CN100555830C - 交流-交流直接变换器的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种交流-交流直接变换器的控制装置，其不使用减小磁通量的方法在减小输出电压的畸变和低频的转矩脉动的同时还可抑制输出电流的增加。该交流-交流直接变换器由半导体开关元件的通断将多相交流电压直接变换成任意的振幅和频率的多相交流电压，其特征在于：包括对来自上述变换器的输出电流i_u、i_w及相位指令θ^*的相互正交的两个轴的电流成分中的q轴电流i_q进行运算的相位运算单元(233)及坐标变换单元(235)、检测在q轴电流i_q中包含的脉动成分并且为了减小检测出的上述脉动成分而对相位修正量θ_cmp进行运算的相位修正量运算单元(236)，使用上述修正量θ_cmp对输出电压的相位进行修正的加减运算单元(237)。

Description

交流-交流直接变换器的控制装置

技术领域

本发明涉及利用半导体开关元件的通断将多相交流电压直接变换成任意的振幅、频率的多相交流电压的交流-交流直接变换器的控制装置。

背景技术

作为这种的交流-交流直接变换器，公知有矩阵变换器(matrixconverter)，下面，以矩阵变换器作为例子对它的控制装置的结构以及动作进行说明。

首先，开始，图8是矩阵变换器的主电路结构图。在图8中，R、S、T是连接到三相电力系统等的交流输入端(用同一记号表示输入相)，U、V、W是连接负荷的交流输出端(用同一记号表示输出相)，在这些输入输出端之间连接有能够在双方向控制电流的双方向开关S_ru、S_su、S_tu、S_rv、S_sv、S_tv、S_rw、S_sw、S_tw。矩阵变换器不具有大容量的能量缓冲器(energy buffer)，通过对构成双方向开关S_ru、S_su、S_tu、S_rv、S_sv、S_tv、S_rw、S_sw、S_tw的半导体开关元件进行通断(开关)控制来直接切出交流输入电压，得到具有任意的振幅、频率的交流输出电压。

图9是上述矩阵变换器的控制装置的框图。

虽然存在多种矩阵变换器的控制方式，但是，在这里，考虑如图11中所表示的通过假想直流中间电容300对PWM控制的假想的整流器100以及反相器200进行组合的系统，以做成构成矩阵变换器的各半导体开关元件的接通·关闭(on·off)指令的方式为例进行说明。另外，在图11中，S_1r～S_6r是构成假想整流器100的半导体开关元件，S₁～S₆是构成假想反相器200的半导体开关元件。

在图9中，首先，假想整流器指令运算单元21以及假想反相器指令运算单元23分别用与现有技术的整流器、反相器完全相同的方法对假想整流器100的输入电流指令i_r ^*、i_s ^*、i_t ^*以及假想反相器200的输出电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*进行运算。开关模式运算单元部(switching patterncalculation means)22、24根据上述输入电流指令i_r ^*、i_s ^*、i_t ^*以及输出电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，分别对构成假想整流器100以及假想反相器200的各开关单元S_1r～S_6r和S₁～S₆的开关模式(通断指令)进行运算。

另外，图10是表示假想反相器指令运算单元23的结构的框图，这里，是适用于一般的V/f一定控制的情况的结构例。

在图10中，如果输入频率指令f^*，则d-q旋转坐标系的d轴电压指令v_d ^*以及q轴电压指令v_q ^*由V/f恒定控制单元(V/F constant controlmeans)231进行运算并输出。旋转坐标变换单元232通过用由相位运算单元233对频率指令f^*进行积分而得到的相位指令θ^*对两电压指令v_d ^*、v_q ^*进行旋转坐标变换来输出三相电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*。

指令合成单元25合成假想整流器100以及假想反相器200的开关模式。例如，在图11中的假想整流器10内的开关单元S_1r和假想反相器200内的开关单元S₂接通的状态只有输入侧的R相和输出侧的V相连接的状态。该状态相当于在图8中表示的在矩阵变换器中在R-V之间连接的双方向开关S_rv接通。

根据这样的考虑，通过进行对以下的公式1的运算，能够从假想整流器100以及假想反相器200的各开关单元S_1r～S_6r和S₁～S₆的开关模式唯一地得到矩阵变换器的双方向S_ru、S_su、S_tu、S_rv、S_sv、S_tv、S_rw、S_sw、S_tw的开关模式。

公式1

$\left[\begin{array}{ccc}{S}_{\mathrm{ru}}& S_{\mathrm{su}}& S_{\mathrm{tu}}\\ S_{\mathrm{rv}}& S_{\mathrm{sv}}& S_{\mathrm{tv}}\\ S_{\mathrm{rw}}& S_{\mathrm{sw}}& S_{\mathrm{tw}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{S}_{1r}{S}_1+S_{4r}{S}_4& S_{2r}{S}_1+S_{5r}{S}_4& S_{3r}{S}_1+S_{6r}{S}_4\\ S_{1r}{S}_2+S_{4r}{S}_5& S_{2r}{S}_2+S_{5r}{S}_5& S_{3r}{S}_2+S_{6r}{S}_5\\ S_{1r}{S}_3+S_{4r}{S}_6& S_{2r}{S}_3+S_{5r}{S}_6& S_{3r}{S}_3+S_{6r}{S}_6\end{array}\right]$

公式1中的双方向S_ru、S_su、S_tu、S_rv、S_sv、S_tv、S_rw、S_sw、S_tw的开关模式及S_1r～S_6r和S₁～S₆表示对应的同一符号的双方向开关或开关单元函数，各双方向开关或开关单元在接通的情况下成为【1】、在断开的情况下成为【0】。

由于这样的控制方式能够适用于现有技术的整流器及反相器的控制而容易实现。例如在非专利文献1中公开有这种技术。

然而，由于在图8中表示的矩阵变换器由双方向开关对三相交流电压直接切换来输出三相交流电压，所以能够由PWM控制输出的电压的范围处于在图12中表示的六相交流的包络范围(envelope range)内(以下也称为PWM可能范围)。因此，得到希望的输出电压的输入电压指令的范围如在图12中的网状部分所表示的那样，最大的情况下是电源电压的0.866倍。

如果处于不超过电源电压的0.866倍的范围，则不产生以下所述的输出电压的畸变(distortion)，可以输出正弦波。然而，如果总是进行正弦波输出，则尤其是在作为负荷来使用电动机的情况下，由于输出电流增加导致装置容量的增大，存在要求提高电源电压的利用率并产生超过其0.866倍的过调制区域(overmodulation region)的电压输出的情况。

于是，在输出超过电源电压的0.866倍的电压的情况下，由于上述PWM可能范围的制约，在输出电压中产生如图12的粗线表示的那样的畸变。在这样的畸变中不仅包含输出频率的奇数倍成分，还包含由输入输出的频率决定的矩阵变换器特有的低频成分。

在作为矩阵变换器的负荷连接有电动机的情况下，由上述输出电压的畸变产生转矩的脉动(pulsation of torque)，成为噪声产生和破坏电动机的原因。尤其是，由输入频率以下的低频成分产生的转矩脉动的影响显著地表现出来。

鉴于上述的问题，在现有技术中，在有必要有电源电压的0.866倍以上的电压的过调制区域中，凭借与电力变换器的输入电压相适应地减弱磁通量来控制端子电压的控制方法，有可能不在端子电压中产生畸变而使电动机运动。这种技术例如由非专利文献2和专利文献1所公开。

非专利文献1：伊东淳一和其它五人，“按照使用载波比较方式的假想AC/DC/AC变换方式的矩阵变换器的控制方法”，电气学会论文集D部门，124卷5号，2004年，p.457-p.463(伊東淳一ほか5名、「キヤリア非較方式を用いた仮想AC/DC/AC変換方式によるマトリツクスコンバ一タの制御法」、電気学会論文誌D部門、124卷5号、2004年、p.457-p.463)

非专利文献2：佐藤以久也和其它五人，“关于矩阵变换器的电动机驱动性能改善的研究”，电气学会半导体电力变换研究会论文SPC-04-75，2004年(佐藤以久也ほか5名、「マトリツクスコンバ一タの電動機駆動性能改善に関する研究」、電気学会半導体電力変換研究会論文SPC-04-75，2004年)

【专利文献1】：特开平5-260762号公报(【0010】、【0012】、【0014】～【0020】、图1等)

如果使用在非专利文献2或专利文献1中公开的现有技术，则由于能够抑制电力变换器的输出电压的畸变从而将其波形控制成正弦波，有可能大体防止电动机的旋转偏移和噪声的产生。

然而，由于磁通量减弱相应地转矩电流增加所产生的结果是电动机的损失增加从而产生过热，因此，考虑到留有富裕，有必要使用容量大的电动机，随之存在作为系统的造价上升的问题。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种交流-交流直接变换器的控制装置，该交流-交流直接变换器的控制装置即使是在输出电源电压的0.866倍以上的电压的情况下，不使用非专利文献2和专利文献1那样的减小磁通量的方法而能够减小输出电压的畸变和低频的转矩脉动，另外，还可以抑制输出电流的增加。

为了解决上述问题，发明第一方面提供一种交流-交流直接变换器的控制装置，其特征在于：

该交流-交流直接变换器利用半导体开关元件的通断将多相交流电压直接变换成任意振幅和频率的多相交流电压，所述控制装置包括：

使用通过对频率指令进行积分而得到的相位指令来对所述变换器的输出电流进行旋转坐标变换，从而对正交的两个轴的电流成分中的至少一方的成分进行运算的运算单元；

检测该运算单元得到的运算结果中所包含的所述成分的脉动成分的检测单元；

当检测出的所述脉动成分比所述成分的平均值大时，运算使所述相位指令减少的修正量，另外，当检测出的所述脉动成分比所述成分的平均值小时，运算使所述相位指令增加的修正量的单元；

对所述修正量和所述相位指令进行相加运算的单元；和

通过作为相加结果的相位指令，以使检测出的所述脉动成分减小的方式对所述变换器的输出电压的相位进行修正的修正单元。

发明第二方面提供一种交流-交流直接变换器的控制装置，其特征在于：

该交流-交流直接变换器利用半导体开关元件的通断将多相交流电压直接变换成任意振幅和频率的多相交流电压，所述控制装置包括：

使用通过对频率指令进行积分而得到的相位指令来对所述变换器的输出电流进行旋转坐标变换，从而对正交的两个轴的电流成分的双方的成分进行运算的运算单元；

根据所述正交的两个轴的电流成分的双方的成分对输出电流矢量的绝对值进行运算的单元；

检测该单元得到的运算结果中所包含的所述输出电流矢量的绝对值的脉动成分的检测单元；和

当检测出的所述脉动成分比所述输出电流矢量的绝对值的平均值大时，运算使所述相位指令减少的修正量，另外，当检测出的所述脉动成分比所述输出电流矢量的绝对值的平均值小时，运算使所述相位指令增加的修正量，并使用所述修正量对所述相位指令进行修正，由此，以使检测出的所述脉动成分减小的方式对所述变换器的输出电压的相位进行修正的修正单元。

本发明第三方面提供一种交流-交流直接变换器，其特征在于：

该交流-交流直接变换器利用半导体开关元件的通断将多相交流电压直接变换成任意振幅和频率的多相交流电压，所述控制装置包括：

使用通过对频率指令进行积分而得到的相位指令来对所述变换器的输出电流进行旋转坐标变换，从而对正交的两个轴的电流成分中的至少一方的成分进行运算的运算单元；

检测该运算单元得到的运算结果中所包含的所述成分的脉动成分的检测单元；

当检测出的所述脉动成分比所述成分的平均值大时，运算使所述相位指令减少的修正量，另外，当检测出的所述脉动成分比所述成分的平均值小时，运算使所述相位指令增加的修正量的单元；

对所述修正量和所述频率指令进行相加运算的加减运算单元；

根据作为相加结果的频率指令，得到最终的输出电压的相位指令的单元；和

通过所述最终的输出电压的相位指令，以使检测出的所述脉动成分减小的方式对所述变换器的输出电压的相位进行修正的修正单元。

本发明第四方面提供一种交流-交流直接变换器，其特征在于：

该交流-交流直接变换器利用半导体开关元件的通断将多相交流电压直接变换成任意振幅和频率的多相交流电压，所述控制装置包括：

使用通过对频率指令进行积分而得到的相位指令来对所述变换器的输出电流进行旋转坐标变换，从而对正交的两个轴的电流成分的双方的成分进行运算的运算单元；

根据所述正交的两个轴的电流成分的双方的成分对输出电流矢量的绝对值进行运算的单元；

检测该单元得到的运算结果中所包含的所述输出电流矢量的绝对值的脉动成分的检测单元；

当检测出的所述脉动成分比所述输出电流矢量的绝对值的平均值大时，运算使所述频率指令减少的修正量，另外，当检测出的所述脉动成分比所述输出电流矢量的绝对值的平均值小时，运算使所述频率指令增加的修正量的单元；

对所述修正量和所述频率指令进行相加运算的单元；

根据作为相加结果的频率指令，得到最终的输出电压的相位指令的单元；和

通过所述最终的输出电压的相位指令，以使检测出的所述脉动成分减小的方式对所述变换器的输出电压的相位进行修正的修正单元。

本发明第五方面是上述第一～第四方面中的任一方面所述的交流-交流直接变换器的控制装置，其中，检测出上述脉动成分的装置是高通滤波器。

根据本发明，通过检测出相互正交的两个轴的电流成分的至少一方的成分或输出电流矢量的绝对值中包含的脉动成分，并根据该检测信号对输出电压的相位和频率进行修正，而能够在从交流-交流直接变换器输出电源电压的0.866倍以上的电压的情况下减少产生的直接变换器固有的低频的输出电压畸变。

尤其是，在由直接变换器驱动电动机的情况下，由于不产生低频的转矩脉动并有可能输出电源电压的0.866倍以上的电压，所以能提高电压利用率并且还可以抑制电流的增加，这里，电压利用率是输出电压对输入电压的比值。另外，作为结果，由于没有必要使用考虑到留有富裕的电动机，因此能够便宜地实现使用交流-交流直接变换器的电力变换系统。

附图说明

图1是表示本发明第一实施方式的主要部分的框图。

图2是表示图1中的相位修正量运算单元的结构的框图。

图3是表示现有技术的过调制区域的输出电流矢量的动作的图。

图4是表示本发明第一实施方式的输出电流矢量的动作的图。

图5是表示本发明第二实施方式的主要部分的框图。

图6是表示本发明第三实施方式的主要部分的框图。

图7是表示本发明第四实施方式的主要部分的框图。

图8是矩阵变换器的主电路结构图。

图9是矩阵变换器的现有技术的控制装置的框图。

图10是表示图9的假想反相器指令运算单元的结构的框图。

图11是假想整流器/反相器系统的结构图。

图12是矩阵变换器的过调制时的输出电压波形图。

符号说明

100：假想整流器(virtual rectifier)

200：假想反相器(virtual inverter)

231：V/f恒定控制单元

232、235：旋转坐标变换单元

233、234：相位运算单元

236：相位修正量运算单元

236a：脉动成分检测单元

236b，237：加减运算单元

236c：增益乘法单元

236d：直流部分除去单元

238：绝对值运算单元

239：频率修正量运算单元

300：假想直流中间电容

S_ru、S_su、S_tu、S_rv、S_sv、S_tv、S_rw、S_sw、S_tw：双方向开关

S_1r～S_6r、S₁～S₆：半导体开关元件

具体实施方式

以下，按照图说明本发明的实施方式。

另外，以下的实施方式与图9相同，是合成对于作为与矩阵变换器等价的部件来考虑的假想整流器及假想反相器的各开关模式(pattern)来生成各开关单元的开关模式的控制装置。

图1是表示与本发明第一方面的发明相当的本发明第一实施方式，是改善了图9的假想反相器指令运算单元23的内部结构的装置。这里，在与图10相同的结构要素中使用同一序号。

在图1中，在根据频率指令f^*对d轴电压指令V_d ^*及q轴指令V_q ^*进行运算的方面与现有技术的图10完全一样。

本实施例的特征部分将从矩阵变换器等的直接变换器检测出的输出相电流i_u、i_w和从相位运算单元233输出的相位指令θ^*输入到旋转坐标变换单元235，对作为正交的两个轴电流成分的一方的q轴电流i_q进行运算。于是，在相位修正量运算单元236中，从q轴电流i_q检测出脉动成分并得到针对输出电压的相位指令θ^*的修正量θ_cmp。通过将该修正量θ_cmp在加法单元237中加到相位指令θ^*中并将作为加法结果的相位指令(θ^*+θ_cmp)传送给旋转坐标变换单元232，将d轴电压指令V_d ^*及q轴指令V_q ^*变换成三相电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*。

图2是表示上述相位修正运算单元236的结构的框图，将q轴电流i_q输入到脉动成分检测单元236a中，从而只检测出低频的脉动成分。作为脉动成分检测单元236a的结构，例如列举带通滤波器。由加减运算单元236b从检测出的脉动成分中减去目标值的0，通过由增益乘法单元236c对它的偏差乘以给定的增益，能够得到将q轴电流i_q的脉动成分变成0的那样的相位修正量θ_cmp。

根据上述结构，通过对q轴电流i_q的脉动成分形成反馈环路(feedback loop)从而使用包含上述修正量θ_cmp的相位指令(θ^*+θ_cmp)由旋转坐标变换单元232生成三相电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，减小了直接变换器的输出电流的脉动成分。

于是，即使是在输出电源电压的0.866倍以上的电压的情况下也有可能减小输出电压的畸变，尤其是，能够减小交流-交流直接变换器中的固有的低频的输出畸变。另外，还有在由变换器驱动电动机的情况下不产生低频的转矩脉动的优点。

下面，使用矢量图来说明本实施例的作用效果。

首先，图3表示出现有技术(例如非专利文献1)的过调制区域的变换器的输出电流矢量的运动。如果假定作为变换器的负荷的电动机的2次磁通量轴(M轴)和控制上的旋转坐标系的d轴始终一致，那么，在调制区域中(如图12中的网状部分所表示的那样，输出电压没有超过电源电压0.866倍)，若转矩一定则电流矢量也一定。

然而，由于在过调制区域中输出电流矢量(作为i_1b或i_1c来表示)发生脉动，它的轨迹如图3中表示的那样描绘出椭圆轨道。本实施例通过对如前面所述那样的直接变换器的输出电压的相位指令进行修正使q轴电流i_q的脉动成分减小，从而为了使其大小接近平均值i_q ave来使其动作。

另外，在图3中，i_1 ave表示作为i_d、i_q的平均值i_d ave、i_q ave的矢量和的输出电流矢量的平均值。

另一方面，图4(a)表示q轴电流i_q比平均值i_q ave大的情况。这里，假定在适用本实施例之前、即对输出电压的相位指令进行修正之前的输出电流矢量为i_1c。

在这样的状态下，如果使用本实施例，那么，在图1、图2中表示的相位修正量运算单元236对使相位指令θ^*减少的那样修正量θ_cmp进行运算并输出。通过这样的操作，与M轴一致的d轴相对于M轴延迟，其结果是，输出电流矢量在旋转坐标的旋转方向的反方向上旋转从而按照i_1c ^*进行变化。

另外，如图4(b)那样，输出电流矢量是i_1b，在q轴电流i_q比平均值i_q ave小的情况下，相位修正量运算单元236对使相位指令θ^*增加的那样修正量θ_cmp进行运算并输出。通过这样的操作，与M轴一致的d轴相对于M轴行进，其结果是，输出电流矢量在与旋转坐标的旋转方向相同的方向上旋转从而按照i_1b ^*进行变化。

如以上那样，根据本实施方式，由于为了使q轴电流i_q接近平均值i_q ave来对相位指令θ^*进行修正，所以有可能抑制q轴电流i_q的脉动成分即转矩脉动。另外，虽然该实施例叙述了将V/f一定控制适用于输出电压的控制中的情况，但是，在矢量控制适用时也是有效的。

另外，在q轴电流i_q的其它部分中，在d轴电流i_d和电流矢量的绝对值 $(=\sqrt{\mathrm{}}({i_d}^2+{i_q}^2))$ 中，还包含了与在q轴电流i_q中包含的脉动成分有相同频率的成分。于是，使用i_d或

可以由完全同样的装置对相位修正量θ_cmp进行运算。

图5是作为本发明的第二实施方式而使用输出电流矢量绝对值来对相位修正量θ_cmp进行运算的情况的框图。使用从旋转坐标变换单元235输出的i_d、i_q来由绝对值运算单元238对输出电流矢量的绝对值 $(=\sqrt{\mathrm{}}({i_d}^2+{i_q}^2))$ 进行运算，使用该绝对值由相位修正量运算单元236对相位修正量θ_cmp进行运算来构成。

图6是表示与本发明第二方面相当的本发明的第三实施方式的主要部分的框图。

与图1不同的地方是由加减运算单元237将由频率修正量运算单元239从q轴电流i_q的脉动成分运算出的频率修正量f_cmp加到输出电压的频率指令f^*上。频率修正量运算单元239可以由与图2完全相同的结构来实现，从q轴电流i_q的脉动成分输出输出电压频率的修正量f_cmp。于是，将在频率指令f^*上加上了修正量f_cmp的真的输出电压频率指令(f^*+f_cmp)输入到相位运算单元234中，从而得到最终的输出电压的相位指令θ^**。

旋转坐标变换运算单元232通过使用该相位指令θ^**来进行旋转坐标变换，输出三相电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*。

虽然在该实施方式中对直接变换器的输出电压的频率进行操作，但是，这样的情况与对输出电压的相位进行操作的情况是等价的，能够得到与第一、第二实施例相同的效果。另外，也可以与前面同样，在频率修正量f_cmp的运算中使用d轴电流i_d或输出电流矢量的绝对值 $(=\sqrt{\mathrm{}}({i_d}^2+{i_q}^2)).$

然而，为了由本发明得到最大的效果，重要的是只检测出在q轴电流、d轴电流或输出电流矢量的绝对值中包含的低频的脉动成分。为此，在图1、图5的相位修正量运算单元236和图6的频率修正量运算单元239中要求在用于检测出输入信号的脉动成分的滤波器中没有检测延迟并能完全除去成为检测对象的脉动成分以外的成分。

为了实现上述目的，虽然上述那样的带通滤波器是适用的，但是，由于脉动成分的频率随输入的频率变化，有必要使用与条件相适应的具有不同的通过频带的带通滤波器。然而，通过频带与输出频率相适应地变化的带通滤波器的结构是非常复杂的，实现起来很困难。

以下的第四实施方式对该点进行了改良。

图7是表示与本发明第三方面相当的本发明的第四实施方式的主要部分的框图。这里，虽然是对检测出q轴电流i_q的脉动成分的情况进行了说明，但是，也可以适用于检测d轴电流i_d或输出电流矢量的绝对值。

在图7中，直流部分除去单元236d是只除去q轴电流i_q的直流部分的单元，例如可以由高通滤波器等来实现。于是，根据只除去了该直流部分的信号由与图2同样的方法对相位修正量θ_cmp或频率修正量f_cmp进行运算。

如果将高通滤波器的截止频率设定在很低的频率上，则由于能无视由对想降低的低频成分的滤波器引起的检测延迟的影响，而可以减小转矩脉动。另一方面，在过调制区域中，在q轴电流i_q中，在矩阵变换器固有的低频成分之外还包含由输出频率的5次、7次成分等引起的高频成分。因此，在作为直流部分除去单元使用236d的高通滤波器的情况下，还检测出固有的低频成分以外的部分。然而，由于没有必要如带通滤波器那样与运动条件相适应地对滤波器的截止频率进行变更，具有实现起来非常容易的优点。

Claims (8)

1.一种交流-交流直接变换器的控制装置，其特征在于：

该交流-交流直接变换器利用半导体开关元件的通断将多相交流电压直接变换成任意振幅和频率的多相交流电压，所述控制装置包括：

使用通过对频率指令进行积分而得到的相位指令来对所述变换器的输出电流进行旋转坐标变换，从而对正交的两个轴的电流成分中的至少一方的成分进行运算的运算单元；

检测该运算单元得到的运算结果中所包含的所述成分的脉动成分的检测单元；

当检测出的所述脉动成分比所述成分的平均值大时，运算使所述相位指令减少的修正量，另外，当检测出的所述脉动成分比所述成分的平均值小时，运算使所述相位指令增加的修正量的单元；

对所述修正量和所述相位指令进行相加运算的单元；和

通过作为相加结果的相位指令，以使检测出的所述脉动成分减小的方式对所述变换器的输出电压的相位进行修正的修正单元。

2.如权利要求1所述的交流-交流直接变换器的控制装置，其特征在于：

检测出所述脉动成分的检测单元是高通滤波器。

3.一种交流-交流直接变换器的控制装置，其特征在于：

该交流-交流直接变换器利用半导体开关元件的通断将多相交流电压直接变换成任意振幅和频率的多相交流电压，所述控制装置包括：

使用通过对频率指令进行积分而得到的相位指令来对所述变换器的输出电流进行旋转坐标变换，从而对正交的两个轴的电流成分的双方的成分进行运算的运算单元；

根据所述正交的两个轴的电流成分的双方的成分对输出电流矢量的绝对值进行运算的单元；

检测该单元得到的运算结果中所包含的所述输出电流矢量的绝对值的脉动成分的检测单元；和

当检测出的所述脉动成分比所述输出电流矢量的绝对值的平均值大时，运算使所述相位指令减少的修正量，另外，当检测出的所述脉动成分比所述输出电流矢量的绝对值的平均值小时，运算使所述相位指令增加的修正量，并使用所述修正量对所述相位指令进行修正，由此，以使检测出的所述脉动成分减小的方式对所述变换器的输出电压的相位进行修正的修正单元。

4.如权利要求3所述的交流-交流直接变换器的控制装置，其特征在于：

检测出所述脉动成分的检测单元是高通滤波器。

5.一种交流-交流直接变换器，其特征在于：

该交流-交流直接变换器利用半导体开关元件的通断将多相交流电压直接变换成任意振幅和频率的多相交流电压，所述控制装置包括：

使用通过对频率指令进行积分而得到的相位指令来对所述变换器的输出电流进行旋转坐标变换，从而对正交的两个轴的电流成分中的至少一方的成分进行运算的运算单元；

检测该运算单元得到的运算结果中所包含的所述成分的脉动成分的检测单元；

当检测出的所述脉动成分比所述成分的平均值大时，运算使所述相位指令减少的修正量，另外，当检测出的所述脉动成分比所述成分的平均值小时，运算使所述相位指令增加的修正量的单元；

对所述修正量和所述频率指令进行相加运算的单元；

根据作为相加结果的频率指令，得到最终的输出电压的相位指令的单元；和

通过所述最终的输出电压的相位指令，以使检测出的所述脉动成分减小的方式对所述变换器的输出电压的相位进行修正的修正单元。

6.如权利要求6所述的交流-交流直接变换器的控制装置，其特征在于：

检测出所述脉动成分的检测单元是高通滤波器。

7.一种交流-交流直接变换器，其特征在于：

该交流-交流直接变换器利用半导体开关元件的通断将多相交流电压直接变换成任意振幅和频率的多相交流电压，所述控制装置包括：

使用通过对频率指令进行积分而得到的相位指令来对所述变换器的输出电流进行旋转坐标变换，从而对正交的两个轴的电流成分的双方的成分进行运算的运算单元；

根据所述正交的两个轴的电流成分的双方的成分对输出电流矢量的绝对值进行运算的单元；

检测该单元得到的运算结果中所包含的所述输出电流矢量的绝对值的脉动成分的检测单元；

当检测出的所述脉动成分比所述输出电流矢量的绝对值的平均值大时，运算使所述频率指令减少的修正量，另外，当检测出的所述脉动成分比所述输出电流矢量的绝对值的平均值小时，运算使所述频率指令增加的修正量的单元；

对所述修正量和所述频率指令进行相加运算的单元；

根据作为相加结果的频率指令，得到最终的输出电压的相位指令的单元；和

通过所述最终的输出电压的相位指令，以使检测出的所述脉动成分减小的方式对所述变换器的输出电压的相位进行修正的修正单元。

8.如权利要求7所述的交流-交流直接变换器的控制装置，其特征在于：

检测出所述脉动成分的检测单元是高通滤波器。

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