WO2017204426A1 - 능동 클램프 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법 - Google Patents

능동 클램프 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법 Download PDF

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WO2017204426A1
WO2017204426A1 PCT/KR2016/013510 KR2016013510W WO2017204426A1 WO 2017204426 A1 WO2017204426 A1 WO 2017204426A1 KR 2016013510 W KR2016013510 W KR 2016013510W WO 2017204426 A1 WO2017204426 A1 WO 2017204426A1
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WO
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circuit
switch
active clamp
capacitor
clamp
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PCT/KR2016/013510
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English (en)
French (fr)
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최우진
다이드엉 트란
Original Assignee
숭실대학교산학협력단
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to an active clamp full bridge converter and a driving method thereof, and more particularly, to an active clamp full bridge converter in which a clamp circuit is added to a secondary circuit based on a transformer.
  • On-board chargers for electric vehicles typically consist of an AC-DC converter and a DC-DC converter.
  • the AC-DC converter converts commercial AC power to DC power
  • the DC-DC converter may perform battery charging according to a constant current / constant voltage charging method.
  • fuel efficiency is an important factor in evaluating the performance of electric vehicles, so it is important to implement a charger that is highly efficient and compact.
  • a full-bridge converter of a phase shift method is most commonly used as a DC-DC converter constituting an on-board charger, because it is possible to achieve zero voltage turn-off condition of primary switch elements.
  • phase shifted full bridge converter has a cyclic current-related conduction loss, duty cycle loss, narrow zero voltage switching range of the lagging-leg switch elements, high voltage oscillation and rectification diode. There are problems such as reverse recovery of them.
  • a method of adding a passive lossless clamp circuit to the secondary side circuit has been proposed to mitigate voltage ringing of rectifying diodes and solve problems arising from the circulating current problem.
  • a representative example of such a clamp circuit is a capacitor-diode-diode (CDD) circuit in which a clamp capacitor is included in resonance or non-resonance with a leakage inductor of a transformer.
  • CDD capacitor-diode-diode
  • the primary current of the transformer may be It can be reset by the voltage of the clamp capacitor.
  • the switch elements provided in the leading-lag of the primary side have a problem in that they are turned on under hard switching conditions.
  • phase shift full bridge converter including a voltage-doubler-type rectifier has been proposed as a method using rectification between the leakage inductor and the secondary rectifier capacitor for energy transfer.
  • this method also has a problem that the current stress of the rectifier diodes is large, the circulating current is incompletely removed, and the zero current switching attainment condition of the primary side switch elements is dependent on the load current.
  • this method is mainly applied to high voltage and low current devices.
  • One aspect of the present invention provides an active clamp full bridge converter and a driving method thereof, in which a clamp circuit including an active clamp switch and a clamp capacitor is added to a secondary circuit based on a transformer.
  • One side of the present invention includes a transformer for performing voltage conversion including a primary winding and a secondary winding, an input capacitor for supplying input power, and a full bridge circuit including first to fourth switches.
  • a rectification bridge circuit connected to a primary side circuit for transmitting the input power to the primary winding and the secondary winding according to a switching operation of the first switch to the fourth switch, the rectifier bridge circuit having first to fourth diodes provided therein;
  • the output inductor and the energy received from the primary circuit through the transformer including an active inductor circuit connected to the rectifying bridge circuit and an output inductor connected to the active clamp circuit and an active clamp circuit comprising an active clamp switch and a clamp capacitor connected in series.
  • Secondary side for delivering to the output capacitor connected to the active clamp circuit It includes a circuit.
  • the secondary circuit may include an active clamp circuit including the active clamp switch and a clamp capacitor that performs resonance with the leakage inductance of the transformer.
  • the secondary-side circuit, the first diode to the fourth diode is provided on a pair of legs connected in parallel, one end of the active clamp switch is connected to the upper contact of the pair of legs, the active One end of the clamp capacitor may be connected to the other end of the clamp switch, and the other end of the clamp capacitor may be connected to the lower contact point of the pair of legs.
  • the secondary circuit may include the active clamp switch to perform a turn-on operation to delay the resonance between the clamp capacitor and the leakage inductance of the transformer for a predetermined period of time.
  • the secondary circuit may perform a turn-on operation so that the primary current output from the primary circuit in the freewheeling period may be reset.
  • the primary circuit may output a primary circuit having a pseudo sinusoidal waveform.
  • the primary side circuit may include a first leg and a second leg connected in parallel, and the first to fourth switches are provided on the first leg and the second leg, and the first leg is provided. And a leakage inductor and a magnetization inductor are provided on an input voltage line connecting the second leg, and the magnetization inductor may be connected in parallel with the primary winding.
  • another aspect of the present invention performs voltage conversion between an input capacitor supplying input power and an output capacitor connected in parallel with an output load resistor, and the primary circuit connected to the input capacitor includes first to fourth switches. And a secondary bridge circuit connected to the output capacitor, the active clamp circuit including an active clamp switch and a clamp capacitor connected in series with a rectifying bridge circuit, the rectifying bridge circuit, and the active clamp circuit.
  • a method of driving an active clamp full bridge converter including an output inductor connected thereto, and a transformer configured to perform voltage conversion between the primary side circuit and the secondary side circuit, wherein the primary side circuit is connected to the same leg of the full bridge circuit.
  • the provided first switch and the second switch are turned opposite to each other Or a turn-off control, and the third switch and the fourth switch are turned on or turned off in opposite directions to transfer the input power to the transformer, and in the secondary circuit, all switches provided on a diagonal line of the full bridge circuit are turned on.
  • the active clamp switch is turned on so that energy stored in the clamp capacitor is transferred to the output capacitor.
  • the first to fourth diodes are all operated to reflect the reflected current of the output inductor. It may further comprise forming a conductive path for.
  • the switching period may include a dead time that satisfies a predetermined condition for achieving a soft switching condition of the first switch to the fourth switch.
  • the first switch to the fourth switch may perform a turn-on operation under a zero voltage switching condition.
  • the first switch to the fourth switch may perform a turn off operation under a zero current switching condition.
  • the rectified voltage of the rectifying bridge circuit may be clamped by the maximum voltage of the clamp capacitor.
  • FIG. 1 is a view showing the main waveform of an active clamp full bridge converter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic circuit diagram of an active clamp full bridge converter according to an embodiment of the present invention.
  • 3A to 3K are schematic circuit diagrams for describing a driving method in each operation mode of an active clamp full bridge converter according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIGS. 3A to 3K are equivalent circuit diagram of an active clamp full bridge converter according to an embodiment of the present invention in each operation mode shown in FIGS. 3A to 3K.
  • FIG. 5 is a diagram schematically illustrating an active clamp full bridge converter according to an embodiment of the present invention.
  • 6 and 7 are graphs illustrating an example of calculating voltage gain of an active clamp full bridge converter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating waveforms of elements of an active clamp full bridge converter according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • 9A to 9F are graphs showing output waveforms under an output current condition of 3 kW of an active clamp full bridge converter according to an embodiment of the present invention.
  • 10A to 10C are graphs illustrating output waveforms under 250V output voltage conditions of an active clamp full bridge converter according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a graph illustrating efficiency under different output voltage conditions of an active clamp full bridge converter according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a view showing the main waveform of the active clamp full bridge converter according to an embodiment of the present invention
  • Figure 2 is a schematic circuit diagram of an active clamp full bridge converter according to an embodiment of the present invention.
  • the active clamp full bridge converter 100 is a DC-DC converter, and is connected to an output terminal and a primary circuit 120 connected to an input terminal around a transformer 110.
  • the active clamp is configured to perform a voltage conversion between the secondary circuit 130, which is to be, in particular, the active clamp switch 131 and the clamp capacitor 132 for performing resonance and leakage inductance of the transformer 110 in the secondary circuit Including a circuit, it is possible to achieve the zero voltage switching turn-on of the switch elements provided in the primary side circuit, to achieve turn-off under almost zero current switching conditions, and to reset the primary side current in the freewheeling section. In addition, it is possible to achieve the zero current switching turn-off of the rectifying diodes provided in the secondary circuit to eliminate the reverse recovery problem of the rectifying diodes, in which the active clamp switch 131 also can achieve the zero current switching turn on. have.
  • the primary side current I pri of the active clamp full bridge converter 100 since the primary side current I pri of the active clamp full bridge converter 100 according to an embodiment of the present invention has a quasi-sinusoidal waveform, It can be called a quasi-resonant half-wave converter.
  • the transformer 110 may convert the voltage of the primary circuit 120 according to a predetermined turn ratio of 1: n and transfer the voltage to the secondary circuit 130. That is, the transformer 110 is composed of a primary side winding and a secondary side winding that are magnetized with a turn ratio of 1: n, the primary winding is connected to the primary circuit 120, and the secondary winding is a secondary circuit 130. ) Can be connected.
  • the primary side circuit may include a full bridge circuit provided with the first switch 121 to the fourth switch 124, wherein the full bridge circuit is connected to the input capacitor 10 and constitutes a full bridge circuit.
  • the leakage inductor 125 and the magnetization inductor 126 of the transformer 110 may be provided on the input voltage line 120-1 connecting the pair of legs.
  • the magnetizing inductor 126 may be connected in parallel with the primary winding of the transformer 110.
  • the full bridge circuit included in the primary side circuit 120 may be composed of a first leg and a second leg connected in parallel, and the first switch 121 and the second switch 122 on the first leg. ) May be provided, and a third switch 123 and a fourth switch 124 may be provided on the second leg.
  • the first switch 121 to the fourth switch 124 may be, for example, a MOSFET switch, and the body diode and the parasitic capacitor may be connected in parallel to each other.
  • the upper contact point and the lower contact point of the first leg and the second leg may be connected to both ends of the input capacitor 10, respectively, and the first between the first switch 121 and the second switch 122 in the first leg.
  • the magnetization inductor 126 may be provided.
  • the primary circuit 120 may transfer the voltage of the input capacitor 10 to the transformer 110 according to the switching operation of the first switch 121 to the fourth switch 124.
  • the first switch 121 to the fourth switch 124 may be controlled in a phase shift method, and the output voltage may be adjusted through the control of the first switch 121 to the fourth switch 124.
  • the secondary side circuit 130 may include a full bridge circuit, that is, a rectifying bridge circuit provided with the first diode D 1 to the fourth diode D 4 , between the rectifying bridge circuit and the output capacitor 20. It may include an active clamp circuit connected to. At this time, the output capacitor 20 may be connected in parallel with the output load resistor Ro , and the secondary winding of the transformer 110 on the output voltage line 130-1 connecting the pair of legs constituting the rectifying bridge circuit. This can be arranged.
  • the rectifying bridge circuit included in the secondary side circuit 130 may be composed of a third leg and a fourth leg connected in parallel, and on the third leg, the first diode D 1 and the second diode ( D 2 ) may be provided, and a third diode D3 and a fourth diode D 4 may be provided on the fourth leg.
  • the secondary winding of the transformer 110 is provided on the output voltage line 130-1 connecting the third leg and the fourth leg, and the rectifying bridge circuit is transferred from the primary winding of the transformer 110 to the secondary winding.
  • the rectification of energy can be carried out.
  • the active clamp circuit included in the secondary circuit 130 may include an active clamp switch 131 and a clamp capacitor 132 connected in series.
  • the active clamp circuit may be connected to upper and lower contacts of the third and fourth legs constituting the rectifying bridge circuit, respectively. That is, one end of the active clamp switch 131 is connected to the upper contact of the third leg and the fourth leg, the other end of the active clamp switch 131 is connected to one end of the clamp capacitor 132, the clamp capacitor 132 The other end of may be connected to the lower contact of the third leg and the fourth leg.
  • the active clamp switch 131 may be, for example, a MOSFET switch, and the body diode and the parasitic capacitor may be added in parallel.
  • the clamp capacitor 132 performs resonance with the leakage inductance L lk of the transformer 110, thereby providing a primary current ( I pri ) may represent the waveform of a quasi-sinusoidal.
  • the active clamp switch 131 may delay the resonance between the clamp capacitor 132 and the leakage inductance L lk of the transformer 110 for a predetermined period of time, and turn-on operation so that the primary current in the freewheeling period can be reset. As a result, it is possible to achieve the zero current switching turn-off condition of the switch elements provided in the primary circuit 120.
  • the secondary side circuit 130 may further include an output inductor 133 connected to the active clamp circuit.
  • One end of the output inductor 133 may be connected to one end of the active clamp switch 131, that is, the upper contact of the third leg and the fourth leg, and the other end of the output inductor 133 may be connected to one end of the output capacitor 20. It can be connected with.
  • the other end of the output capacitor 20 may be connected to the other end of the clamp capacitor 132, that is, the lower contact point of the third leg and the fourth leg.
  • the secondary side circuit 130 not only performs rectification of the output energy by the first diode D 1 to the fourth diode D 4 , but also further includes a clamp capacitor 132 and an active clamp switch 131. It can increase the efficiency of the active clamp full bridge converter 100 according to an embodiment of the present invention.
  • the active clamp full bridge converter 100 includes the zero of the switch elements provided in the primary side circuit 120 in the full load range by an active clamp circuit added to the secondary side circuit 130. It is possible to ensure turn-off under voltage switching turn-on and near zero current switching conditions. In addition, it is possible to eliminate the circulating current in the freewheeling section to eliminate the associated losses. In addition, there is no reverse recovery of the rectifying diodes provided in the secondary side circuit 130, and the voltage ringing can be eliminated. In addition, it has a small duty cycle loss resulting in high efficiency over the full load range.
  • the output filter inductance is assumed to be a large value, and an ideal current source can be referred to as I o , and the parameters of the circuit can be defined as follows.
  • the characteristic impedance may be defined as in Equation 1 below.
  • Equation 1 n denotes the turn ratio of the transformer 110, L lk denotes a leakage inductance of the transformer 110, and C r denotes a capacitance of the clamp capacitor 132.
  • the resonant angular frequency may be defined as Equation 2 below.
  • Equation 2 n represents the turn ratio of the transformer 110, L lk represents the leakage inductance of the transformer 110, C r represents the capacitance of the clamp capacitor 132.
  • the resonant frequency may be defined as in Equation 3 below.
  • Equation 3 ⁇ r represents the resonance angular frequency.
  • the switching period may be defined as T s and the switching frequency may be defined as f s .
  • 3A to 3K are schematic circuit diagrams for describing a driving method in each operation mode of an active clamp full bridge converter according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • Equation 4 i D1 and i D3 represent currents flowing through the first diode D 1 and the third diode D 3 , respectively, and i Lf represents the reflected current of the output inductor 133.
  • I Sec represents a current flowing in the secondary winding of the transformer 110.
  • the third switch 123 in the first operation mode t 0 to t 1 , in the primary side circuit 120, the third switch 123 is turned off at t 0 , and the magnetization current I Lm is zero .
  • the parasitic capacitor (C oss3 ) added to the third switch 123 may be charged and the parasitic capacitor (C oss4 ) added to the fourth switch 124 may be discharged.
  • the voltage V DS4 applied to the fourth switch 124 becomes 0 and the body added to the fourth switch 124.
  • the diode may be forward biased.
  • the fourth switch 124 may achieve a zero voltage switching turn-on condition.
  • the energy E Lm _ t0 stored in the magnetization inductor 126 is expressed by the following equation. 6 must be satisfied.
  • Equation 6 L m is the inductance of the magnetizing inductor 126, I Lm is the magnetizing current at t 0 , C oss is the capacitance of the parasitic capacitor added to the switch element, and V s is the input voltage.
  • Equations 7 and 8 C oss denotes the capacitance of the parasitic capacitor added to the switch element, and V s denotes the input voltage.
  • the fourth switch 124 may be turned on under the zero voltage switching condition at t 1 .
  • the input voltage V s may be applied to the leakage inductance L lk of the transformer 110.
  • the primary current I pri is still lower than the reflection current I Lf of the output inductor 133 and may increase linearly according to a slope as shown in Equation 9 below.
  • V s represents an input voltage and L lk represents a leakage inductance of the transformer 110.
  • the magnetization current I Lm may increase and decrease according to Equation 10 below.
  • V s represents an input voltage and L m represents an inductance of the magnetizing inductor 126.
  • the second operation mode may end when the primary side current I pri reaches the reflected output current I o . Accordingly, the time interval of the second operation mode may be expressed by Equation 11 below.
  • Equation 11 L lk denotes a leakage inductance of the transformer 110, n denotes the transformer 110 turn ratio, I o denotes a reflected output current, and V s denotes an input voltage.
  • the primary current I pri is a sum of the resonance current and the PWM current I Lf reflected by the primary circuit, and may be expressed by Equation 12 below.
  • Equation 12 n is the transformer turn ratio, V s is the input voltage, V Cr is the voltage across the clamp capacitor 132, Z r is the characteristic impedance, I Lm is the magnetizing current, ⁇ r is the resonant angular frequency, and I o is the reflection Indicates the output current.
  • This third mode of operation may end at t 3, where the current I Cr of the clamp capacitor 132 decreases to zero, where In this case, the voltage V Cr applied to the clamp capacitor 132 may be a peak voltage.
  • Equation 14 the time interval of the third operation mode
  • ⁇ r represents the resonant angular frequency.
  • the primary side current may be equal to the reflected current of the output inductor 133.
  • the clamp capacitor 132 may be charged to a maximum value and may maintain the value during the fourth operation mode.
  • the rectified voltage V rect may be clamped as shown in Equation 15 below.
  • the fourth operation mode may end when the active clamp switch 131 is turned on.
  • the active clamp switch 131 may be turned on with the zero current switching, and the clamp capacitor 132 may be turned on through the active clamp switch 131. May be discharged to the output stage.
  • the primary current (I pri ) is rapidly reduced so that at t 5 the magnitude may be equal to the transformer 110 magnetization current, which means that the secondary side current (I sec ) also decreases to zero.
  • This secondary current (I sec ) can be expressed as Equation 16 below.
  • Equation 16 may be expressed as Equation 17 below.
  • the time interval of the fifth operation mode may be expressed by Equation 18 below.
  • Equation 18 ⁇ r represents the resonant angular frequency, I o is the reflection output current, Z r is the characteristic impedance, and V cr is the voltage across the clamp capacitor 132.
  • Equation 17 the load current for satisfying the zero current switching condition, that is, the reflected output current, must satisfy Equation 19 below.
  • the first switch 121 and the fourth switch 124 are still turned on, but the magnetization current is small. Only flows because the rectifying diodes of the secondary circuit 130 are reverse biased by the clamp capacitor 132. Thus, the first switch 121 can be turned off at nearly zero current switching conditions at t 6 .
  • the energy stored in the clamp capacitor 132 and the output inductor 133 may be transferred to the output load Ro .
  • the primary side magnetization current may be set to the first state.
  • the output capacitors of the switch 121 and the second switch 122 may be charged and discharged, respectively. Accordingly, the body diode of the second switch 122 operates, and the second switch 122 may be turned on under the zero voltage switching condition.
  • the time interval of the seventh operation mode is equal to the time interval of the first operation mode, and as a result, is equal to the dead time as shown in Equation 20 below.
  • the discharge current of the clamp capacitor 132 may be reduced. It may be equal to the reflected output current I o , ie the load current.
  • the eighth operation mode may end when the active clamp switch 131 is turned off at t 8 , and the time interval thereof is expressed by Equation 21 below.
  • Equation 21 C r is the capacitance of the clamp capacitor 132, I o is the reflected output current, n is the transformer turn ratio, V s is the input voltage, V Cr is the voltage across the clamp capacitor 132.
  • the ninth operating mode t 8 to t 9 when the active clamp switch 131 is turned off at t 8 in the secondary circuit 130, the current of the output inductor 133 is turned off. I Lf may flow through the first diode D 1 to the fourth diode D 4 . Therefore, the voltage across the first diode D 1 to the fourth diode D 4 may be zero. That is, the secondary circuit 130 may operate similarly to the zero mode of operation.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of an active clamp full bridge converter according to an embodiment of the present invention in each operation mode illustrated in FIGS. 3A to 3K
  • FIG. 5 is an active clamp full bridge converter according to an embodiment of the present invention.
  • 6 and 7 are graphs showing an example of calculating the voltage gain of an active clamp full bridge converter according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 8 is an embodiment of the present invention. The waveform of each element of the active clamp full bridge converter according to the figure is shown.
  • nV s denotes the secondary voltage of the transformer 110
  • D m denotes the rectifier diode pair shown in FIG. 2, that is, the first diode D 1 and the fourth diode D 4.
  • S m may serve as the first switch 121 to the fourth switch 124 provided in the primary side circuit 120.
  • L f can also be treated with a constant current sink I o .
  • the active clamp full bridge converter 100 according to the embodiment of the present invention is quasi-resonant. We can see that it is a half-wave converter because the secondary current (I sec ) flows only in the forward direction.
  • the active clamp full bridge converter 100 according to an embodiment of the present invention may be referred to as a hybrid converter between a PWM converter and a resonant converter. Therefore, the DC gain can be calculated by the combination of the resonant converter and the PWM converter.
  • the interval between the zeroth operating mode and the first operating mode and the fifth operating mode to seventh The interval between the operation modes may be ignored because it occupies a very short portion corresponding to the switching period T s . Accordingly, the 0 th to 9 th operation modes can be largely simplified into 6 operation modes, and the equivalent circuit in each operation mode is as shown in FIG. 4. At this time, if it is assumed that the energy (W s ) supplied from the input source is the same as the energy (W o ) absorbed by the load in one switching cycle, the active clamp full bridge converter 100 according to an embodiment of the present invention DC gain can be expressed by Equation 22 below.
  • Io denotes a reflected output current
  • Zr denotes a characteristic impedance
  • VCr denotes a voltage applied to the clamp capacitor 132
  • Ts denotes a switching period.
  • Equation 22 is a load (via ), Switching frequency (via F), and effective duty cycle (via ) May be an implicit function. At this time, If is constant, the function M of Equation 22 can be expressed as shown in FIG. here, Since it can not have a zero current switching characteristics, Set to. 6, It can be seen that the voltage gain is less dependent on the load.
  • the voltage gain M may be scaled according to F, which means that the voltage gain also increases when the frequency increases.
  • the voltage gain indicates the effective duty cycle D. It can be seen that changes according to. According to Equation 22, The maximum switching frequency can be determined.
  • the primary side current Ipri is equal to the magnetization current ILm.
  • the parasitic capacitance Coss of the switch elements of the primary circuit 120 and the energy capable of sufficiently discharging the parasitic capacitance of the transformer 110 are stored in the magnetization inductor 126, 1 is independent of the load condition.
  • the zero voltage switching turn-on condition of the switch elements of the vehicle side circuit 120 may be satisfied.
  • Equation 23 Is the peak-to-peak value of the magnetizing current ILm, C oss is the output capacitance of the primary side switch elements, and L m is the inductance of the magnetizing inductor 126, which can be calculated from Equation 24 below.
  • D min represents the minimum effective duty value according to the minimum output voltage.
  • an appropriate zero current switching time for the primary side switch elements is a time in which the magnitude I pri of the transformer primary side current decreases to the magnitude of the magnetization current I Lm .
  • the transformer secondary side current I Sec is also reset to 0 (t 5 ).
  • the transformer secondary current I Sec in the fifth operation mode may be represented by Equations 25 and 26 below.
  • I o is the reflected output current
  • n is the transformer turn ratio
  • V s is the input voltage
  • V Cr is the voltage across the clamp capacitor 132
  • Z r is the characteristic impedance
  • ⁇ r is the resonant angular frequency.
  • the reflected output current I o is It must have a value large enough to satisfy the condition of, otherwise the secondary current I Sec cannot be reset to zero.
  • the active clamp full bridge converter 100 is a loss caused by the reverse recovery phenomenon. It can be removed to achieve high efficiency.
  • the voltage of the rectifying bridge is clamped to the maximum voltage of the clamp capacitor 132, thereby eliminating the voltage ringing problem.
  • FIGS. 10A to 10C are active clamp pulls according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a graph illustrating an output waveform under a 250 V output voltage condition of a bridge converter, and FIG. 11 is a graph showing efficiency under different output voltage conditions of an active clamp full bridge converter according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • waveforms of voltages and currents applied to the first diode D 1 provided in the secondary circuit 130 to perform rectification may be checked.
  • the voltage ringing of the rectifier is completely clamped to 580V. It can be confirmed.
  • the slope of ID 1 is not stiff before the first diode D 1 is reverse biased, the reverse recovery current may be removed.
  • the active clamp full bridge converter 100 may solve the reverse recovery problem of the rectifying diodes.
  • the waveform of the active clamp switch 131 provided in the secondary circuit 130 may be confirmed.
  • the active clamp switch 131 may achieve a zero current switching turn-on condition by resonance between the leakage inductance L lk of the transformer 110 and the clamp capacitor 132.
  • the waveform of the clamp capacitor 132 provided in the secondary circuit 130 may be confirmed.
  • the voltage V Cr of the clamp capacitor 132 has a peak value when the charging current I Cr drops to zero, and may be then discharged when the active clamp switch 131 is turned on while maintaining the value. .
  • the switching element of the leading leg performs the zero current switching turn-off operation under the condition of an input voltage of 400 V, an output voltage of 250 V, and a load of 2 kW.
  • the time of the fourth operating mode is reduced to zero, so that the active clamp full bridge converter according to one embodiment of the present invention is operated as a zero current switching pseudo resonant converter. do.
  • the primary side current I pri may be equal to the magnetization current I Lm .
  • the input voltage is 380V, and the efficiency under different output voltage conditions of 250V, 400V, and 420V can be confirmed.
  • the output voltage is 420V, it can be seen that the maximum efficiency is 97.6% under the load condition of 2kW, and relatively high efficiency (> 96%) even under the light load condition.

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Abstract

1차측 권선과 2차측 권선을 포함하여 전압 변환을 수행하는 변압기, 입력 전원을 공급하는 입력 커패시터와 연결되며, 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하여 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 1차측 권선으로 전달하는 1차측 회로 및 상기 2차측 권선과 연결되며, 제1 다이오드 내지 제4 다이오드가 마련된 정류 브릿지 회로, 상기 정류 브릿지 회로와 연결되며 직렬 연결된 능동 클램프 스위치 및 클램프 커패시터로 구성되는 능동 클램프 회로 및 상기 능동 클램프 회로와 연결되는 출력 인덕터를 포함하여 상기 1차측 회로로부터 상기 변압기를 통해 전달 받은 에너지를 상기 출력 인덕터 및 상기 능동 클램프 회로와 연결되는 출력 커패시터로 전달하는 2차측 회로를 포함하는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터가 개시된다.

Description

능동 클램프 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법
본 발명은 능동 클램프 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 변압기를 기준으로 2차측 회로에 클램프 회로를 부가한 능동 클램프 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법에 관한 것이다.
전기차(EVs: Electric Vehicles)의 탑재형 충전기들은 일반적으로 AC-DC 컨버터 및 DC-DC 컨버터로 구성된다. AC-DC 컨버터는 상용의 AC 전원을 DC 전원으로 변환하고, DC-DC 컨버터는 정전류/정전압 충전 방식에 따라 배터리 충전을 수행할 수 있다. 일반적으로 연료의 효율은 전기차의 성능을 평가하는 데 중요한 요소이므로, 효율이 높고 소형화할 수 있는 충전기를 구현하는 것이 중요하다.
이를 위해, 탑재형 충전기를 구성하는 DC-DC 컨버터로 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터가 가장 일반적으로 사용되고 있는데, 1차측 스위치 소자들의 영전압 턴오프 조건을 달성할 수 있기 때문이다. 그러나, 이러한 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터는 순환 전류 관련의 전도 손실, 듀티 사이클 손실, 래깅 레그(lagging-leg)의 스위치 소자들의 좁은 영전압 스위칭 범위, 고 전압 진동(high voltage oscillation) 및 정류 다이오드들의 역회복(reverse recovery) 등과 같은 문제점이 존재한다.
이에 따라, 이러한 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터의 문제점을 극복하기 위한 다양한 방법들이 연구되었다.
예를 들면, 스위치 소자들의 영전압 스위칭 범위를 확장할 수 있도록 다양한 형태의 보조 회로를 1차측 회로에 부가하는 방법이 제안된 바 있다. 그러나, 이와 같은 방법은 큰 외부 인덕터를 부가함에 따라 듀티 사이클 손실을 증가시키고, 추가 비용이 발생하며 효율이 저하된다는 문제점이 있다.
또는, 정류 다이오드들의 전압 링잉(voltage ringing)을 완화하고, 순환 전류 문제로부터 발생하는 문제점들을 해결할 수 있도록 수동 무손실 클램프 회로(passive lossless clamp circuit)를 2차측 회로에 부가하는 방법이 제안된 바 있다. 이러한 클램프 회로의 대표적인 예로 클램프 커패시터가 변압기의 누설 인덕터와의 공진 또는 비공진에 포함되는 CDD(Capacitor-Diode-Diode) 회로가 있는데, 이와 같은 경우, 프리 휠링(freewheeling) 구간 동안 변압기 1차측 전류는 클램프 커패시터의 전압에 의해 리셋될 수 있다. 그러나, 1차측의 리딩 레그(leading-lag)에 마련된 스위치 소자들은 하드 스위칭 조건 하에서 턴온된다는 문제점을 갖는다.
또는, 1차측 스위치 소자들의 영전압/영전류 스위칭 조건을 달성할 수 있도록, 2차측 회로에 능동 클램프 회로(active clamp circuit)를 부가하는 방법이 제안된 바 있다. 이와 같은 경우, 클램프 스위치를 적절히 제어함으로써 리딩 레그에 마련된 스위치 소자들의 영전압 스위칭 턴온을 달성하고, 래깅 레그에 마련된 스위치 소자들의 영전류 스위칭 턴오프를 달성할 수 있다. 그러나, 클램프 스위치의 소프트 스위칭이 불가하다는 문제점을 갖는다.
또는, 2차측 회로에 능동 에너지 회복 클램프(active energy recovery clamp) 및 순환 전류를 진압하기 위한 보조 회로를 부가하는 방법이 제안된 바 있다. 그러나 이와 같은 방법은 다수의 추가 소자들의 요구되어 구현이 복잡하고, 따라서, 컨버터의 안정성 및 효율을 저감시킨다.
이외에도, 에너지 전달을 위해 누설 인덕터 및 2차측 정류 커패시터간의 정류를 이용한 방법으로, 배전압 타입의 정류기(voltage-doubler-type rectifier)를 포함하는 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터가 제안된 바 있다. 그러나, 이와 같은 방법 또한 정류 다이오드들의 전류 스트레스가 크고, 순환 전류가 불완전하게 제거되며, 1차측 스위치 소자들의 영전류 스위칭 달성 조건이 부하 전류에 의존적이라는 문제점을 갖는다. 따라서, 이와 같은 방법은 고 전압 및 저 전류 장치에 주로 적용된다.
본 발명의 일측면은 변압기를 기준으로 2차측 회로에 능동 클램프 스위치 및 클램프 커패시터로 이루어지는 클램프 회로가 부가된 능동 클램프 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법을 제공한다.
본 발명의 일측면은 1차측 권선과 2차측 권선을 포함하여 전압 변환을 수행하는 변압기, 입력 전원을 공급하는 입력 커패시터와 연결되며, 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하여 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 1차측 권선으로 전달하는 1차측 회로 및 상기 2차측 권선과 연결되며, 제1 다이오드 내지 제4 다이오드가 마련된 정류 브릿지 회로, 상기 정류 브릿지 회로와 연결되며 직렬 연결된 능동 클램프 스위치 및 클램프 커패시터로 구성되는 능동 클램프 회로 및 상기 능동 클램프 회로와 연결되는 출력 인덕터를 포함하여 상기 1차측 회로로부터 상기 변압기를 통해 전달 받은 에너지를 상기 출력 인덕터 및 상기 능동 클램프 회로와 연결되는 출력 커패시터로 전달하는 2차측 회로를 포함한다.
한편, 상기 2차측 회로는, 상기 능동 클램프 스위치 및 상기 변압기의 누설 인덕턴스와 공진을 수행하는 클램프 커패시터로 구성되는 능동 클램프 회로를 포함할 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로는, 병렬 연결된 한 쌍의 레그 상에 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드가 마련되고, 상기 한 쌍의 레그의 상측 접점에 상기 능동 클램프 스위치의 일단이 연결되고, 상기 능동 클램프 스위치의 타단에 상기 클램프 커패시터의 일단이 연결되며, 상기 한 쌍의 레그의 하측 접점에 상기 클램프 커패시터의 타단이 연결될 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로는, 상기 클램프 커패시터와 상기 변압기의 누설 인덕턴스 간의 공진을 일정 기간 미룰 수 있도록 턴온 동작을 수행하는 상기 능동 클램프 스위치를 포함할 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로는, 프리휠링 구간에서의 상기 1차측 회로로부터 출력되는 1차측 전류가 리셋될 수 있도록 턴온 동작을 수행할 수 있다.
또한, 상기 1차측 회로는, 유사 정현 곡선 파형을 갖는 1차측 회로를 출력할 수 있다.
또한, 상기 1차측 회로는, 병렬로 연결된 제1 레그 및 제2 레그를 포함하고, 상기 제1 레그 및 상기 제2 레그 상에 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치가 마련되며, 상기 제1 레그 및 상기 제2 레그를 연결하는 입력 전압선 상에 누설 인덕터 및 자화 인덕터가 마련되고, 상기 자화 인덕터가 상기 1차측 권선과 병렬 연결될 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로는, 상기 능동 클램프 스위치가 턴온 되면, 상기 능동 클램프 스위치를 통해 상기 클램프 커패시터에 저장되어 있던 에너지가 상기 출력 커패시터로 방전될 수 있다.
한편, 본 발명의 다른 측면은 입력 전원을 공급하는 입력 커패시터와 출력 부하 저항과 병렬 연결되는 출력 커패시터 사이에서 전압 변환을 수행하며, 상기 입력 커패시터와 연결되는 1차측 회로는 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하고, 상기 출력 커패시터와 연결되는 2차측 회로는 정류 브릿지 회로, 상기 정류 브릿지 회로와 연결되며 직렬 연결된 능동 클램프 스위치 및 클램프 커패시터로 구성되는 능동 클램프 회로 및 상기 능동 클램프 회로와 연결되는 출력 인덕터를 포함하며, 상기 1차측 회로와 상기 2차측 회로 사이에 전압 변환을 수행하는 변압기가 마련된 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 구동방법에 있어서, 상기 1차측 회로에서는 풀브릿지 회로의 동일한 레그에 마련된 제1 스위치 및 제2 스위치는 서로 반대로 턴온 또는 턴오프 제어되고, 제3 스위치 및 제4 스위치는 서로 반대로 턴온 또는 턴오프 제어되어 상기 입력 전원을 상기 변압기로 전달하고, 상기 2차측 회로에서는 상기 풀브릿지 회로의 대각선 상에 마련된 스위치가 모두 턴온 된 상태에서 영전류 스위칭 턴온 조건을 달성한 경우, 상기 능동 클램프 스위치가 턴온 제어되어, 상기 클램프 커패시터에 저장되어 있던 에너지가 상기 출력 커패시터로 전달된다.
한편, 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치 및 상기 능동 클램프 스위치의 스위칭 주기가 시작되기 이전에 상기 2차측 회로에서는, 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드가 모두 동작하여 상기 출력 인덕터의 반사 전류를 위한 전도 경로를 형성하는 것을 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 스위칭 주기에는 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치의 소프트 스위칭 조건을 달성하기 위한 소정의 조건을 만족하는 데드 타임이 포함될 수 있다.
또한, 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치는 영전압 스위칭 조건 하에서 턴온 동작을 수행할 수 있다.
또한, 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치는 영전류 스위칭 조건 하에서 턴오프 동작을 수행할 수 있다.
또한, 상기 제1 다이오드 및 상기 제4 다이오드가 순방향 바이어스 되면, 상기 변압기의 누설 인덕턴스 및 상기 클램프 커패시터 간의 공진이 시작될 수 있다.
또한, 상기 클램프 커패시터가 최대 값으로 충전되면, 상기 정류 브릿지 회로의 정류 전압이 상기 클램프 커패시터의 최대 전압에 의해 클램프될 수 있다.
상술한 본 발명의 일측면에 따르면 준공진 반파 컨버터의 특징을 가져, 1차측 풀브릿지 회로에 마련되는 스위치 소자들의 소프트 스위칭 조건을 달성할 수 있으며, 프리휠링 구간에서의 순환 전류를 제거하여 그에 따른 손실을 제거하고, 정류 다이오드들의 역회복 문제를 해결하고, 전압 링잉을 제거함으로써 전체적으로 높은 효율을 가질 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 주요 파형을 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 개략적인 회로도이다.
도 3a 내지 도 3k는 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 각 동작 모드에서의 구동방법을 설명하기 위한 개략적인 회로도이다.
도 4는 도 3a 내지 도 3k에 도시된 각 동작 모드에서의 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 등가 회로도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터를 간단하게 도시한 도면이다.
도 6 및 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 전압이득을 산출한 일 예를 나타낸 그래프이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 각 소자의 파형을 나타낸 도면이다.
도 9a 내지 도 9f는 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 3kW의 출력 전류 조건 하에서의 출력 파형을 나타낸 그래프이다.
도 10a 내지 도 10c는 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 250V 출력 전압 조건 하에서의 출력 파형을 나타낸 그래프이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 서로 다른 출력 전압 조건 하에서의 효율을 나타낸 그래프이다.
<부호의 설명>
100: 능동 클램프 풀브릿지 컨버터
110: 변압기
120: 1차측 회로
130: 2차측 회로
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예와 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
이하, 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 보다 상세하게 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 주요 파형을 나타낸 도면이고, 도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 개략적인 회로도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)는 DC-DC 컨버터로, 변압기(110)를 중심으로 입력단과 연결되는 1차측 회로(120)와 출력단과 연결되는 2차측 회로(130) 사이에서 전압 변환을 수행하며, 특히, 2차측 회로에 능동 클램프 스위치(131) 및 변압기(110)의 누설 인덕턴스와 공진을 수행하는 클램프 커패시터(132)로 구성되는 능동 클램프 회로를 포함하여, 1차측 회로에 마련되는 스위치 소자들의 영전압 스위칭 턴온을 달성하고, 거의 영전류 스위칭 조건 하에서의 턴오프를 달성할 수 있으며, 프리휠링 구간에서의 1차측 전류를 리셋할 수 있다. 또한, 2차측 회로에 마련되는 정류 다이오드들의 영전류 스위칭 턴오프를 달성할 수 있어 정류 다이오드들의 역 회복 문제를 제거할 수 있으며, 이때, 능동 클램프 스위치(131) 또한 영전류 스위칭 턴온을 달성할 수 있다.
여기에서, 도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)의 1차측 전류(Ipri)는 유사 정현 곡선(quasi-sinusoidal) 파형을 가지므로, 유사 공진(quasi-resonant) 반파(half-wave) 컨버터라 할 수 있다.
이하, 도 2에 도시된 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)의 각 구성요소에 대해 구체적으로 설명하기로 한다.
먼저, 변압기(110)는 1차측 회로(120)의 전압을 미리 정해진 1:n의 턴비에 따라 변환하여 2차측 회로(130)로 전달할 수 있다. 즉, 변압기(110)는 1:n의 턴비로 자화 결합되는 1차측 권선 및 2차측 권선으로 구성되며, 1차측 권선은 1차측 회로(120)와 연결되고, 2차측 권선은 2차측 회로(130)와 연결될 수 있다.
1차측 회로는 제1 스위치(121) 내지 제4 스위치(124)가 마련된 풀브릿지 회로를 포함할 수 있으며, 이때, 풀브릿지 회로는 입력 커패시터(10)와 연결되고, 풀브릿지 회로를 구성하는 한 쌍의 레그를 연결하는 입력 전압선(120-1) 상에는 변압기(110)의 누설 인덕터(125) 및 자화 인덕터(126)가 마련될 수 있다. 여기서, 자화 인덕터(126)는 변압기(110)의 1차측 권선과 병렬 연결될 수 있다.
구체적으로는, 1차측 회로(120)에 포함되는 풀브릿지 회로는 병렬로 연결된 제1 레그 및 제2 레그로 구성될 수 있으며, 제1 레그 상에 제1 스위치(121) 및 제2 스위치(122)가 마련되고, 제2 레그 상에 제3 스위치(123) 및 제4 스위치(124)가 마련될 수 있다. 이때, 제1 스위치(121) 내지 제4 스위치(124)는 일예로, MOSFET 스위치일 수 있으며, 각각 바디 다이오드 및 기생 커패시터가 병렬로 연결되어 부가될 수 있다.
또한, 제1 레그 및 제2 레그의 상측 접점 및 하측 접점은 각각 입력 커패시터(10)의 양단에 연결될 수 있으며, 제1 레그에서 제1 스위치(121) 및 제2 스위치(122) 사이의 제1 접점(a)과 제2 레그에서 제3 스위치(123) 및 제4 스위치(124) 사이의 제2 접점(b)을 연결하는 입력 전압선(120-1) 상에는 변압기(110)의 누설 인덕터(125) 및 자화 인덕터(126)가 마련될 수 있다.
이와 같은 1차측 회로(120)는 제1 스위치(121) 내지 제4 스위치(124)의 스위칭 동작에 따라 입력 커패시터(10)의 전압을 변압기(110)로 전달할 수 있다. 이때, 제1 스위치(121) 내지 제4 스위치(124)는 위상 천이 방식으로 제어될 수 있으며, 이러한 제1 스위치(121) 내지 제4 스위치(124)의 제어를 통해 출력 전압을 조절할 수 있다.
2차측 회로(130)는 제1 다이오드(D1) 내지 제4 다이오드(D4)가 마련된 풀브릿지 회로, 즉, 정류 브릿지 회로를 포함할 수 있으며, 이러한 정류 브릿지 회로와 출력 커패시터(20) 사이에 연결되는 능동 클램프 회로를 포함할 수 있다. 이때, 출력 커패시터(20)는 출력 부하 저항(Ro)과 병렬 연결될 수 있고, 정류 브릿지 회로를 구성하는 한 쌍의 레그를 연결하는 출력 전압선(130-1) 상에는 변압기(110)의 2차측 권선이 마련될 수 있다.
구체적으로는, 2차측 회로(130)에 포함되는 정류 브릿지 회로는 병렬로 연결된 제3 레그 및 제4 레그로 구성될 수 있으며, 제3 레그 상에 제1 다이오드(D1) 및 제2 다이오드(D2)가 마련되고, 제4 레그 상에 제3 다이오드(D3) 및 제4 다이오드(D4)가 마련될 수 있다. 이때, 제3 레그 및 제4 레그를 연결하는 출력 전압선(130-1) 상에는 변압기(110)의 2차측 권선이 마련되어, 정류 브릿지 회로는 변압기(110)의 1차측 권선으로부터 2차측 권선으로 전달되는 에너지의 정류를 수행할 수 있다.
또한, 2차측 회로(130)에 포함되는 능동 클램프 회로는 직렬로 연결된 능동 클램프 스위치(131) 및 클램프 커패시터(132)를 포함할 수 있다. 이러한 능동 클램프 회로는 정류 브릿지 회로를 구성하는 제3 레그 및 제4 레그의 상측 접점 및 하측 접점에 각각 연결될 수 있다. 즉, 능동 클램프 스위치(131)의 일단은 제3 레그 및 제4 레그의 상측 접점에 접속되고, 능동 클램프 스위치(131)의 타단은 클램프 커패시터(132)의 일단에 연결되며, 클램프 커패시터(132)의 타단은 제3 레그 및 제4 레그의 하측 접점에 접속될 수 있다. 이때, 능동 클램프 스위치(131)는 일예로, MOSFET 스위치일 수 있으며, 바디 다이오드 및 기생 커패시터가 병렬로 연결되어 부가될 수 있다.
여기에서, 능동 클램프 회로를 구성하는 각 구성요소들의 동작 특성에 대하여 간략히 설명하면, 먼저, 클램프 커패시터(132)는 변압기(110)의 누설 인덕턴스(Llk)와의 공진을 수행함으로써, 1차측 전류(Ipri)는 유사 정현 곡선(quasi-sinusoidal)의 파형을 나타낼 수 있다. 또한, 능동 클램프 스위치(131)는 클램프 커패시터(132)와 변압기(110)의 누설 인덕턴스(Llk) 간의 공진을 일정 기간 미룰 수 있고, 프리휠링 구간에서의 1차측 전류가 리셋될 수 있도록 턴온 동작을 수행할 수 있으며, 그 결과 1차측 회로(120)에 마련된 스위치 소자들의 영전류 스위칭 턴오프 조건을 달성할 수 있다.
또한, 2차측 회로(130)는 능동 클램프 회로와 연결되는 출력 인덕터(133)를 더 포함할 수 있다. 출력 인덕터(133)의 일단은 능동 클램프 스위치(131)의 일단, 즉, 제3 레그 및 제4 레그의 상측 접점에 접속될 수 있으며, 출력 인덕터(133)의 타단은 출력 커패시터(20)의 일단과 연결될 수 있다. 이때, 출력 커패시터(20)의 타단은 클램프 커패시터(132)의 타단, 즉, 제3 레그 및 제4 레그의 하측 접점에 접속될 수 있다.
이와 같은 2차측 회로(130)는 제1 다이오드(D1) 내지 제4 다이오드(D4)에 의한 출력 에너지의 정류를 수행할 뿐만 아니라, 클램프 커패시터(132) 및 능동 클램프 스위치(131)를 더 포함하여 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)의 효율을 높일 수 있다.
다시 말하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)는 2차측 회로(130)에 부가된 능동 클램프 회로에 의해 전 부하 범위에서 1차측 회로(120)에 마련된 스위치 소자들의 영전압 스위칭 턴온 및 거의 영전류 스위칭 조건 하에서의 턴오프를 보장할 수 있다. 또한, 프리휠링 구간에서의 순환 전류를 제거하여 그와 관련된 손실을 없앨 수 있다. 또한, 2차측 회로(130)에 마련된 정류 다이오드들의 역 회복이 없으며, 전압 링잉을 없앨 수 있다. 아울러, 작은 듀티 사이클 손실을 가져 전 부하 범위에서의 높은 효율을 보인다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)가 위와 같은 특성을 갖기 위한 구동방법에 대하여 설명하기로 한다.
먼저, 설명의 편의를 위해 출력 필터 인덕턴스는 큰 값으로 가정하고, 이상적인 전류 소스를 Io라 할 수 있으며, 아래와 같이 회로의 파라미터들을 정의할 수 있다.
특성 임피던스(characteristic impedance)는 아래의 수학식 1과 같이 정의할 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000001
수학식 1에서 n은 변압기(110) 턴비, Llk는 변압기(110)의 누설 인덕턴스, Cr은 클램프 커패시터(132)의 커패시턴스를 나타낸다.
또한, 공진 각 주파수(Resonant angular frequency)는 아래의 수학식 2와 같이 정의할 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000002
수학식 2에서 n은 변압기(110) 턴비, Llk는 변압기(110)의 누설 인덕턴스, Cr은 클램프 커패시터(132)의 커패시턴스를 나타낸다.
또한, 공진 주파수(Resonant frequency)는 아래의 수학식 3과 같이 정의할 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000003
수학식 3에서 ωr은 공진 각 주파수를 나타낸다.
또한, 스위칭 주기는 Ts로 정의하고, 스위칭 주파수는 fs로 정의할 수 있다.
이하, 도 1, 도 3a 내지 도 3k를 참조하여 스위칭 주기(Ts)의 반 주기 동안의 복수의 동작 모드에 따라 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)의 구동방법에 대하여 구체적으로 설명하기로 한다.
도 3a 내지 도 3k는 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 각 동작 모드에서의 구동방법을 설명하기 위한 개략적인 회로도이다.
먼저, 도 3a를 참조하면, 스위칭 주기(Ts)가 시작되는 t0 이전의 제0 동작 모드에서, 1차측 회로(120)에서는, 프리휠링 구간 동안 제1 스위치(121) 및 제3 스위치(123)가 턴온 상태이고, 자화 전류(magnetizing current)(ILm)가 흐를 수 있다. 또한, 2차측 회로(130)에서는 제1 다이오드(D1) 내지 제4 다이오드(D4)가 모두 동작하여, 출력 인덕터(133)의 반사 전류(ILf)를 위한 전도 경로(conduction path)를 형성할 수 있다. 이에 따라, 아래의 수학식 4 및 5가 도출될 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000004
수학식 4에서, iD1 및 iD3은 각각 제1 다이오드(D1) 및 제3 다이오드(D3)에 흐르는 전류를 나타내고, iLf는 출력 인덕터(133)의 반사 전류를 나타낸다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000005
수학식 5에서 ISec는 변압기(110)의 2차측 권선에 흐르는 전류를 나타낸다.
이후, 도 3b를 참조하면, 제1 동작 모드(t0~t1)에서는, 1차측 회로(120)에서는 제3 스위치(123)가 t0에서 턴오프되고, 자화 전류(ILm)가 제3 스위치(123)에 부가된 기생 커패시터(Coss3)를 충전시키고, 제4 스위치(124)에 부가된 기생 커패시터(Coss4)를 방전시킬 수 있다. 이때, 제4 스위치(124)에 부가된 기생 커패시터(Coss4)가 완전히 방전되면, 제4 스위치(124)에 걸리는 전압(VDS4)는 0이 되고, 제4 스위치(124)에 부가된 바디 다이오드는 순방향 바이어스될 수 있다. 이처럼, 제4 스위치(124)에 걸리는 전압(VDS4)이 0이 됨에 따라 제4 스위치(124)는 영전압 스위칭 턴온 조건을 달성할 수 있다. 여기서, 풀브릿지 회로의 제2 레그, 즉, 래깅 레그에 마련된 제4 스위치(124)의 영전압 스위칭 조건을 달성하기 위해서는, 자화 인덕터(126)에 저장된 에너지(ELm _t0)가 아래의 수학식 6을 만족할 수 있어야 한다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000006
수학식 6에서, Lm은 자화 인덕터(126)의 인덕턴스, ILm은 t0에서의 자화 전류, Coss는 스위치 소자에 부가된 기생 커패시터의 커패시턴스, Vs는 입력 전압을 나타낸다.
또한, 래깅 레그에 마련된 스위치 소자들의 영전압 스위칭 조건을 달성하기 위해서는, 아래의 수학식 7 및 8에 따른 최소 데드 타임이 요구된다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000007
Figure PCTKR2016013510-appb-M000008
수학식 7 및 8에서, Coss는 스위치 소자에 부가된 기생 커패시터의 커패시턴스, Vs는 입력 전압을 나타낸다.
이후, 도 3c를 참조하면, 제2 동작 모드(t1~t2)에서는, 1차측 회로(120)에서는 제4 스위치(124)가 t1에서 영전압 스위칭 조건 하에서 턴온될 수 있다. 그리고, 입력 전압(Vs)이 변압기(110)의 누설 인덕턴스(Llk)에 적용될 수 있다. 이때, 1차측 전류(Ipri)는 여전히 출력 인덕터(133)의 반사 전류(ILf)보다 낮으며, 아래의 수학식 9와 같은 기울기에 따라 선형적으로 증가할 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000009
수학식 9에서 Vs는 입력 전압, Llk는 변압기(110)의 누설 인덕턴스를 나타낸다.
여기에서, 자화 전류(ILm)은 아래의 수학식 10에 따라 증가 및 감소할 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000010
수학식 10에서 Vs는 입력 전압, Lm은 자화 인덕터(126)의 인덕턴스를 나타낸다.
이와 같은 제2 동작 모드는 1차측 전류(Ipri)가 반사 출력 전류(reflected output current)(Io)에 도달하는 경우 종료될 수 있다. 이에 제2 동작 모드의 시간 간격은 아래의 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000011
수학식 11에서, Llk는 변압기(110)의 누설 인덕턴스, n은 변압기(110) 턴비, Io는 반사 출력 전류, Vs는 입력 전압을 나타낸다.
이후, 도 3d를 참조하면, 제3 동작 모드(t2~t3)에서는, 2차측 회로(130)에서는, 1차측 전류(IPri)가 반사 출력 전류(ILf)에 도달하는 t2에서, 제1 다이오드(D1) 및 제4 다이오드(D4)가 순방향 바이어스될 수 있다. 그리고, 변압기(110)의 누설 인덕턴스(Llk)와 클램프 커패시터(132)의 커패시턴스(Cr)간의 공진이 시작될 수 있다. 이때, 1차측 전류(Ipri)는 공진 전류 및 1차측 회로로 반사되는 PWM 전류(ILf)의 합이며, 아래의 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000012
수학식 12에서 n은 변압기 턴비, Vs는 입력 전압, VCr은 클램프 커패시터(132)에 걸리는 전압, Zr은 특성 임피던스, ILm은 자화 전류, ωr은 공진 각주파수, Io는 반사 출력 전류를 나타낸다.
이와 같은 제3 동작 모드는 클램프 커패시터(132)의 전류(ICr)가 0으로 감소하는 t3에서 종료될 수 있는데, 이때,
Figure PCTKR2016013510-appb-I000001
인 경우, 클램프 커패시터(132)에 걸리는 전압(VCr)은 피크 전압일 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000013
수학식 13에 따르면,
Figure PCTKR2016013510-appb-I000002
인 경우, 클램프 커패시터(132)걸리는 최대 전압은 2nVs에 도달할 수 있다. 이에 따라, 제3 동작 모드의 시간 간격은 아래의 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000014
수학식 14에서 ωr은 공진 각 주파수를 나타낸다.
이후, 도 3e를 참조하면, 제4 동작 모드(t3~t4)에서는, t3에서 공진의 절반이 완료되므로, 1차측 전류는 출력 인덕터(133)의 반사 전류와 같아질 수 있다. 이때, 클램프 커패시터(132)는 최대 값으로 충전될 수 있으며, 제4 동작 모드 동안 그 값을 유지할 수 있다. 여기서, 정류 전압(Vrect)은 아래의 수학식 15와 같이 클램프(clamp)될 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000015
이와 같은 제4 동작 모드는 능동 클램프 스위치(131)가 턴온 될 때 종료될 수 있다.
이후, 도 3f를 참조하면, 제5 동작 모드(t4~t5)에서는, 능동 클램프 스위치(131)가 영전류 스위칭 턴온될 수 있으며, 이러한 능동 클램프 스위치(131)를 통해 클램프 커패시터(132)의 에너지가 출력단으로 방전될 수 있다. 이때, 1차측 전류(Ipri)는 급속히 감소하여 t5에서 그 크기가 변압기(110) 자화 전류와 같아질 수 있는데, 이는 2차측 전류(Isec) 또한 0으로 감소함을 의미한다. 이러한 2차측 전류(Isec)는 아래의 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000016
이때, t=t5인 경우, Isec가 0이 되므로, 수학식 16은 아래의 수학식 17과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000017
이에 따라, 제5 동작 모드의 시간 간격은 아래의 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000018
수학식 18에서 ωr은 공진 각 주파수, Io는 반사 출력 전류, Zr은 특성 임피던스, Vcr은 클램프 커패시터(132)에 걸리는 전압을 나타낸다.
여기에서, 수학식 17로부터 영전류 스위칭 조건을 만족시키기 위한 부하 전류, 즉, 반사 출력 전류는 아래의 수학식 19를 만족하여야 함을 확인할 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000019
이후, 도 3g를 참조하면, 제6 동작 모드(t5~t6)에서는, 1차측 회로(120)에서는 제1 스위치(121) 및 제4 스위치(124)가 여전히 턴온 상태이나, 적은 자화 전류만이 흐르게 되는데, 이는 2차측 회로(130)의 정류 다이오드들이 클램프 커패시터(132)에 의해 역방향 바이어스되기 때문이다. 따라서, 제1 스위치(121)는 t6에서 거의 영전류 스위칭 조건 하에서 턴오프될 수 있다.
또한, 2차측 회로(130)에서는, 클램프 커패시터(132) 및 출력 인덕터(133)에 저장되어 있던 에너지가 출력 부하(Ro)로 전달될 수 있다.
이후, 도 3h를 참조하면, 제7 동작 모드(t6~t7)에서는, 1차측 회로(120)에서는 t6에서 제1 스위치(121)가 턴오프 되기 때문에, 1차측 자화 전류는 제1 스위치(121) 및 제2 스위치(122)의 출력 커패시터를 각각 충전 및 방전시킬 수 있다. 따라서, 제2 스위치(122)의 바디 다이오드가 동작하며, 제2 스위치(122)는 영전압 스위칭 조건 하에서 턴온될 수 있다.
이와 같은 제7 동작 모드의 시간 간격은 제1 동작 모드의 시간 간격과 같으며, 결과적으로는 아래의 수학식 20과 같이 데드 타임과 같다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000020
이후, 도 3i를 참조하면, 제8 동작 모드(t7~t8)에서는, 2차측 회로(130)에서 능동 클램프 스위치(131)가 여전히 턴온 상태이기 때문에, 클램프 커패시터(132)의 방전 전류는 반사 출력 전류(Io), 즉, 부하 전류와 동일할 수 있다.
이와 같은 제8 동작 모드는 t8에서 능동 클램프 스위치(131)가 턴오프 되는 경우 종료될 수 있으며, 이에 그 시간 간격은 아래의 수학식 21과 같다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000021
수학식 21에서 Cr은 클램프 커패시터(132)의 커패시턴스, Io는 반사 출력 전류, n은 변압기 턴비, Vs는 입력 전압, VCr은 클램프 커패시터(132)에 걸리는 전압을 나타낸다.
마지막으로, 도 3k를 참조하면, 제9 동작 모드(t8~t9)에서는, 2차측 회로(130)에서 t8에 능동 클램프 스위치(131)가 턴오프 되면, 출력 인덕터(133)의 전류(ILf)는 제1 다이오드(D1) 내지 제4 다이오드(D4)를 통해 흐를 수 있다. 따라서, 제1 다이오드(D1) 내지 제4 다이오드(D4)에 걸리는 전압은 0이 될 수 있다. 즉, 2차측 회로(130)에서는 제0 동작 모드와 유사하게 동작할 수 있다.
여기에서, 1차측 회로(120)에서는 적은 자화 전류(ILm) 만이 흐르며, 순환 전류는 흐르지 않음을 확인할 수 있다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)가 이와 같은 동작 모드에 따라 구동되는 경우 가질 수 있는 동작 특성에 대하여 설명하기로 한다.
도 4는 도 3a 내지 도 3k에 도시된 각 동작 모드에서의 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 등가 회로도이고, 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터를 간단하게 도시한 도면이고, 도 6 및 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 전압이득을 산출한 일 예를 나타낸 그래프이고, 도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 각 소자의 파형을 나타낸 도면이다.
먼저, 도 4 및 도 5에서 nVs는 변압기(110)의 2차측 전압을 나타내고, Dm은 도 2에 도시된 정류 다이오드 쌍, 즉, 제1 다이오드(D1) 및 제4 다이오드(D4) 또는 제2 다이오드(D2) 및 제3 다이오드(D3)와 같은 특성을 가져 동일하게 동작할 수 있다. 또한, Sm은 1차측 회로(120)에 마련된 제1 스위치(121) 내지 제4 스위치(124)의 역할을 수행할 수 있다. 또한, Lf는 일정 전류 싱크 Io로 처리될 수 있다.
이와 같은 방식으로 간략화한 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)의 모델에 따르면, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)는 유사 공진(quasi-resonant) 반파(half-wave) 컨버터임을 확인할 수 있는데, 2차측 전류(Isec)가 순방향으로만 흐르기 때문이다. 또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)는 PWM 컨버터와 공진 컨버터 간의 하이브리드 컨버터라 할 수 있다. 따라서, DC 이득은 공진 컨버터 및 PWM 컨버터의 조합으로 산출될 수 있다.
구체적으로는, 먼저, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)의 DC 이득을 산출하기 위해서는, 제0 동작 모드-제1 동작 모드 사이의 구간 및 제5 동작 모드-제7 동작 모드 사이의 구간은 무시되어도 무방한데, 스위칭 주기(Ts)에 대응하여 매우 짧은 부분을 차지하기 때문이다. 이에 따라 제0 동작 모드 내지 제9 동작 모드는 크게 6개의 동작 모드로 간략화할 수 있으며, 각 동작 모드에서의 등가 회로는 도 4에 도시된 바와 같다. 이때, 입력 소스로부터 공급받는 에너지(Ws)를 하나의 스위칭 사이클에서 부하에 의해 흡수되는 에너지(Wo)와 동일하다고 가정하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)의 DC이득은 아래의 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000022
수학식 22에서, Io는 반사 출력 전류, Zr은 특성 임피던스, VCr은 클램프 커패시터(132)에 걸리는 전압, Ts는 스위칭 주기를 나타낸다.
이러한 수학식 22는 부하(via
Figure PCTKR2016013510-appb-I000003
), 스위칭 주파수(via F) 및 유효 듀티 사이클(via
Figure PCTKR2016013510-appb-I000004
)의 음함수(implicit function)일 수 있다. 이때,
Figure PCTKR2016013510-appb-I000005
가 일정한 경우, 수학식 22의 함수 M은 도 6과 같이 나타낼 수 있다. 여기서,
Figure PCTKR2016013510-appb-I000006
인 경우 영전류 스위칭 특성을 가질 수 없으므로,
Figure PCTKR2016013510-appb-I000007
인 것으로 설정하였다. 도 6을 참조하면,
Figure PCTKR2016013510-appb-I000008
인 경우, 전압 이득은 부하에 덜 의존적임을 확인할 수 있다.
또한, 도 7을 참조하면, 전압 이득 M은 F에 따라 스케일될 수 있는데, 이는 주파수가 증가하는 경우 전압 이득 또한 증가함을 의미한다. 이때, 공진 주파수 fr 및 스위칭 주파수 fs가 고정된 경우, 전압 이득은 유효 듀티 사이클 D를 나타내는
Figure PCTKR2016013510-appb-I000009
에 따라 변화함을 확인할 수 있다. 수학식 22에 따르면,
Figure PCTKR2016013510-appb-I000010
으로 하여 최대 스위칭 주파수를 결정할 수 있다.
한편, 도 8을 참조하면, 리딩 레그, 즉, 제1 레그에 마련된 스위치인 제2 스위치(122) 또는 래깅 레그, 즉, 제2 레그에 마련된 스위치인 제4 스위치(124)가 턴온 되기 이전의 동작 모드인 제0 동작 모드 및 제6 동작 모드에서는, 1차측 전류(Ipri)가 자화 전류 (ILm)과 같아짐을 확인할 수 있다. 이때, 1차측 회로(120)의 스위치 소자들의 기생 커패시턴스(Coss) 및 변압기(110)의 기생 커패시턴스를 충분히 방전시킬 수 있는 에너지가 자화 인덕터(126)에 저장되어 있는 경우, 부하 조건과 무관하게 1차측 회로(120)의 스위치 소자들의 영전압 스위칭 턴온 조건을 만족시킬 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000023
수학식 23에서,
Figure PCTKR2016013510-appb-I000011
은 자화 전류(ILm)의 peak-to-peak 값, Coss는 1차측 스위치 소자들의 출력 커패시턴스를 나타내고, Lm은 자화 인덕터(126)의 인덕턴스로 아래의 수학식 24로부터 산출될 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000024
수학식 24에서 Dmin은 최소 출력 전압에 따른 최소 유효 듀티값을 나타낸다.
또한, 도 8을 참조하면, 1차측 스위치 소자들을 위한 적절한 영전류 스위칭 시간은 변압기 1차측 전류의 크기(Ipri)가 자화 전류(ILm)의 크기로 감소하는 구간의 시간임을 확인할 수 있다. 이 구간에서는 변압기 2차측 전류(ISec) 또한 0으로 리셋됨을 확인할 수 있다(t5). 이때, 제5 동작 모드에서의 변압기 2차측 전류(ISec)는 아래의 수학식 25 및 26과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2016013510-appb-M000025
Figure PCTKR2016013510-appb-M000026
수학식 25 및 26에서, Io는 반사 출력 전류, n은 변압기 턴비, Vs는 입력 전압, VCr은 클램프 커패시터(132)에 걸리는 전압, Zr은 특성 임피던스, ωr은 공진 각 주파수를 나타낸다.
수학식 26에 따르면, 반사 출력 전류(Io)는
Figure PCTKR2016013510-appb-I000012
의 조건을 만족시킬 수 있도록 반드시 충분히 큰 값을 가져야 하며, 그렇지 않은 경우, 2차측 전류(ISec)가 0으로 리셋될 수 없다.
또한, 도 8을 참조하면, t6~t9에서 적은 자화 전류(ILm) 만이 변압기(110) 1차측을 프리휠링함을 확인할 수 있다. 따라서, 프리휠링 구간에서의 전도 손실(conduction loss)을 최소화할 수 있으며, 특히 경부하 조건 하에서의 높은 효율을 가질 수 있다.
또한, 도 8을 참조하면, 제5 동작 모드(t5~t6)에서, 2차측 전류(ISec)가 0으로 감소할 때, 제1 다이오드(D1) 및 제4 다이오드(D4)가 역 회복 문제 없이 오프될 수 있다. 따라서, 역회복 현상으로 인해 발생하는 손실 또한 완벽히 제거할 수 있다. 일반적으로 정류 다이오드들의 역회복 현상으로 인해 발생하는 손실은 컨버터의 효율에 큰 영향을 미치는데, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)는 역회복 현상으로 인해 발생하는 손실을 제거할 수 있어 높은 효율을 달성할 수 있다. 아울러, 정류 브릿지의 전압은 클램프 커패시터(132)의 최대 전압으로 클램프되어, 전압 링잉 문제 또한 제거할 수 있다.
또한, 도 8을 참조하면, 커뮤테이션(commutation) 구간인 t0~t1에서, 1차측 전류(Ipri)가 거의 0으로부터 반사 출력 전류의 크기까지 증가함을 확인할 수 있다. 이때, 누설 인덕턴스의 값을 최소화함으로써, 듀티 사이클 손실을 최소화할 수 있으며, 그 결과 최대 효율을 달성할 수 있다.
이하에서는, 도 9a 내지 도 11을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)의 유리한 효과를 검증하기로 한다.
도 9a 내지 도 9f는 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 3kW의 출력 전류 조건 하에서의 출력 파형을 나타낸 그래프이고, 도 10a 내지 도 10c는 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 250V 출력 전압 조건 하에서의 출력 파형을 나타낸 그래프이며, 도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 서로 다른 출력 전압 조건 하에서의 효율을 나타낸 그래프이다.
먼저, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)의 동작 특성을 확인하고, 그 효과를 검증하기 위해 아래 표 1 내지 표 3과 같은 사양 및 조건의 컨버터를 설계하였다.
Figure PCTKR2016013510-appb-T000001
Figure PCTKR2016013510-appb-T000002
Figure PCTKR2016013510-appb-T000003
도 9a 및 도 9b를 참조하면, 3kW의 출력 전력 조건 하에서, 1차측 회로(120)의 리딩 레그 및 래깅 레그에 마련된 제1 스위치(121) 내지 제4 스위치(124)가 모두 영전압 스위칭 조건 하에서 턴온 동작을 수행하고, 거의 영전류 스위칭 조건 하에서 턴오프 동작을 수행할 수 있음을 확인할 수 있다.
또한, 도 9c를 참조하면, 변압기(110)의 1차측 및 2차측 각각의 전압 및 전류를 확인할 수 있는데, 프리휠링 구간에서, 변압기(110)의 1차측에 적은 자화 전류만이 흐름을 확인할 수 있다. 이에 따라, 순환 전류에 의한 전도 손실이 거의 제로이다.
또한, 도 9d를 참조하면, 2차측 회로(130)에 마련되어 정류 동작을 수행하는 제1 다이오드(D1)에 걸리는 전압 및 전류의 파형을 확인할 수 있는데, 정류기의 전압 링잉이 580V로 완벽하게 클램프 됨을 확인할 수 있다. 아울러, 제1 다이오드(D1)가 역방향 바이어스 되기 전에 ID1의 기울기가 stiff 하지 않으므로, 역회복 전류가 제거될 수 있다. 이처럼, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터(100)는 정류 다이오드들의 역회복 문제를 해소할 수 있다.
또한, 도 9e를 참조하면, 2차측 회로(130)에 마련된 능동 클램프 스위치(131)의 파형을 확인할 수 있다. 능동 클램프 스위치(131)는 변압기(110)의 누설 인덕턴스(Llk)와 클램프 커패시터(132) 간의 공진에 의해 영전류 스위칭 턴온 조건을 달성할 수 있다.
또한, 도 9f를 참조하면, 2차측 회로(130)에 마련된 클램프 커패시터(132)의 파형을 확인할 수 있다. 클램프 커패시터(132)의 전압(VCr)은 충전 전류(ICr)이 0으로 떨어질 때 피크 값을 가지며, 이후, 그 값을 유지하다가 능동 클램프 스위치(131)가 턴온되는 경우, 방전될 수 있다.
또한, 도 10a를 참조하면, 10%의 부하 조건 하에서, 1차측 회로(120)의 리딩 레그 및 래깅 레그에 마련된 스위치 소자들의 영전압 스위칭 턴온을 달성할 수 있음을 확인할 수 있다. 이는 자화 인덕터(Lm)에 저장된 유도성 에너지가 스위치 소자들의 출력 커패시터를 방전시킬 수 있을 만큼 충분하기 때문이다. 즉, 영전압 스위칭 턴온 조건은 부하의 변화와 독립적이라는 것이 증명된다.
또한, 도 10b 및 도 10c를 참조하면, 입력 전압이 400V, 출력 전압이 250V 및 부하가 2kW의 조건 하에서 리딩 레그의 스위치 소자가 영전류 스위칭 턴오프 동작을 수행함을 확인할 수 있다. 이처럼, 출력 전류가 최소값(250V)일 때, 제4 동작 모드의 시간은 0으로 줄어드는데, 이에 따라, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동 클램프 풀브릿지 컨버터는 영전류 스위칭 유사 공진 컨버터로서 동작하게 된다. 이때, 리딩 레그의 스위치 소자가 턴오프 되기 전에 1차측 전류(Ipri)는 자화 전류(ILm)와 같아질 수 있다.
또한, 도 11을 참조하면, 입력 전압이 380V이고, 250V, 400V, 420V의 서로 다른 출력 전압 조건 하에서의 효율을 확인할 수 있다. 출력 전압이 420V일 때, 2kW의 부하 조건 하에서 최대 효율 97.6%을 보임을 확인할 수 있으며, 경부하 조건 하에서도 비교적 높은 효율(>96%)을 보임을 확인할 수 있다.
이상에서는 실시 예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (15)

1차측 권선과 2차측 권선을 포함하여 전압 변환을 수행하는 변압기;
입력 전원을 공급하는 입력 커패시터와 연결되며, 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하여 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 1차측 권선으로 전달하는 1차측 회로; 및
상기 2차측 권선과 연결되며, 제1 다이오드 내지 제4 다이오드가 마련된 정류 브릿지 회로, 상기 정류 브릿지 회로와 연결되며 직렬 연결된 능동 클램프 스위치 및 클램프 커패시터로 구성되는 능동 클램프 회로 및 상기 능동 클램프 회로와 연결되는 출력 인덕터를 포함하여 상기 1차측 회로로부터 상기 변압기를 통해 전달 받은 에너지를 상기 출력 인덕터 및 상기 능동 클램프 회로와 연결되는 출력 커패시터로 전달하는 2차측 회로를 포함하는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
상기 능동 클램프 스위치 및 상기 변압기의 누설 인덕턴스와 공진을 수행하는 클램프 커패시터로 구성되는 능동 클램프 회로를 포함하는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터.
제2항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
병렬 연결된 한 쌍의 레그 상에 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드가 마련되고, 상기 한 쌍의 레그의 상측 접점에 상기 능동 클램프 스위치의 일단이 연결되고, 상기 능동 클램프 스위치의 타단에 상기 클램프 커패시터의 일단이 연결되며, 상기 한 쌍의 레그의 하측 접점에 상기 클램프 커패시터의 타단이 연결되는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
상기 클램프 커패시터와 상기 변압기의 누설 인덕턴스 간의 공진을 일정 기간 미룰 수 있도록 턴온 동작을 수행하는 상기 능동 클램프 스위치를 포함하는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
프리휠링 구간에서의 상기 1차측 회로로부터 출력되는 1차측 전류가 리셋될 수 있도록 턴온 동작을 수행하는 상기 능동 클램프 스위치를 포함하는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 1차측 회로는,
유사 정현 곡선 파형을 갖는 1차측 회로를 출력하는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 1차측 회로는,
병렬로 연결된 제1 레그 및 제2 레그를 포함하고, 상기 제1 레그 및 상기 제2 레그 상에 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치가 마련되며, 상기 제1 레그 및 상기 제2 레그를 연결하는 입력 전압선 상에 누설 인덕터 및 자화 인덕터가 마련되고, 상기 자화 인덕터가 상기 1차측 권선과 병렬 연결되는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
상기 능동 클램프 스위치가 턴온 되면, 상기 능동 클램프 스위치를 통해 상기 클램프 커패시터에 저장되어 있던 에너지가 상기 출력 커패시터로 방전되는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터.
입력 전원을 공급하는 입력 커패시터와 출력 부하 저항과 병렬 연결되는 출력 커패시터 사이에서 전압 변환을 수행하며, 상기 입력 커패시터와 연결되는 1차측 회로는 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하고, 상기 출력 커패시터와 연결되는 2차측 회로는 정류 브릿지 회로, 상기 정류 브릿지 회로와 연결되며 직렬 연결된 능동 클램프 스위치 및 클램프 커패시터로 구성되는 능동 클램프 회로 및 상기 능동 클램프 회로와 연결되는 출력 인덕터를 포함하며, 상기 1차측 회로와 상기 2차측 회로 사이에 전압 변환을 수행하는 변압기가 마련된 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 구동방법에 있어서,
상기 1차측 회로에서는 풀브릿지 회로의 동일한 레그에 마련된 제1 스위치 및 제2 스위치는 서로 반대로 턴온 또는 턴오프 제어되고, 제3 스위치 및 제4 스위치는 서로 반대로 턴온 또는 턴오프 제어되어 상기 입력 전원을 상기 변압기로 전달하고,
상기 2차측 회로에서는 상기 풀브릿지 회로의 대각선 상에 마련된 스위치가 모두 턴온 된 상태에서 영전류 스위칭 턴온 조건을 달성한 경우, 상기 능동 클램프 스위치가 턴온 제어되어, 상기 클램프 커패시터에 저장되어 있던 에너지가 상기 출력 커패시터로 전달되는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
제9항에 있어서,
상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치 및 상기 능동 클램프 스위치의 스위칭 주기가 시작되기 이전에 상기 2차측 회로에서는, 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드가 모두 동작하여 상기 출력 인덕터의 반사 전류를 위한 전도 경로를 형성하는 것을 더 포함하는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
제10항에 있어서,
상기 스위칭 주기에는 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치의 소프트 스위칭 조건을 달성하기 위한 소정의 조건을 만족하는 데드 타임이 포함되는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
제11항에 있어서,
상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치는 영전압 스위칭 조건 하에서 턴온 동작을 수행하는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
제11항에 있어서,
상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치는 영전류 스위칭 조건 하에서 턴오프 동작을 수행하는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
제9항에 있어서,
상기 제1 다이오드 및 상기 제4 다이오드가 순방향 바이어스 되면, 상기 변압기의 누설 인덕턴스 및 상기 클램프 커패시터 간의 공진이 시작되는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
제9항에 있어서,
상기 클램프 커패시터가 최대 값으로 충전되면, 상기 정류 브릿지 회로의 정류 전압이 상기 클램프 커패시터의 최대 전압에 의해 클램프되는 능동 클램프 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
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