnd}})}$

2.5输出电压指令生成部4-5

返回图1，输出电压指令生成部4-5输入永磁同步电动机2的电流测定值iu、iv、永磁同步电动机2的转动速θm、以及永磁同步电动机2的扭矩指令Tm^＊，输出永磁同步电动机2所需的各相电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。根据PI控制、以及矢量运算来计算Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。

2.6电压分配部4-6

电压分配部4-6输入γ和Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊，输出Vu_a^＊、Vu_b^＊、Vv_a^＊、Vv_b^＊、Vw_a^＊、Vw_b^＊。根据以下公式运算Vu_a^＊、Vu_b^＊、Vv_a^＊、Vv_b^＊、Vw_a^＊、Vw_b^＊。

Vu_a^＊＝γ·Vu^＊

Vu_b^＊＝(1-γ)·Vu^＊

Vv_a^＊＝γ·Vv^＊

Vv_b^＊＝(1-γ)·Vv^＊

Vw_a^＊＝γ·Vw^＊

Vw_b^＊＝(1-γ)·Vw^＊

2.7标准化电压指令部4-7

标准化电压指令部4-7根据Vu_a^＊、Vu_b^＊、Vv_a^＊、Vv_b^＊、Vw_a^＊、Vw_b^＊和Vdc_a、Vdc_b，输出mu_a^＊、mu_b^＊、mv_a^＊、mv_b^＊、mw_a^＊、mw_b^＊。根据以下的公式运算mu_a^＊、mu_b^＊、mv_a^＊mv_b^＊、mw_a^＊mw_b^＊。

mu_a^＊＝Vu_a^＊/(2·Vdc_a)

mu_b^＊＝Vu_b^＊/(2·Vdc_b)

mv_a^＊＝Vv_a^＊/(2·Vdc a)

mv_b^＊＝Vv_b^＊/(2·Vdc_b)

mw_a^＊＝Vw_a^＊/(2·Vdc_a)

mw_b^＊＝Vw_b^＊/(2·Vdc_b)

2.8PWM脉冲生成部4-8

在PWM脉冲生成部4-8中，利用三角波比较法根据mu_a^＊、mu_b^＊、mv_a^＊、mv_b^＊、mw_a^＊、mw_b^＊，输出Vu_pwmA～Vu_pwmF、Vv_pwmA～Vv_pwmF、Vw_pwmA～Vw_pwmF。例如，以往已知有利用三角波比较法从mu_a^＊、mu_b^＊求出Vu_pwmA～Vu_pwmF的方法，本申请人能够利用详细地公开在已经申请的特愿2004-207087号(日本特开2006-033956号，US11/174643)等中的方法。

2.9逻辑合成部4-9

逻辑合成部4-9输入Vu_pwmA～F、Vv_pwmA～F、Vw_pwmA～F、以及模式信号，输出iSru1～iStw2。iSru1～iStw2根据以下的表对每个模式分配Vu_pwmA～Vw_pwmF。此外，在表1中，UA是取Vu_pwmA的u、A而简化的记号。例如，表1中UA表示Vu_pwmA，UB表示Vu_pwmB。

在与实施例1相关的本发明中，向输出侧提供所需的电压，且具备选择输入电流变小的输入功率因数的单元，因此即使对于永磁铁电动机的高感应电压也能够稳定地施加足够的电压，能够使输出侧电动机高速转动。而且通过改变虚拟电路的电压分配比γ来实现输入功率因数的变更，因此能够以少的运算量来操作输入功率因数。而且，当对输入电压进行升压时不需要电抗器、转换器，因此能够减少电抗器、转换器的成本，并且由于没有发生电抗器的铁损、铜损、转换器损耗等，作为系统能够实现低损耗化。另外，由于基于输入电压决定模式信号、电压分配比γ、标准化电压指令，因此即使在输入电压变化的情况下也能够稳定地控制电动机、输入电流。而且，利用基于模式信号使虚拟电压脉冲和实际的电路开关相对应的表来制作合成脉冲。因而，对每个模式制作由虚拟开关构成的图3的电路。因而，限定了短路图案、开路图案，有利于故障诊断、维护检查的方面。

表1

追加了功率因数角校正部的功率转换系统1(实施例2)

图7表示第二实施例。本结构追加了对实施例1的功率因数角指令φ^＊进行校正的模块，能够更高精度地控制输入功率因数。

1.硬件结构

图7中示出了本实施例的硬件结构。1是永磁同步电动机，其转动轴机械地连接在发动机上。2是永磁同步电动机，3是将R相、S相、T相设为输入、并将U相、V相、W相设为输出的功率转换器，4-a是控制装置，6-1～6-3是电容器，8是发动机。

2.控制结构

基于图7的模块4-a说明控制结构。4-1～4-3、4-5～4-9的模块与实施例1相同，因此省略，仅说明电压分配比生成部4-4-a、功率因数角校正部4-10。

2.1功率因数角校正部4-10

在功率因数角校正部4-10中，输入输入相电流ir、is，输入侧转动角位置θg，功率因数角指令φ^＊，利用输入电流的反馈来校正功率因数角指令，输出校正后的功率因数角指令φ1^＊。功率因数角校正部4-10为如图8所示的结构，由坐标转换部4-10-a、电流指令值生成部4-10-b、以及校正功率因数角生成部4-10-c构成。下面分别进行说明。

2.1.1坐标转换部4-10-a

在坐标转换部4-10-a中，输入ir、is、θg，将ir、is转换到与θg同步的坐标系，输出与θg同步的电流即igq。如下计算igq。

$\mathrm{igq}=-\sqrt{(2/3)\{\mathrm{Ir}\sin \mathrm{\θg}+\mathrm{Is}\sin (\mathrm{\θg}-2/3\mathrm{\π})+(-\mathrm{ir}-\mathrm{is})\sin (\mathrm{\θg}+2/3\mathrm{\π})\}}$

2.1.2电流指令值生成部4-10-b

在电流指令值生成部4-10-b中，输入功率因数角指令φ^＊和ir、is、θg，生成电流指令值igq^＊。基于以下的算式计算igq^＊。

igq^＊＝I·sin(-φ^＊)

但是，

$I=\sqrt{({\mathrm{igq}}^2+{\mathrm{igd}}^2)}$

$\mathrm{Igd}=\sqrt{(2/3)\{\mathrm{Ir}\cos \mathrm{\θg}+\mathrm{Is}\cos (\mathrm{\θg}-2/3\mathrm{\π})+(-\mathrm{ir}-\mathrm{is})\cos (\mathrm{\θg}+2/3\mathrm{\π})\}}$

2.1.3校正功率因数角生成部4-10-c

在校正功率因数角生成部4-10-c中，输入igq和igq^＊进行PI控制，输出功率因数角指令φ1^＊。

2.2电压分配比生成部4-4-a

在电压分配比生成部4-4-a中，对于校正后的功率因数角指令φ1^＊，根据以下的算式生成电压分配比。

算式2

$\mathrm{\γ}=\frac{\{V_{\max }\·\cos \mathrm{\φ}1*-\frac{1}{\sqrt{3}}(V_{\mathrm{mid}}-V_{\mathrm{gnd}})\·\sin \mathrm{\φ}1*\}\·(V_{\max }-V_{\mathrm{gnd}})}{\{V_{\max }\·\cos \mathrm{\φ}1*-\frac{1}{\sqrt{3}}(V_{\mathrm{mid}}-V_{\mathrm{gnd}})\·\sin \mathrm{\φ}1*\}\·(V_{\max }-V_{\mathrm{gnd}})-\{V_{\mathrm{mid}}\·\cos \mathrm{\φ}1*-\frac{1}{\sqrt{3}}(V_{\mathrm{gnd}}-V_{\max })\·\sin \mathrm{\φ}1*\}(V_{\mathrm{mid}}-V_{\mathrm{gnd}})}$

在以上的实施例2的结构中，通过追加功率因数角校正部4-10，在实施例1的效果的基础上，对由输入电流的反馈引起的输入电流的变化进行补偿并控制，所以能够更高精度地控制输入功率因数，因此能够提高由实施例1所述的电动机高速转动、高效率、低损耗的效果。

追加了功率因数角校正部的混合动力功率转换系统2(实施例 3)

图9中示出了第三实施例。本结构通过在实施例2的功率因数角指令φ1^＊上加上功率因数角指令φ^＊进行校正，进一步提高了输入功率因数的响应性。

1.硬件结构

图9中示出了本实施例的硬件结构。1是永磁同步电动机，其转动轴机械地连接在发动机上。2是永磁同步电动机，3是将R相、S相、T相设为输入、并将U相、V相、W相设为输出的功率转换器，4-b是控制装置，6-1～6-3是电容器，8是发动机。

2.控制结构

基于图9的模块4-b说明控制结构。仅说明与实施例2的变更点、即加法器4-11、电压分配比生成部4-4-b。

2.1加法器4-11

加法器4-11将φ^＊与φ1^＊相加，生成φ2^＊。

2.2电压分配比生成部4-4-b

在电压分配比生成部4-4-b中，对于校正后的功率因数角指令φ2^＊，根据下面的算式生成电压分配比。

算式3

$\mathrm{\γ}=\frac{\{V_{\max }\·\cos \mathrm{\φ}2*-\frac{1}{\sqrt{3}}(V_{\mathrm{mid}}-V_{\mathrm{gnd}})\·\sin \mathrm{\φ}2*\}\·(V_{\max }-V_{\mathrm{gnd}})}{\{V_{\max }\·\cos \mathrm{\φ}2*-\frac{1}{\sqrt{3}}(V_{\mathrm{mid}}-V_{\mathrm{gnd}})\·\sin \mathrm{\φ}2*\}\·(V_{\max }-V_{\mathrm{gnd}})-\{V_{\mathrm{mid}}\·\cos \mathrm{\φ}2*-\frac{1}{\sqrt{3}}(V_{\mathrm{gnd}}-V_{\max })\·\sin \mathrm{\φ}2*\}(V_{\mathrm{mid}}-V_{\mathrm{gnd}})}$

通过与以上的实施例3相关的结构，在实施例1、2的效果的基础上，通过由前馈将功率因数角指令φ^＊与φ1^＊相加，能够更高速地控制输入功率因数，也能够对应于扭矩指令值的急剧变化。

电动车辆系统(实施例4)

1.结构

图10中示出了第四实施例即电动车辆系统。本结构将实施例1、2、3应用于电动车中，用电动机的能量和发动机的能量进行四轮驱动行驶。1是永磁同步电动机，其转动轴机械地连接在发动机上。2是永磁同步电动机，3是将R相、S相、T相设为输入、并将U相、V相、W相设为输出的功率转换器，4是控制装置，6-1～6-3是电容器，8是发动机。9-1是车体，9-2是前轮，9-3是后轮，9-4是前轮驱动轴，将发动机的驱动力传递给前轮。9-5是后轮驱动轴，将永磁同步电动机2的驱动力传递给后轮。

在实施例4中，通过将实施例1、2、3的功率因数控制应用于电动车辆中，能够高精度且高速地控制与发动机连接的发电机的功率，由此能够控制发电机的电压、电流。

作为在实施例1以及实施例4中记载的装载在混合动力车辆、电动车辆中的功率转换装置，优选本发明的实施例。在这些混合动力车辆中由功率转换系统产生的功率全部是由永磁同步电动机1产生的功率，这些功率全部在功率转换系统内消耗，因此能够利用实施例1～3中记载的输入功率因数的控制，特别是不用提高驱动发电机的发动机转数也能够提高电压，因此是有利的。而且由于驱动侧的永磁同步电动机2的转动区域也能够利用到高速侧，因此是有利的。

虽然基于各附图、实施例说明了本发明，但是希望注意如果是本领域技术人员则容易基于本公开进行各种变形、修正。因而，希望留意这些变形、修正包含在本发明的范围内。

产业上的可利用性

根据本发明的电压转换器的控制方法以及电压转换器，能够根据输出的状态来调整输入功率因数指令，能够在输出侧为高速转动等时适当地控制输入功率因数，能够使电动机在高速转动区域运转。因此，可优选地利用于使用了这种功率转换器的混合动力功率转换系统、电动车辆系统、使用了三相交流发电机的矩阵转换器系统等中。

Claims (18)

1.一种功率转换器的控制系统，是转换从发电机输入的多相交流来输出用于对电动机进行驱动控制的多相交流的功率转换器的控制系统，其特征在于，具备：

输入功率因数指令单元，根据上述电动机的运转状态生成输入功率因数指令值；以及

输入功率因数调整单元，向上述功率转换器输出根据来自上述输入功率因数指令单元的输入功率因数指令值所生成的PWM脉冲，从而对上述发电机的输入功率因数进行调整，

其中，从上述发电机输入的多相交流包括R相、S相和T相，并且对上述电动机进行驱动控制的多相交流包括U相、V相和W相，

上述功率转换器包括连接上述R相和上述U相的第一开关、连接上述S相和上述U相的第二开关、连接上述T相和上述U相的第三开关、连接上述R相和上述V相的第四开关、连接上述S相和上述V相的第五开关、连接上述T相和上述V相的第六开关、连接上述R相和上述W相的第七开关、连接上述S相和上述W相的第八开关以及连接上述T相和上述W相的第九开关，以及

上述PWM脉冲用于决定上述第一开关到上述第九开关中的各开关的开闭。

2.根据权利要求1所述的功率转换器的控制系统，其特征在于，

上述输入功率因数指令单元，根据基于电动机的输出扭矩指令值和输出转动角速度算出的电动机的所需电压，生成输入功率因数指令值。

3.根据权利要求2所述的功率转换器的控制系统，其特征在于，

上述输入功率因数指令单元生成向上述电动机提供所需的电压并且使输入电流变小的输入功率因数指令值。

4.根据权利要求1～3中任一项所述的功率转换器的控制系统，其特征在于，上述输入功率因数调整单元具备：

根据来自发电机的多相交流的输入电压值的大小关系，生成表示输入电压处于何种状态的模式信号和输入电压值的单元；

根据电动机的输出扭矩指令值和输出转动角速度生成电动机的输出电压指令值的单元；

虚拟PWM信号生成单元，以规定的电压分配比从与上述输入电压值相对应的两个虚拟直流电压源各自的输出电压生成/合成脉冲，生成当生成满足上述电动机的输出电压指令的驱动电压时的开关的虚拟PWM信号；

从上述输入电压值和上述输入功率因数指令值运算上述虚拟PWM信号生成单元中的虚拟直流电压源的各自的电压分配比的单元；以及

从上述模式信号和上述虚拟PWM信号生成上述PWM脉冲的单元，

利用上述PWM脉冲使功率转换器运转。

5.根据权利要求2或3所述的功率转换器的控制系统，其特征在于，

上述输入功率因数指令单元具备将输入电流进行坐标转换从而生成转换电流的单元、以及生成转换电流指令值的单元，根据转换电流和转换电流指令值的差来补偿输入功率因数指令值。

6.根据权利要求5所述的功率转换器的控制系统，其特征在于，

生成转换电流指令值的单元根据输入电流的振幅和输入功率因数指令值的正弦函数的积，生成转换电流指令值。

7.根据权利要求5所述的功率转换器的控制系统，其特征在于，

上述输入功率因数指令单元根据上述输入功率因数指令值和对上述输入功率因数指令值进行补偿所获得的值的和，生成输入功率因数指令值。

8.根据权利要求4所述的功率转换器的控制系统，其特征在于，

上述虚拟PWM信号生成单元具备：根据输出电压指令值和电压分配比的积生成每个输入电压值的电压指令值的单元；以及生成将每个上述输入电压值的电压指令值用输入电压值进行了标准化的标准化电压指令的单元，通过三角波比较从上述标准化电压指令生成虚拟PWM信号。

9.根据权利要求4所述的功率转换器的控制系统，其特征在于，

生成上述PWM脉冲的单元根据上述虚拟PWM信号和上述模式信号，利用对应表求出上述PWM脉冲。

10.一种功率转换器的控制方法，是转换从发电机输入的多相交流来输出用于对电动机进行驱动控制的多相交流的功率转换器的控制方法，其特征在于，包括：

输入功率因数指令步骤，根据上述电动机的运转状态生成输入功率因数指令值；以及

输入功率因数调整步骤，向上述功率转换器输出根据来自上述输入功率因数指令步骤的输入功率因数指令值所生成的PWM脉冲，从而对上述发电机的输入功率因数进行调整，

其中，从上述发电机输入的多相交流包括R相、S相和T相，并且对上述电动机进行驱动控制的多相交流包括U相、V相和W相，

上述功率转换器包括连接上述R相和上述U相的第一开关、连接上述S相和上述U相的第二开关、连接上述T相和上述U相的第三开关、连接上述R相和上述V相的第四开关、连接上述S相和上述V相的第五开关、连接上述T相和上述V相的第六开关、连接上述R相和上述W相的第七开关、连接上述S相和上述W相的第八开关以及连接上述T相和上述W相的第九开关，以及

上述PWM脉冲用于决定上述第一开关到上述第九开关中的各开关的开闭。

11.根据权利要求10所述的功率转换器的控制方法，其特征在于，

上述输入功率因数指令步骤，根据基于电动机的输出扭矩指令值和输出转动角速度算出的电动机的所需电压，生成输入功率因数指令值。

12.根据权利要求11所述的功率转换器的控制方法，其特征在于，

上述输入功率因数指令步骤生成向上述电动机提供所需的电压并且使输入电流变小的输入功率因数指令值。

13.根据权利要求10～12中任一项所述的功率转换器的控制方法，其特征在于，上述输入功率因数调整步骤包括：

根据来自发电机的多相交流的输入电压值的大小关系，生成表示输入电压处于何种状态的模式信号和输入电压值的步骤；

根据电动机的输出扭矩指令值和输出转动角速度生成电动机的输出电压指令值的步骤；

虚拟PWM信号生成步骤，以规定的电压分配比从与上述输入电压值相对应的两个虚拟直流电压源各自的输出电压生成/合成脉冲，生成当生成满足上述电动机的输出电压指令的驱动电压时的开关的虚拟PWM信号；

从上述输入电压值和上述输入功率因数指令值运算上述虚拟PWM信号生成步骤中的虚拟直流电压源的各自的电压分配比的步骤；以及

从上述模式信号和上述虚拟PWM信号生成上述PWM脉冲的步骤，

利用上述PWM脉冲使功率转换器运转。

14.根据权利要求11或12所述的功率转换器的控制方法，其特征在于，

上述输入功率因数指令步骤具备将输入电流进行坐标转换从而生成转换电流的步骤、以及生成转换电流指令值的步骤，根据转换电流和转换电流指令值的差来补偿输入功率因数指令值。

15.根据权利要求14所述的功率转换器的控制方法，其特征在于，

生成转换电流指令值的步骤根据输入电流的振幅和输入功率因数指令值的正弦函数的积，生成转换电流指令值。

16.根据权利要求14所述的功率转换器的控制方法，其特征在于，

上述输入功率因数指令步骤根据上述输入功率因数指令值和对上述输入功率因数指令值进行补偿所获得的值的和，生成输入功率因数指令值。

17.根据权利要求13所述的功率转换器的控制方法，其特征在于，

上述虚拟PWM信号生成步骤包括：根据输出电压指令值和电压分配比的积生成每个输入电压值的电压指令值的步骤；以及生成将每个上述输入电压值的电压指令值用输入电压值进行了标准化的标准化电压指令的步骤，通过三角波比较从上述标准化电压指令生成虚拟PWM信号。

18.根据权利要求13所述的功率转换器的控制方法，其特征在于，

生成上述PWM脉冲的步骤根据上述虚拟PWM信号和上述模式信号，利用对应表求出上述PWM脉冲。

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