WO2022005206A1 - 전력 변환 장치 및 그 제어 방법 - Google Patents

전력 변환 장치 및 그 제어 방법 Download PDF

Info

Publication number
WO2022005206A1
WO2022005206A1 PCT/KR2021/008277 KR2021008277W WO2022005206A1 WO 2022005206 A1 WO2022005206 A1 WO 2022005206A1 KR 2021008277 W KR2021008277 W KR 2021008277W WO 2022005206 A1 WO2022005206 A1 WO 2022005206A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switching element
gate driver
pulse width
switching
diode
Prior art date
Application number
PCT/KR2021/008277
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
윤선재
박기우
서정원
Original Assignee
엘에스일렉트릭(주)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from KR1020200082213A external-priority patent/KR102381873B1/ko
Priority claimed from KR1020200103474A external-priority patent/KR102573204B1/ko
Application filed by 엘에스일렉트릭(주) filed Critical 엘에스일렉트릭(주)
Priority to JP2023500101A priority Critical patent/JP2023533267A/ja
Priority to US18/014,298 priority patent/US20230261562A1/en
Publication of WO2022005206A1 publication Critical patent/WO2022005206A1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08122—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/28—Modifications for introducing a time delay before switching
    • H03K17/284—Modifications for introducing a time delay before switching in field effect transistor switches
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion apparatus and a control method thereof, and more particularly, to a power conversion apparatus capable of protecting a switching element when driving is stopped, and a control method thereof.
  • a control signal for simultaneously turning off switching elements is outputted when driving is stopped.
  • a Schottky diode is additionally connected to prevent loss of loss due to a high voltage drop when the diode conducts.
  • a current sensor was required to measure the current, and the complexity increased due to passive turn-on/turn-off control by current flow.
  • the conventional power conversion device uses a switching element and a passive element connected in parallel with each switching element as elements of different materials and discloses a three-level inverter/converter system in which each element is separately connected, but parasitic Since the inductance was very large, there was a problem in that the configuration was very complicated, such as using an additional gating circuit.
  • each switching element and diode is composed of a plurality of modules, there is a problem that the parasitic inductance increases.
  • An object of the present disclosure is to provide a power conversion device that minimizes the possibility of damage to a switching element that may occur when the power conversion device stops driving.
  • An object of the present disclosure is to provide a power conversion device capable of preventing a specific switching device from being damaged by delaying a signal input to a specific switching device by a predetermined delay time when the power conversion device stops driving. .
  • An object of the present disclosure is to provide a power conversion device that minimizes the possibility of damage by preventing an instantaneous high voltage from being applied to a switching element when the power conversion device stops driving.
  • An object of the present disclosure is to provide a high-efficiency power conversion device capable of reducing conduction loss without using an additional diode.
  • An object of the present disclosure is to provide a power conversion device capable of increasing efficiency of power conversion by reducing inductance by configuring a plurality of switching elements and diodes as one module.
  • An object of the present disclosure is to provide a power conversion device capable of reducing a time for conduction to a diode by controlling an operation of each switching element according to a voltage mode output from a power source.
  • a power conversion device includes a first switching element, a second switching element, a third switching element, a fourth switching element, and a first switching element, a second switching element, and a third switching element connected in series with each other A first diode, a second diode, a third diode, a fourth diode, and a connection point of the first switching element and the second switching element respectively connected in anti-parallel to the element and the fourth switching element, and the third switching element and the fourth switching element A leg including a fifth diode and a sixth diode connected in series with each other between the connection points of the DC positive terminal connected to the drain terminal of the first switching element, and connected to the source terminal of the fourth switching element A first switching element according to a potential output from each of the smoothing part and the DC positive terminal, the DC negative terminal and the neutral including a first capacitor and a second capacitor connected in series between the DC negative terminal and the DC positive terminal at the neutral point , a gate driver for controlling ON/OFF of each of
  • a power conversion device controls a first pulse width modulated signal for controlling the first switching element with a gate driver, a second pulse width modulated signal for controlling the second switching element, and a third switching element and a pulse width modulation (PMW) controller for outputting a third pulse width modulated signal for controlling the fourth switching element and a fourth pulse width modulated signal for controlling the fourth switching element.
  • PMW pulse width modulation
  • the power conversion apparatus includes a signal delay unit delaying the second pulse width modulated signal or the third pulse width modulated signal by a predetermined delay time.
  • the power conversion apparatus includes a signal delay unit that delays the second pulse width modulation signal output from the pulse width modulation controller by a predetermined delay time to output the delayed second pulse width modulation signal.
  • the second switching device when the driving of the power conversion device is stopped while the current flows from the first switching device to the path of the second switching device, the second switching device performs the first switching for a predetermined delay time It includes a gate driver that controls to turn off later than the device.
  • the third switching device when the driving of the power conversion device is stopped while current flows from the third switching device to the path of the fourth switching device, the third switching device performs fourth switching for a predetermined delay time It includes a gate driver that controls to turn off later than the device.
  • a power conversion device includes a gate driver that controls each of a plurality of switching elements by varying the time when each of the plurality of switching elements is turned off based on an ON or OFF state of each of the plurality of switching elements.
  • the second switching device when the first switching device and the second switching device are turned on and a driving stop command of the power conversion device is executed, the second switching device is controlled to be OFF and a gate driver that performs an operation later than a control operation of turning off the first switching element by a predetermined delay time.
  • the third switching element and the fourth switching element are on and a driving stop command of the power conversion apparatus is executed, the third switching element is controlled to be turned off and a gate driver that performs an operation later than a control operation of turning off the fourth switching element by a predetermined delay time.
  • a power conversion device includes a first switching element, a second switching element, a third switching element, a fourth switching element, and a first switching element, a second switching element, and a third switching element connected in series with each other A first diode, a second diode, a third diode, a fourth diode, and a connection point of the first switching element and the second switching element respectively connected in anti-parallel to the element and the fourth switching element, and the third switching element and the fourth switching element A leg including a fifth diode and a sixth diode connected in series with each other between the connection points of the DC positive terminal connected to the drain terminal of the first switching element, and connected to the source terminal of the fourth switching element A first switching element according to a potential output from each of the smoothing part and the DC positive terminal, the DC negative terminal and the neutral including a first capacitor and a second capacitor connected in series between the DC negative terminal and the DC positive terminal at the neutral point , a gate driver for controlling ON/OFF of each of
  • the power conversion device turns on the first switching element and the second switching element when outputting a potential from the DC positive terminal, and turns off the third switching element and the fourth switching element It includes a gate driver that controls to do so.
  • the power conversion device includes a gate driver that outputs a potential at a neutral point and controls to turn off the first switching element and turn on the second switching element when the AC voltage is a positive (+) voltage do.
  • the power conversion device includes a gate driver that outputs a potential at a neutral point, and controls to turn off the fourth switching element and turn on the third switching element when the AC voltage is a negative (-) voltage do.
  • a power conversion device includes a gate driver that controls to maintain an off state of the first switching element when the second switching element and the third switching element are turned on.
  • the power conversion apparatus includes a gate driver that controls to maintain an off state of the fourth switching element when the second switching element and the third switching element 13 are turned on.
  • a plurality of legs are connected in parallel.
  • the cathode terminal of the fifth diode is connected between the first switching element and the second switching element, and from the connection point of the first switching element and the second switching element to the neutral point connected in a direction that blocks the current.
  • the anode terminal of the sixth diode is connected between the third switching element and the third switching element, and from the neutral point to the connection point of the third switching element and the fourth switching element
  • the current of the power conversion device according to an embodiment of the present disclosure is connected in a blocking direction.
  • the power conversion device stops driving, it is possible to prevent a specific switching device from being damaged by delaying a signal input to a specific switching device by a predetermined delay time.
  • the power conversion device when the power conversion device stops driving, it is possible to prevent a high voltage from being instantaneously applied to the switching element, thereby minimizing the possibility of damage.
  • conduction loss may be reduced without using an additional diode.
  • the efficiency of power conversion may be increased by reducing parasitic inductance due to a plurality of switching elements and diodes of the power conversion device.
  • the conduction time to the diode may be reduced to increase the efficiency of power conversion.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power conversion device according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a PWM controller and a gate driver according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG 3 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 4 is a view for explaining the generation of a current loop according to the stopping of driving of the power conversion device.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 6 is a view for explaining the generation of a current loop according to the stop of the driving of the power conversion device.
  • FIG. 7 is a view for explaining a signal delay unit according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to another embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to another embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to another embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to another embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power conversion device according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1 a single-phase circuit of a power conversion device 1 according to an embodiment of the present disclosure is shown.
  • the circuit of FIG. 1 may be configured as a three-phase circuit to convert DC power into AC power and output it.
  • the power conversion device 10 is a converter device that supplies power in three phases
  • the circuit of FIG. 1 may be configured as a three-phase circuit to convert AC power into DC power and output it.
  • the power conversion device 1 includes a first switching element 11 , a second switching element 12 , a third switching element 13 , a fourth switching element 14 , and a first diode 21 . ), a second diode 22 , a third diode 23 , a fourth diode 24 , a fifth diode 25 , and a leg including a sixth diode 26 .
  • the power conversion device 1 may include a first capacitor 31 , a second capacitor 32 , an AC terminal AC, a DC positive (+) terminal P, and a DC negative ( ⁇ ) terminal N.
  • the first capacitor 31 and the second capacitor 32 may be connected to each other in series at a DC positive (+) terminal P and a DC negative ( ⁇ ) terminal N.
  • a DC link can be connected in series with two capacitors.
  • the power conversion device 1 a DC positive terminal connected to the drain terminal of the first switching element, a DC negative terminal connected to the source terminal of the fourth switching element, and between the DC positive terminal
  • a smoothing unit including a first capacitor and a second capacitor connected to each other in series at a neutral point may be included.
  • the first diode 21 , the second diode 22 , the third diode 23 , and the fourth diode 24 are the first switching element 11 , the second switching element 12 , and the third switching element, respectively. It may be a body diode of the device and the fourth switching device 14 .
  • the first switching element 11 and the first diode 21 are a first power semiconductor switch
  • the second switching element 12 and the second diode 22 are a second power semiconductor switch
  • a third switching element (13) and the second diode 23 may be referred to as a third power semiconductor switch
  • the fourth switching element 14 and the fourth diode 21 may be referred to as a fourth power semiconductor switch.
  • the power semiconductor switch may include a MOSFET, a SiC MOSFET, an insulated gate bipolar transistor (IGBT), or the like.
  • the power conversion device 1 may include a gate driver 40 .
  • the gate driver 40 may control switching elements.
  • the gate driver 40 may include a first gate driver 41 , a second gate driver 42 , a third gate driver 43 , and a fourth gate driver 44 .
  • the gate driver 40 may turn on or off each of the switching elements 11, 12, 13, and 14 by applying or blocking voltage to each of the switching elements.
  • the first switching element 11, the second switching element 12, the third switching element 13, and the fourth switching element 14 are connected to each other from the positive (+) terminal of the DC power supply to the negative (-) terminal of the DC power supply. can be connected in series.
  • the fifth diode 25 and the sixth diode 26 may be connected in series with each other, and the connection point of the fifth diode 25 and the sixth diode 26 is the first capacitor 31 and the second capacitor ( 32) can be connected at neutral point O.
  • the fifth diode 25 and the sixth diode 26 may be Zener diodes.
  • the Zener diode is a type of semiconductor diode and has a very low breakdown voltage characteristic, and thus a current may flow when a predetermined breakdown voltage is applied in the reverse direction. Accordingly, the fifth diode 25 and the sixth diode 26 may protect the circuit element from overvoltage.
  • the cathode (cathode) terminal of the fifth diode 25 is connected between the first switching element 11 and the second switching element 12, the first switching element 11 and the second switching element 12 ) from the connection point to the neutral point O of the DC power source.
  • the anode terminal of the sixth diode 26 is connected between the third switching element 13 and the fourth switching element 14, and at the neutral point O of the DC power source, the third switching element 13 and the second 4 may be connected in a direction that blocks a current to the connection point of the switching element 14 .
  • the fifth diode 25 and the sixth diode 26 may be a wide band gap (WBG) semiconductor device having a predetermined band gap E g or more.
  • WBG wide band gap
  • the wide bandgap semiconductor device may be a device made of a material such as silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga2O3), aluminum nitride (AlN), or diamond.
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • Ga2O3 gallium oxide
  • AlN aluminum nitride
  • diamond diamond
  • the power conversion device 1 is a first diode connected in anti-parallel to each of the first switching element 11 , the second switching element 12 , the third switching element 13 , and the fourth switching element 14 , respectively. (21), do not connect an additional diode (for example, a Schottky diode) to prevent loss of loss due to a high voltage drop when conducting the second diode 22, third diode 23, and fourth diode 24 It is possible to minimize the conduction loss without
  • the power conversion device 1 does not require a current sensor for measuring the current flowing through the additional diode, so the cost can be low, and the complexity can be reduced because the on/off control is not required according to the conduction of the current.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a PWM controller 50 and a gate driver 40 according to an embodiment of the present disclosure.
  • the power conversion device 1 may include a pulse width modulation (PWM) controller 50 .
  • PWM pulse width modulation
  • the pulse width modulation (PWM) controller 50 may pulse width modulate the input voltage to output a pulse width modulation signal.
  • the pulse width modulation (PWM) controller 50 may output a pulse width modulation signal to the gate driver 40 .
  • the gate driver 40 may control each of the switching elements based on the pulse width modulation signal.
  • the pulse width modulation (PWM) controller 50 pulse width modulates the input voltage to generate a plurality of pulse width modulated signals, respectively, for the first gate driver 41 , the second gate driver 42 , and the third gate It may be provided as the driver 42 and the fourth gate driver 44 .
  • the pulse width modulation (PWM) controller 50 may output the first pulse width modulation signal Q 1 to the first gate driver 41 controlling the first switching element 11 .
  • the pulse width modulation (PWM) controller 50 may output the second pulse width modulation signal Q 2 to the second gate driver 42 that controls the second switching element 12 .
  • the pulse width modulation (PWM) controller 50 may output the third pulse width modulation signal Q 3 to the third gate driver 43 controlling the third switching element 13 .
  • the pulse width modulation (PWM) controller 50 may output the fourth pulse width modulation signal Q 4 to the fourth gate driver 44 controlling the fourth switching element 14 .
  • Each gate driver 41 , 42 , 43 , 44 has a respective pulse width modulated signal Q 1 , Q 2 , Q 3 , Q 4 ) is received, and each of the switching elements 11 , 12 , 13 , and 14 may control ON and OFF of the switching elements 11 , 12 , 13 and 14 .
  • FIG 3 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to an embodiment of the present disclosure.
  • the gate driver 40 may control the current to flow from the first switching element 11 to the second switching element 12 in the power conversion device 1 .
  • the gate driver 40 When outputting the DC positive terminal P potential, the gate driver 40 is turned on by applying a voltage to the first switching element 11 using the received first pulse width modulation signal Q 1 , and the input received A voltage is applied to the second switching element 12 using the second pulse width modulated signal Q 2 to be turned on, and the third switching element using the received third pulse width modulated signal Q 3 . (13) is turned off (OFF), using the received fourth pulse width modulation signal (Q 4 ) It can be controlled to turn off (OFF) the fourth switching element (14).
  • the case of outputting the P potential may mean outputting the highest potential of the DC power configured by connecting the first capacitor 31 and the second capacitor 32 in series, and a positive (+) voltage (+E) It may be a case of outputting .
  • FIG. 4 is a view for explaining the generation of a current loop according to the stop of the driving of the power conversion device (1).
  • the power conversion device 1 turns off all of the first switching element 11 , the second switching element 12 , the third switching element 13 , and the fourth switching element 14 when the driving is stopped.
  • the pulse width modulation (PWM) controller 50 may include a plurality of pulse width modulation signals Q 1 , Q 2 , Q 3 , Q 4 ) may be output to the gate driver 40 .
  • the first gate driver 41 , the second gate driver 42 , the third gate driver 43 , and the fourth gate driver 44 are synchronized with the pulse width modulated signal Q 1 , Q 2 , Q 3 , Q 4 )
  • the first switching element 11 , the second switching element 12 , the third switching element 13 , and the fourth switching element 14 may be controlled to be turned off.
  • the third switching element ( 13) and the fourth switching element 14 may be turned on. Accordingly, a current loop through which current flows from the third switching element 13 to the second path P2 of the fourth switching element 14 may be generated. In this case, the voltage at the DC positive terminal P and the DC negative terminal N is applied to the second switching element 12 , and there is a possibility that the second switching element 12 may be damaged. Therefore, in the case of stopping the driving, a delay is generated in the second pulse width modulation signal Q2 output to the second switching element 12 to prevent the generation of a current loop, so that the second switching element 12 is different. There is a need not to be turned off (OFF) before the switching elements.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to an embodiment of the present disclosure.
  • the gate driver 40 may control the current to flow from the third switching device 13 to the fourth switching device 14 in the power conversion device 1 .
  • the gate driver 40 turns off the first switching element 11 using the received first pulse width modulation signal Q 1 when outputting the DC negative terminal N potential, and the received second pulse width modulation signal (Q 1 ) Q 2 ) is used to turn off the second switching element 12 , the third switching element 13 is turned on by using the received third pulse width modulation signal Q 3 , and the received fourth pulse width modulation signal is used to turn on the third switching element 13 .
  • the fourth switching element 14 may be controlled to be turned on using the signal Q 4 .
  • the case of outputting the N potential may mean outputting the lowest potential of the DC power configured by connecting the first capacitor 31 and the second capacitor 32 in series, and a negative (-) voltage (-E) It may be a case of outputting .
  • FIG. 6 is a view for explaining the generation of a current loop according to the stop of the driving of the power conversion device (1).
  • the power conversion device 1 turns off all of the first switching element 11 , the second switching element 12 , the third switching element 13 , and the fourth switching element 14 when the driving is stopped.
  • the pulse width modulation (PWM) controller 50 may include a plurality of pulse width modulation signals Q 1 , Q 2 , Q 3 , Q 4 ) may be output to the gate driver 40 .
  • the first gate driver 41 , the second gate driver 42 , the third gate driver 43 , and the fourth gate driver 44 are synchronized with the pulse width modulated signal Q 1 , Q 2 , Q 3 , Q 4 )
  • the first switching element 11 , the second switching element 12 , the third switching element 13 , and the fourth switching element 14 may be controlled to be turned off.
  • the third switching element 13 when the third switching element 13 is first turned off for a predetermined time (eg, several ns), the first switching element ( 11) and the second switching element 12 may be turned on. Accordingly, a current loop through which current flows from the second switching element 12 to the fourth path P4 of the first switching element 11 may be created. In this case, the voltage at the DC positive terminal P and the DC negative terminal N is applied to the third switching element 13 , and there is a possibility that the third switching element 13 may be damaged. Therefore, in the case of stopping the driving, a delay is generated in the second pulse width modulation signal Q2 output to the second switching element 13 to prevent the generation of a current loop, so that the second switching element 12 is different from each other. There is a need not to be turned off (OFF) before the switching elements.
  • a predetermined time eg, several ns
  • FIG. 7 is a view for explaining a signal delay unit according to an embodiment of the present disclosure.
  • the power conversion device 1 may further include a signal delay unit 60 .
  • the signal delay unit 60 includes a plurality of pulse width modulated signals Q 1 , Q 2 , Among Q 3 , Q 4 ), a signal of a pulse width modulated signal requiring a signal delay may be delayed by a predetermined delay time.
  • the delayed predetermined delay time may mean a preset time for preventing a predetermined switching element from being first turned off or turning it off later.
  • a first pulse width modulated signal Q1, a second pulse width modulated signal Q2, a third pulse width modulated signal Q3, and a fourth pulse width modulated signal Q4 from the pulse width modulation (PWM) controller 50 may be output and input to the gate driver 40 .
  • the power conversion device 10 converts the second pulse width modulated signal Q2 or the third pulse width modulated signal Q3 to a predetermined value. It may further include a signal delay unit 60 for delaying the time.
  • the first signal delay unit 61 delays the second pulse width modulation signal Q2 output from the pulse width modulation (PWM) controller 50 by a predetermined delay time to thereby delay the second pulse width modulation signal. (Q2 d ) can be output
  • the pulse width modulation (PWM) controller 50 the first pulse width modulated signal Q1, the second pulse width modulated signal Q2, the third pulse width modulated signal Q3, and the fourth pulse width modulated signal (Q1) When Q4) is output and input to the first gate driver 41, the second gate driver 42, the third gate driver 43, and the fourth gate driver 44, the second gate driver 42 is delayed
  • the control of the second gate driver 42 to turn off the second switching element 12 may be delayed by a delay time.
  • the second signal delay unit 62 delays the third pulse width modulation signal Q3 output from the pulse width modulation (PWM) controller 50 by a predetermined delay time to thereby delay the third pulse width A modulated signal Q3 d may be output.
  • the pulse width modulation (PWM) controller 50 the first pulse width modulated signal Q1, the second pulse width modulated signal Q2, the third pulse width modulated signal Q3, and the fourth pulse width modulated signal (Q1) When Q4) is output and input to the first gate driver 41, the second gate driver 42, the third gate driver 43, and the fourth gate driver 44, the third gate driver 43 is delayed
  • the control of the third gate driver 43 turning off the third switching element 13 may be delayed by a delay time.
  • the gate driver 40 may control by varying the time at which each of the plurality of switching elements is turned off based on an on-off state of each of the plurality of switching elements.
  • the second switching The control operation of turning off the element 12 may be operated later than the control operation of turning off the first switching element 11 by a predetermined delay time. Accordingly, it is possible to prevent a problem in that the second switching element 12 is turned off before the first switching element 11 to generate a current loop and thus the second switching element 12 is damaged.
  • the second 3 The control operation of turning off the switching element 13 may be operated later than the control operation of turning off the fourth switching element 14 by a predetermined delay time. Accordingly, it is possible to prevent the third switching element 13 from being turned off before the fourth switching element 14 to generate a current loop, thereby preventing the third switching element 13 from being damaged.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to another embodiment of the present disclosure.
  • the gate driver 40 is turned on by applying a voltage to the first switching element 11 and the second switching element 12 when outputting the DC positive terminal P potential, and the third switching element 13 and the second switching element 12 are turned on. 4
  • the switching element 14 can be controlled to be off (OFF).
  • the case of outputting the P potential may mean outputting the highest potential of the DC power configured by connecting the first capacitor 31 and the second capacitor 32 in series, and a positive (+) voltage (+E) It may be a case of outputting .
  • a current may flow from the first switching element 11 to the path of the second switching element 12 .
  • FIG. 9 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to another embodiment of the present disclosure.
  • the gate driver 40 When the gate driver 40 outputs a neutral point O potential, when the AC voltage is a positive (+) voltage, the first switching element 11 is turned off, and a voltage is applied to the second switching element 12 . It can be controlled to turn on (ON).
  • the case of outputting the O potential may mean outputting an intermediate potential of a DC power source configured by connecting the first capacitor 31 and the second capacitor 32 in series, and may be a case of outputting a 0 voltage.
  • a current may flow from the fifth diode 25 to the path of the second switching element 12 .
  • FIG. 10 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to another embodiment of the present disclosure.
  • the gate driver 40 When the gate driver 40 outputs an O potential, when the AC voltage is a negative (-) voltage, the fourth switching element 14 is turned off, and a voltage is applied to the third switching element 13 to It can be controlled to be ON.
  • a current may flow from the third switching element 13 to the path of the sixth diode 26 .
  • FIG. 11 is a diagram for explaining a circuit operation of a power conversion device according to another embodiment of the present disclosure.
  • the gate driver 40 When outputting an N potential, the gate driver 40 is turned on by applying a voltage to the third switching element 13 and the fourth switching element 14 , and the first switching element 11 and the second switching element (12) can be controlled to be off (OFF).
  • the case of outputting the N potential may mean outputting the lowest potential of the DC power configured by connecting the first capacitor 31 and the second capacitor 32 in series, and a negative (-) voltage (-E) It may be a case of outputting
  • a current may flow from the third switching element 13 to the path of the fourth switching element 14 .
  • the gate driver 40 may control the first switching element 11 not to be turned on. .
  • the gate driver 40 may control the fourth switching element 14 not to be turned on. .
  • the gate driver 40 controls the switching element according to the potential output without considering the direction of the current, thereby reducing the conduction time to the body diode of each of the switching elements.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

본 개시의 전력 변환 장치 및 그 제어 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 구동 중지를 수행하는 경우 스위칭 소자를 보호할 수 있는 전력 변환 장치 및 그 제어 방법에 관한 것이다. 본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 게이트 드라이버로 제1 스위칭 소자를 제어하기 위한 제1 펄스 폭 변조 신호, 제2 스위칭 소자를 제어하기 위한 제2 펄스 폭 변조 신호, 제3 스위칭 소자를 제어하기 위한 제3 펄스 폭 변조 신호 및 제4 스위칭 소자를 제어하기 위한 제4 펄스 폭 변조 신호를 출력하는 펄스 폭 변조(PMW) 컨트롤러를 포함한다.

Description

전력 변환 장치 및 그 제어 방법
본 개시의 전력 변환 장치 및 그 제어 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 구동 중지를 수행하는 경우 스위칭 소자를 보호할 수 있는 전력 변환 장치 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
종래 전력 변환 장치에서는 구동 중지를 수행하는 경우 스위칭 소자들을 동시에 오프시키는 제어 신호를 동시에 출력하였다.
이 경우, 신호 전달 딜레이에 의해 모든 스위칭 소자들이 동시에 꺼지는 것이 아니라 일부 스위칭 소자들이 먼저 오프되거나 늦게 오프되는 문제가 발생하였다.
일부 스위칭 소자들이 먼저 오프되거나 늦게 오프되는 경우 순간적으로 특정 스위칭 소자에 높은 전압이 걸려 특정 스위칭 소자가 소손되는 문제가 발생하였다.
따라서, 전력 변환 장치에서 구동 중지를 수행하는 경우 스위칭 소자를 보호하기 위한 제어 방법의 필요성이 증대하고 있다.
또한 종래 전력 변환 장치에서는 다이오드로 도통 시 높은 전압강하에 의한 손실저하를 막기 위해 쇼트키 다이오드를 추가로 연결하였다. 그러나, 다이오드 추가에 따른 비용 상승의 문제가 있었으며, 전류를 측정하기 위한 전류센서를 필요로 하였으며, 전류 흐름에 의한 수동적인 턴온(Turn on)/턴오프(Turn off)제어로 복잡성이 증대되는 문제가 있었다.
또한, 종래 전력 변환 장치에서는 스위칭 소자와 각 스위칭 소자와 병렬로 연결되는 수동 소자를 서로 다른 재료의 소자들로 사용하고 각각의 소자들을 따로 연결한 3-레벨 인버터/컨버터 시스템을 개시하고 있으나, 기생 인덕턴스가 매우 커서 추가적인 게이팅 회로를 사용하는 등 그 구성이 매우 복잡한 문제가 있었다.
또한, 종래 전력 변환 장치에서는, 각각의 스위칭 소자 및 다이오드가 복수의 모듈로 구성되어 기생 인덕턴스가 증가하는 문제가 있었다.
본 개시는 전력 변환 장치에서 구동 중지를 수행하는 경우 발생할 수 있는 스위칭 소자의 소손 가능성을 최소화하는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 개시는 전력 변환 장치에서 구동 중지를 수행하는 경우 특정 스위칭 소자에 입력되는 신호를 소정의 지연 시간만큼을 지연시켜 특정 스위칭 소자가 소손되는 것을 방지할 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 개시는 전력 변환 장치에서 구동 중지를 수행하는 경우 스위칭 소자에 순간적으로 높은 전압이 걸리는 것을 방지하여 소손 가능성을 최소화하는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 개시는 추가적인 다이오드를 사용하지 않고도 도통 손실을 줄일 수 있는 고효율의 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 개시는 복수의 스위칭 소자 및 다이오드를 하나의 모듈로 구성하여 인덕턴스를 줄여 전력 변환의 효율을 높일 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 개시는 전원에서 출력되는 전압 모드에 따라 각각의 스위칭 소자의 동작을 제어하여 다이오드로 도통하는 시간을 줄일 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 서로 직렬로 연결되는 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자, 제4 스위칭 소자와, 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자, 제4 스위칭 소자와 각각 역병렬로 연결되는 제1다이오드, 제2 다이오드, 제3 다이오드, 제4 다이오드와 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자의 연결점과 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자의 연결점 사이에서 서로 직렬로 연결되는 제5 다이오드 및 제6 다이오드를 포함하는 레그, 제1 스위칭 소자의 드레인(drain) 단자에 연결되는 직류 양극 단자, 제4 스위칭 소자의 소스(source) 단자에 연결되는 직류 음극 단자, 직류 양극 단자 사이에서 서로 직렬로 중성점에서 연결되는 제1 커패시터 및 제2 커패시터를 포함하는 평활부 및 직류 양극 단자, 직류 음극 단자 및 중성점 각각에서 출력되는 전위에 따라 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자들 각각의 온(ON)/오프(OFF)를 제어하는 게이트 드라이버; 게이트 드라이버로 복수의 스위칭 소자 각각을 제어하기 위한 복수의 펄스 폭 변조 신호를 출력하는 펄스 폭 변조(PMW) 컨트롤러 및 복수의 펄스 폭 변조 신호 중 적어도 하나의 펄스 폭 변조 신호를 소정의 지연 시간만큼 지연시키는 신호 지연부를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 게이트 드라이버로 제1 스위칭 소자를 제어하기 위한 제1 펄스 폭 변조 신호, 제2 스위칭 소자를 제어하기 위한 제2 펄스 폭 변조 신호, 제3 스위칭 소자를 제어하기 위한 제3 펄스 폭 변조 신호 및 제4 스위칭 소자를 제어하기 위한 제4 펄스 폭 변조 신호를 출력하는 펄스 폭 변조(PMW) 컨트롤러를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 제2 펄스 폭 변조 신호 또는 제3 펄스 폭 변조 신호를 소정의 지연 시간만큼 지연시키는 신호 지연부를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 펄스 폭 변조 컨트롤러로부터 출력되는 제2 펄스 폭 변조 신호를 소정의 지연 시간만큼 지연시켜 지연된 제 2 펄스 폭 변조 신호를 출력하는 신호 지연부를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 제1 스위칭 소자에서 제2 스위칭 소자의 경로로 전류가 흐르는 중 전력 변환 장치의 구동을 중지하는 경우, 제2 스위칭 소자가 소정의 지연 시간동안 제1 스위칭 소자보다 늦게 오프되도록 제어하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 펄스 폭 변조 컨트롤러로부터 출력되는 제3 펄스 폭 변조 신호를 소정의 지연 시간만큼 지연시켜 지연된 제3 펄스 폭 변조 신호를 출력하는 신호 지연부를 포함한다
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 제3 스위칭 소자에서 제4 스위칭 소자의 경로로 전류가 흐르는 중 전력 변환 장치의 구동을 중지하는 경우, 제3 스위칭 소자가 소정의 지연 시간동안 제4 스위칭 소자보다 늦게 오프되도록 제어하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 복수의 스위칭 소자 각각의 온(ON) 또는 오프(OFF) 상태를 기초로 복수의 스위칭 소자 각각이 오프(OFF)되는 시간을 달리하여 제어하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자가 온(ON)되어 있고 전력 변환 장치의 구동 중지 명령을 수행하는 경우, 제2 스위칭 소자를 오프(OFF)시키는 제어 동작을 제1 스위칭 소자를 오프(OFF)시키는 제어 동작보다 소정의 지연시간 만큼 늦게 수행하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 제3 스위칭 소자 및 제4스위칭 소자가 온(ON)되어 있고 전력 변환 장치의 구동 중지 명령을 수행하는 경우, 제3 스위칭 소자를 오프(OFF)시키는 제어 동작을 제4 스위칭 소자를 오프(OFF)시키는 제어 동작보다 소정의 지연시간 만큼 늦게 수행하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 서로 직렬로 연결되는 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자, 제4 스위칭 소자와, 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자, 제4 스위칭 소자와 각각 역병렬로 연결되는 제1다이오드, 제2 다이오드, 제3 다이오드, 제4 다이오드와 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자의 연결점과 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자의 연결점 사이에서 서로 직렬로 연결되는 제5 다이오드 및 제6 다이오드를 포함하는 레그, 제1 스위칭 소자의 드레인(drain) 단자에 연결되는 직류 양극 단자, 제4 스위칭 소자의 소스(source) 단자에 연결되는 직류 음극 단자, 직류 양극 단자 사이에서 서로 직렬로 중성점에서 연결되는 제1 커패시터 및 제2 커패시터를 포함하는 평활부 및 직류 양극 단자, 직류 음극 단자 및 중성점 각각에서 출력되는 전위에 따라 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자들 각각의 온(ON)/오프(OFF)를 제어하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 직류 양극 단자에서 전위를 출력하는 경우 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자를 온(ON)하고, 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자를 오프(OFF)하도록 제어하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 중성점에서 전위를 출력하고, 교류 전압이 양(+) 전압인 경우 제1 스위칭 소자를 오프하고 제2 스위칭 소자 온(ON)하도록 제어하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 중성점에서 전위를 출력하고, 교류 전압이 음(-) 전압인 경우 제4 스위칭 소자를 오프하고 제3 스위칭 소자 온(ON)하도록 제어하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 직류 음극 단자에서 전위를 출력하는 경우 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자를 온하고, 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자를 오프하도록 제어하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 제2 스위칭 소자 및 제3 스위칭 소자가 온(ON)되어 있는 경우, 제1 스위칭 소자의 오프 상태를 유지하도록 제어하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 제2 스위칭 소자 및 제3 스위칭 소자(13)가 온(ON)되어 있는 경우, 제4 스위칭 소자의 오프 상태를 유지하도록 제어하는 게이트 드라이버를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 복수의 레그가 병렬로 연결된다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 제5 다이오드의 캐소드(cathode) 단자가 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자의 사이에 연결되고, 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자의 연결점에서 중성점으로의 전류를 막는 방향으로 연결된다.
본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 제6 다이오드의 애노드(Anode) 단자가 제3 스위칭 소자 및 제3 스위칭 소자의 사이에 연결되고, 중성점에서 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자의 연결점으로의 전류를 본 개시의 실시예에 따른 전력 변환 장치는 막는 방향으로 연결된다.
본 개시의 실시 예에 따르면, 구동 중지를 수행하는 경우 발생할 수 있는 스위칭 소자의 소손 가능성을 최소화할 수 있다.
본 개시의 일 실시 예에 따르면, 전력 변환 장치에서 구동 중지를 수행하는 경우 특정 스위칭 소자에 입력되는 신호를 소정의 지연 시간만큼을 지연시켜 특정 스위칭 소자가 소손되는 것을 방지할 수 있다.
본 개시의 일 실시 예에 따르면, 전력 변환 장치에서 구동 중지를 수행하는 경우 스위칭 소자에 순간적으로 높은 전압이 걸리는 것을 방지하여 소손 가능성을 최소화할 수 있다.
본 개시의 실시 예에 따르면, 추가적인 다이오드를 사용하지 않고도 도통 손실을 줄일 수 있다.
본 개시의 일 실시 예에 따르면, 전력 변환 장치의 복수의 스위칭 소자 및 다이오드로 인한 기생 인덕턴스를 감소시켜 전력 변환의 효율을 높일 수 있다.
본 개시의 일 실시 예에 따르면, 전원에 출력되는 전압 모드에 따라 각각의 스위칭 소자의 동작을 제어하여 다이오드로 도통되는 시간을 줄여 전력 변환의 효율을 높일 수 있다.
도 1은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 구성 예를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 개시의 일 실시 예에 따른 PWM 컨트롤러 및 게이트 드라이버를 나타내는 블록도이다.
도 3은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 전력 변환 장치의 구동 중지에 따른 전류 루프 생성을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 6는 전력 변환 장치의 구동 중지에 따른 전류 루프 생성을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 본 개시의 일 실시 예에 따른 신호 지연부를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 개시의 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 본 개시의 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 본 개시의 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 11은 본 개시의 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
이하, 본 발명과 관련된 실시 예에 대하여 도면을 참조하여 보다 상세하게 설명한다. 이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 “모듈” 및 "부"는 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되거나 혼용되는 것으로서, 그 자체로 서로 구별되는 의미 또는 역할을 갖는 것은 아니다.
도 1은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 구성 예를 나타내는 도면이다.
도 1을 참고하면, 본 개시의 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치(1)의 단상 회로를 나태낸다. 전력 변환 장치(1)가 3상으로 전력을 공급하는 인버터 장치일 경우에는 도 1의 회로를 3상 회로로 구성하여 직류 전력을 교류전력으로 변화해 출력할 수 있다. 또한, 전력 변환 장치(10)가 3상으로 전력을 공급하는 컨버터 장치일 경우 도 1의 회로를 3상 회로로 구성하여 교류전력을 직류 전력으로 변환해 출력할 수 있다.
도 1을 참고하면, 전력 변환 장치(1)는 제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)과 제1 다이오드(21), 제2 다이오드(22), 제3 다이오드(23), 제4 다이오드(24), 제5 다이오드(25), 제6 다이오드(26)를 포함하는 레그를 포함할 수 있다. 또한, 전력 변환 장치(1)는 제1 커패시터(31), 제2 커패시터(32)와 교류 단자 AC와 직류 양(+)극 단자 P와 직류 음(-)극 단자 N을 포함할 수 있다. 제1 커패시터(31) 및 제2 커패시터(32)는 직류 양(+)극 단자 P와 직류 음(-)극 단자 N에서 서로 직렬로 연결될 수 있다. 따라서, 직류 링크가 두 개의 커패시터로 직렬 연결될 수 있다. 또한, 전력 변환 장치(1)는, 제1 스위칭 소자의 드레인(drain) 단자에 연결되는 직류 양극 단자, 제4 스위칭 소자의 소스(source) 단자에 연결되는 직류 음극 단자, 상기 직류 양극 단자 사이에서 서로 직렬로 중성점에서 연결되는 제1 커패시터 및 제2 커패시터를 포함하는 평활부를 포함할 수 있다.
한편, 제1 다이오드(21), 제2 다이오드(22), 제3 다이오드(23) 및 제4 다이오드(24)는 각각 제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자(14)의 바디 다이오드(Body Diode)일 수도 있다. 또한, 제1 스위칭 소자(11) 및 제1 다이오드(21)는 제1 전력반도체 스위치로, 제2 스위칭 소자(12) 및 제2 다이오드(22)는 제2 전력반도체 스위치로, 제3 스위칭 소자(13) 및 제2 다이오드(23)는 제3 전력반도체 스위치로, 제4 스위칭 소자(14) 및 제4 다이오드(21)는 제4 전력반도체 스위치로 명명할 수도 있다. 전력반도체 스위치는 모스펫(MOSFET), SiC 모스펫(SiC-MOSFET), 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT) 등을 포함할 수 있다.
또한, 전력 변환 장치(1)는 게이트 드라이버(40)를 포함할 수 있다. 게이트 드라이버(40)는 스위칭 소자들을 제어할 수 있다. 게이트 드라이버(40)는 제1 게이트 드라이버(41), 제2 게이트 드라이버(42), 제3 게이트 드라이버(43) 및 제4 게이트 드라이버(44)를 포함할 수 있다. 게이트 드라이버(40)는 스위칭 소자(11, 12, 13, 14) 각각에 전압을 인가하거나 차단함으로써 스위칭 소자 각각을 온(ON)하거나 오프(OFF)할 수 있다.
제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)는 직류 전원의 양(+)극 단자에서 음(-)극 단자로 서로 직렬로 연결될 수 있다.
또한, 제5 다이오드(25) 및 제 6 다이오드(26)는 서로 직렬로 연결될 수 있으며, 제5 다이오드(25) 및 제6 다이오드(26)의 연결점은 제1 커패시터(31) 및 제2 커패시터(32)의 중성점 O에서 연결될 수 있다.
한편, 제5 다이오드(25) 및 제6 다이오드(26)는 제너 다이오드(Zener diode)일 수 있다. 제너 다이오드는 반도체 다이오드의 일종으로서, 매우 낮은 항복 전압 특성을 갖고 있어 역방향으로 소정의 항복 전압이 가해졌을 때 전류가 흐르는 특징을 가질 수 있다. 따라서, 제5 다이오드(25) 및 제6 다이오드(26)는 과전압으로부터 회로소자를 보호할 수 있다.
한편, 제5 다이오드(25)의 캐소드(cathode) 단자는 제1 스위칭 소자(11) 및 제2 스위칭 소자(12)의 사이에 연결되고, 제1 스위칭 소자(11) 및 제2 스위칭 소자(12)의 연결점에서 직류 전원의 중성점 O 로의 전류를 막는 방향으로 연결될 수 있다.
또한, 제6 다이오드(26)의 애노드(Anode) 단자는 제3 스위칭 소자(13) 과 제4 스위칭 소자(14) 사이에 연결되고, 직류 전원의 중성점 O에서 제3 스위칭 소자(13)와 제4 스위칭 소자(14)의 연결점으로의 전류를 막는 방향으로 연결될 수 있다.
한편, 제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)와 상기 제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14) 각각과 역병렬로 연결되는 제1 다이오드(21), 제2 다이오드(22), 제3 다이오드(23), 제4 다이오드(24)와 제5 다이오드(25), 제6 다이오드(26)은 소정의 밴드 갭(Eg) 이상을 갖는 와이드 밴드 갭(Wide Band Gap, WBG) 반도체 소자일 수 있다. 와이드 밴드갭 반도체 소자는 탄화규소(SiC), 질화갈륨(GaN), 산화갈륨(Ga2O3), 질화알루미늄(AlN) 또는 다이아몬드 등의 재료로 구성된 소자일 수 있다.
따라서, 전력 변환 장치(1)는 제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14) 각각에 역병렬로 연결되는 제1 다이오드(21), 제2 다이오드(22), 제3 다이오드(23), 제4 다이오드(24)에 도통시 높은 전압강하에 의한 손실 저하를 막기 위해 추가 다이오드(예를 들어 쇼트키 다이오드)를 연결하지 않고도 도통 손실을 최소화할 수 있다.
전력 변환 장치(1)는 추가 다이오드에 흐르는 전류를 측정위한 전류센서가 필요하지 않아 비용을 낮을 수 있으며, 전류 도통에 따라 온오프 제어를 하지 않아도 되기 때문에 복잡성을 낮출 수 있다.
또한, 와이드 밴드 갭 반도체 소자인 스위칭 소자 및 다이오드를 하나의 모듈로 패키지화할 수 있어 기생 인덕턴스를 줄일 수 있다.
도 2는 본 개시의 일 실시 예에 따른 PWM 컨트롤러(50) 및 게이트 드라이버(40)를 나타내는 블록도이다.
전력 변환 장치(1)는 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation, PWM) 컨트롤러(50)를 포함할 수 있다.
펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)는 입력된 전압을 펄스 폭 변조하여 펄스 폭 변조 신호를 출력할 수 있다.
또한, 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)는 게이트 드라이버(40)로 펄스 폭 변조 신호를 출력할 수 있다. 게이트 드라이버(40)는 펄스 폭 변조 신호에 기초하여 스위칭 소자 각각을 제어할 수 있다.
예를 들어, 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)는 입력된 전압을 펄스 폭 변조하여 복수의 펄스 폭 변조 신호 각각을 제1 게이트 드라이버(41), 제2 게이트 드라이버(42), 제3 게이트 드라이버(42) 및 제4 게이트 드라이버(44)로 제공할 수 있다.
펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)는 제1 펄스 폭 변조 신호(Q1)를 제1 스위칭 소자(11)를 제어하는 제1 게이트 드라이버(41)로 출력할 수 있다. 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)는 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2)를 제2 스위칭 소자(12)를 제어하는 제2 게이트 드라이버(42)로 출력할 수 있다. 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)는 제3 펄스 폭 변조 신호(Q3)를 제3 스위칭 소자(13)를 제어하는 제3 게이트 드라이버(43)로 출력할 수 있다. 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)는 제4 펄스 폭 변조 신호(Q4)를 제4 스위칭 소자(14)를 제어하는 제4 게이트 드라이버(44)로 출력할 수 있다.
각각의 게이트 드라이버(41, 42, 43, 44)는 각각의 펄스 폭 변조 신호(Q1, Q2, Q3, Q4)를 입력 받고, 각각이 스위칭 소자(11, 12, 13, 14)의 온(ON) 및 오프(OFF)를 제어할 수 있다.
도 3은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 3을 참고하면, 게이트 드라이버(40)는 전력 변환 장치(1)에서 제1 스위칭 소자(11)에서 제2 스위칭 소자(12)의 경로로 전류가 흐를 수 있도록 제어할 수 있다.
게이트 드라이버(40)는 직류 양극 단자 P 전위를 출력하는 경우 입력 받은 제1 펄스 폭 변조 신호(Q1)을 이용하여 제1 스위칭 소자(11)에 전압을 인가하여 온(ON)하고, 입력 받은 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2)를 이용하여 제2 스위칭 소자(12)에 전압을 인가하여 온(ON)하고, 입력 받은 제3 펄스 폭 변조 신호(Q3)를 이용하여 제3 스위칭 소자(13)를 오프(OFF)하고, 입력 받은 제4 펄스 폭 변조 신호(Q4)를 이용하여 제4 스위칭 소자(14)를 오프(OFF)하도록 제어할 수 있다.
P 전위를 출력하는 경우란 제1 커패시터(31) 및 제2 커패시터(32)가 직렬로 연결되어 구성되는 직류 전원의 최상위 전위를 출력하는 것을 의미할 수 있으며, 양(+) 전압(+E)을 출력하는 경우일 수 있다.
도 4는 전력 변환 장치(1)의 구동 중지에 따른 전류 루프 생성을 설명하기 위한 도면이다.
도 4를 참고하면, 전력 변환 장치(1)에서 제1 스위칭 소자(11)에서 제2 스위칭 소자(12)의 제1 경로(P1)로 전류가 흐르고 있는 경우를 도시한다.
전력 변환 장치(1)는 구동을 중지하는 경우 제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)를 모두 오프(OFF)할 수 있다. 예를 들어, 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)는 복수의 펄스 폭 변조 신호(Q1, Q2, Q3, Q4)를 게이트 드라이버(40)로 출력할 수 있다. 제1 게이트 드라이버(41), 제2 게이트 드라이버(42), 제3 게이트 드라이버(43) 및 제4 게이트 드라이버(44)은 동기화된 펄스 폭 변조 신호(Q1, Q2, Q3, Q4)에 의해 제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)를 오프(OFF)하도록 제어할 수 있다.
그러나, 신호가 절단되는 딜레이가 발생할 수 있으며, 제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)이 동시에 오프(OFF)되지 않는 경우가 발생할 수 있다.
예를 들어, 제2 스위칭 소자(12)가 소정의 시간(예를 들어, 몇 ns)이라도 먼저 오프(OFF)되는 경우, 기존에 제1 경로(P1)로 흐르던 전류에 의해 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)가 턴 온(Turn On)될 수 있다. 따라서, 제3 스위칭 소자(13)에서 제4 스위칭 소자(14)의 제2 경로(P2)로 전류가 흐르는 전류 루프가 생성될 수 있다. 이 경우, 제2 스위칭 소자(12)에 직류 양극 단자 P와 직류 음극 단자 N에서의 전압이 걸리게 되어 제2 스위칭 소자(12)가 소손될 가능성이 있다. 따라서, 구동 중지를 수행하는 경우, 전류 루프 생성을 방지할 수 있도록 제2 스위칭 소자(12)로 출력되는 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2)에 딜레이를 발생시켜 제2 스위칭 소자(12)가 다른 스위칭 소자들보다 먼저 오프(OFF)되지 않도록 할 필요성이 있다.
도 5는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 5를 참고하면, 게이트 드라이버(40)는 전력 변환 장치(1)에서 제3 스위칭 소자(13)에서 제4 스위칭 소자(14)의 경로로 전류가 흐를 수 있도록 제어할 수 있다.
게이트 드라이버(40)는 직류 음극 단자 N 전위를 출력하는 경우 입력 받은 제1 펄스 폭 변조 신호(Q1)을 이용하여 제1 스위칭 소자(11)를 오프하고, 입력 받은 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2)를 이용하여 제2 스위칭 소자(12)를 오프하고, 입력 받은 제3 펄스 폭 변조 신호(Q3)를 이용하여 제3 스위칭 소자(13)를 온하고, 입력 받은 제4 펄스 폭 변조 신호(Q4)를 이용하여 제4 스위칭 소자(14)를 온하도록 제어할 수 있다.
N 전위를 출력하는 경우란 제1 커패시터(31) 및 제2 커패시터(32)가 직렬로 연결되어 구성되는 직류 전원의 최하위 전위를 출력하는 것을 의미할 수 있으며, 음(-) 전압(-E)을 출력하는 경우일 수 있다.
도 6는 전력 변환 장치(1)의 구동 중지에 따른 전류 루프 생성을 설명하기 위한 도면이다.
도 6을 참고하면, 전력 변환 장치(1)에서 제3 스위칭 소자(13)에서 제4 스위칭 소자(14)의 제3 경로(P3)로 전류가 흐르고 있는 경우를 도시한다.
전력 변환 장치(1)는 구동을 중지하는 경우 제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)를 모두 오프(OFF)할 수 있다. 예를 들어, 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)는 복수의 펄스 폭 변조 신호(Q1, Q2, Q3, Q4)를 게이트 드라이버(40)로 출력할 수 있다. 제1 게이트 드라이버(41), 제2 게이트 드라이버(42), 제3 게이트 드라이버(43) 및 제4 게이트 드라이버(44)은 동기화된 펄스 폭 변조 신호(Q1, Q2, Q3, Q4)에 의해 제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)를 오프(OFF)하도록 제어할 수 있다.
그러나, 신호가 절단되는 딜레이가 발생할 수 있으며, 제1 스위칭 소자(11), 제2 스위칭 소자(12), 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)이 동시에 오프(OFF)되지 않는 경우가 발생할 수 있다.
예를 들어, 제3 스위칭 소자(13)가 소정의 시간(예를 들어, 몇 ns)이라도 먼저 오프(OFF)되는 경우, 기존에 제3 경로(P3)로 흐르던 전류에 의해 제1 스위칭 소자(11) 및 제2 스위칭 소자(12)가 턴 온(Turn On)될 수 있다. 따라서, 제2 스위칭 소자(12)에서 제1 스위칭 소자(11)의 제4 경로(P4)로 전류가 흐르는 전류 루프가 생성될 수 있다. 이 경우, 제3 스위칭 소자(13)에 직류 양극 단자 P와 직류 음극 단자 N에서의 전압이 걸리게 되어 제3 스위칭 소자(13)가 소손될 가능성이 있다. 따라서, 구동 중지를 수행하는 경우, 전류 루프 생성을 방지할 수 있도록 제2 스위칭 소자(13)로 출력되는 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2)에 딜레이를 발생시켜 제2 스위칭 소자(12)가 다른 스위칭 소자들보다 먼저 오프(OFF)되지 않도록 할 필요성이 있다.
도 7은 본 개시의 일 실시 예에 따른 신호 지연부를 설명하기 위한 도면이다.
전력 변환 장치(1)는 신호 지연부(60)를 더 포함할 수 있다.
신호 지연부(60)는 복수의 펄스 폭 변조 신호(Q1, Q2, Q3, Q4) 중 신호의 지연이 필요한 펄스 폭 변조 신호의 신호를 소정의 지연 시간만큼 지연시킬 수 있다.
이 경우, 지연되는 소정의 지연 시간은 소정의 스위칭 소자가 먼저 오프(OFF)되지 않도록 하거나 더 늦게 오프(OFF)되도록 하는 기 설정된 시간을 의미할 수 있다.
펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)로부터 제1 펄스 폭 변조 신호(Q1), 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2), 제3 펄스 폭 변조 신호(Q3) 및 제4 펄스 폭 변조 신호(Q4)가 출력되어 게이드 드라이버(40)로 입력될 수 있다.
도 4 및 도 5에서 상술한 바와 같이, 제2 스위칭 소자(12) 또는 제3 스위칭 소자(13)가 소정의 시간(예를 들어, 몇 ns)이라도 먼저 오프(OFF)되는 경우, 제2 스위칭 소자(12) 또는 제3 스위칭 소자(13)가 소손되는 문제가 발생할 수 있으므로, 전력 변환 장치(10)는 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2) 또는 제3 펄스 폭 변조 신호(Q3)를 소정의 시간동안 지연시키는 신호지연부(60)를 더 포함할 수 있다.
예를 들어, 제1 신호 지연부(61)는 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)로부터 출력되는 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2)를 소정의 지연 시간만큼 지연시켜 지연된 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2d)를 출력할 수 있다
따라서, 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)로부터 제1 펄스 폭 변조 신호(Q1), 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2), 제3 펄스 폭 변조 신호(Q3) 및 제4 펄스 폭 변조 신호(Q4)가 출력되어 제1 게이트 드라이버(41), 제2 게이트 드라이버(42), 제3 게이트 드라이버(43) 및 제4 게이트 드라이버(44)로 입력되는 경우, 제2 게이트 드라이버(42)는 지연된 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2d)를 입력 받음으로써, 제2 게이트 드라이버(42)가 제2 스위칭 소자(12)를 오프(OFF)하는 제어를 지연 시간만큼 늦게 하도록 할 수 있다.
따라서, 전력 변환 장치(1)에서 제1 스위칭 소자(11)에서 제2 스위칭 소자(12)의 제1 경로(P1)로 전류가 흐르는 중에 전력 변환 장치(1)의 구동을 중지하는 경우에도 제2 스위칭 소자(12)가 소정의 지연 시간동안 늦게 오프(OFF)되도록 제어하여, 제4 스위칭 소자(14)에서 제3 스위칭 소자(13)로의 제2 경로(P2)로 전류가 흐르는 전류 루프가 생성되는 것을 방지하고, 제2 스위칭 소자(12)가 소손되는 것을 방지 할 수 있다.
또한, 예를 들어, 제2 신호 지연부(62)는 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)로부터 출력되는 제3 펄스 폭 변조 신호(Q3)를 소정의 지연 시간만큼 지연시켜 지연된 제3 펄스 폭 변조 신호(Q3d)를 출력할 수 있다.
따라서, 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러(50)로부터 제1 펄스 폭 변조 신호(Q1), 제2 펄스 폭 변조 신호(Q2), 제3 펄스 폭 변조 신호(Q3) 및 제4 펄스 폭 변조 신호(Q4)가 출력되어 제1 게이트 드라이버(41), 제2 게이트 드라이버(42), 제3 게이트 드라이버(43) 및 제4 게이트 드라이버(44)로 입력되는 경우, 제3 게이트 드라이버(43)는 지연된 제3 펄스 폭 변조 신호(Q3d)를 입력 받음으로써, 제3 게이트 드라이버(43)가 제3 스위칭 소자(13)를 오프(OFF)하는 제어를 지연 시간만큼 늦게 하도록 할 수 있다.
따라서, 전력 변환 장치(1)에서 제3 스위칭 소자(13)에서 제4 스위칭 소자(14)의 제3 경로(P3)로 전류가 흐르는 중에 전력 변환 장치(1)의 구동을 중지하는 경우에도 제3 스위칭 소자(13)가 소정의 지연 시간동안 늦게 오프(OFF)되도록 제어하여, 제2 스위칭 소자(12)에서 제1 스위칭 소자(11)의 제4 경로(P4)로 전류가 흐르는 전류 루프가 생성되는 것을 방지하고, 제3 스위칭 소자(13)가 소손되는 것을 방지 할 수 있다.
한편, 게이트 드라이버는(40)는 구동 중지 명령을 수행하는 경우 복수의 스위칭 소자 각각의 온오프 상태를 기초로 복수의 스위칭 소자 각각이 오프되는 시간을 달리하여 제어할 수 있다.
예를 들어, 게이트 드라이버(40)는 제1 스위칭 소자(11) 및 제2 스위칭 소자(12)가 온(ON)되어 있고 전력 변환 장치(1)의 구동 중지 명령을 수행하는 경우, 제2 스위칭 소자(12)를 오프(OFF)시키는 제어 동작을 제1 스위칭 소자(11)를 오프(OFF)시키는 제어 동작보다 소정의 지연시간 만큼 늦게 동작시킬 수 있다. 따라서, 제2 스위칭 소자(12)가 제1 스위칭 소자(11)보다 먼저 오프되어 전류 루프가 발생하여 제2 스위칭 소자(12)가 소손되는 문제를 방지할 수 있다.
또한, 예를 들어, 게이트 드라이버(40)는 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)가 온(ON)되어 있고 전력 변환 장치(1)의 구동 중지 명령을 수행하는 경우, 제3 스위칭 소자(13)를 오프(OFF)시키는 제어 동작을 제4 스위칭 소자(14)를 오프(OFF)시키는 제어 동작보다 소정의 지연시간 만큼 늦게 동작시킬 수 있다. 따라서, 제3 스위칭 소자(13)가 제4 스위칭 소자(14)보다 먼저 오프되어 전류 루프가 발생하여 제3 스위칭 소자(13)가 소손되는 문제를 방지할 수 있다.
도 8은 본 개시의 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
게이트 드라이버(40)는 직류 양극 단자 P 전위를 출력하는 경우 제1 스위칭 소자(11) 및 제2 스위칭 소자(12)에 전압을 인가하여 온(ON)하고, 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)는 오프(OFF)하도록 제어할 수 있다. P 전위를 출력하는 경우란 제1 커패시터(31) 및 제2 커패시터(32)가 직렬로 연결되어 구성되는 직류 전원의 최상위 전위를 출력하는 것을 의미할 수 있으며, 양(+) 전압(+E)을 출력하는 경우일 수 있다.
따라서, 전력 변환 장치(1)에서는 제1 스위칭 소자(11)에서 제2 스위칭 소자(12)의 경로로 전류가 흐를 수 있다.
도 9는 본 개시의 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
게이트 드라이버(40)는 중성점 O 전위를 출력하는 경우, AC 전압이 양(+) 전압인 경우 제1 스위칭 소자(11)를 오프(OFF)하고, 및 제2 스위칭 소자(12)에 전압을 인가하여 온(ON)하도록 제어할 수 있다. O 전위를 출력하는 경우란 제1 커패시터(31) 및 제2 커패시터(32)가 직렬로 연결되어 구성되는 직류 전원의 중간 전위를 출력하는 것을 의미할 수 있으며, 0 전압을 출력하는 경우일 수 있다
따라서, 전력 변환 장치(1)에서는 제5 다이오드(25)에서 제2 스위칭 소자(12)의 경로로 전류가 흐를 수 있다.
도 10은 본 개시의 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
게이트 드라이버(40)는 O 전위를 출력하는 경우, AC 전압이 음(-) 전압인 경우 제4 스위칭 소자(14)를 오프(OFF)하고, 및 제3 스위칭 소자(13)에 전압을 인가하여 온(ON)하도록 제어할 수 있다.
따라서, 전력 변환 장치(1)에서는 제3 스위칭 소자(13)에서 제6 다이오드(26)의 경로로 전류가 흐를 수 있다.
도 11은 본 개시의 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로 동작을 설명하기 위한 도면이다.
게이트 드라이버(40)는 N 전위를 출력하는 경우 제3 스위칭 소자(13) 및 제4 스위칭 소자(14)에 전압을 인가하여 온(ON)하고, 제1 스위칭 소자(11) 및 제2 스위칭 소자(12)는 오프(OFF)하도록 제어할 수 있다. N 전위를 출력하는 경우란 제1 커패시터(31) 및 제2 커패시터(32)가 직렬로 연결되어 구성되는 직류 전원의 최하위 전위를 출력하는 것을 의미할 수 있으며, 음(-) 전압(-E)을 출력하는 경우일 수 있다
따라서, 전력 변환 장치(1)에서는 제3 스위칭 소자(13)에서 제4 스위칭 소자(14)의 경로로 전류가 흐를 수 있다.
한편, 게이트 드라이버(40)는 제2 스위칭 소자(12) 및 제3 스위칭 소자(13)가 온(ON)되어 있는 경우, 제1 스위칭 소자(11)를 온(ON)하지 않도록 제어할 수 있다.
또한, 게이트 드라이버(40)는 제2 스위칭 소자(12) 및 제3 스위칭 소자(13)가 온(ON)되어 있는 경우, 제4 스위칭 소자(14)를 온(ON)하지 않도록 제어할 수 있다.
게이트 드라이버(40)는 전류의 방향을 고려하지 않고 전위 출력에 따라 스위칭 소자를 제어함으로써 스위칭 소자들 각각의 바디 다이오드로 도통하는 시간을 줄일 수 있다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다.
따라서, 본 발명에 개시된 실시 예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시 예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다.
본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (18)

  1. 서로 직렬로 연결되는 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자, 제4 스위칭 소자와, 상기 제1 스위칭 소자, 상기 제2 스위칭 소자, 상기 제3 스위칭 소자, 상기 제4 스위칭 소자와 각각 역병렬로 연결되는 제1다이오드, 제2 다이오드, 제3 다이오드, 제4 다이오드와 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자의 연결점과 상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자의 연결점 사이에서 서로 직렬로 연결되는 제5 다이오드 및 제6 다이오드를 포함하는 레그;
    상기 제1 스위칭 소자의 드레인(drain) 단자에 연결되는 직류 양극 단자, 상기 제4 스위칭 소자의 소스(source) 단자에 연결되는 직류 음극 단자, 상기 직류 양극 단자 사이에서 서로 직렬로 중성점에서 연결되는 제1 커패시터 및 제2 커패시터를 포함하는 평활부;
    상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자의 연결점과 연결되는 교류 단자; 및
    상기 직류 양극 단자, 상기 직류 음극 단자 및 중성점 각각에서 출력되는 전위에 따라 상기 제1 스위칭 소자, 상기 제2 스위칭 소자, 상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자들 각각의 온(ON) 또는 오프(OFF)를 제어하는 게이트 드라이버를 포함하는,
    전력 변환 장치.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버로 상기 제1 스위칭 소자를 제어하기 위한 제1 펄스 폭 변조 신호, 상기 제2 스위칭 소자를 제어하기 위한 제2 펄스 폭 변조 신호, 상기 제3 스위칭 소자를 제어하기 위한 제3 펄스 폭 변조 신호 및 상기 제4 스위칭 소자를 제어하기 위한 제4 펄스 폭 변조 신호를 출력하는 펄스 폭 변조(PMW) 컨트롤러; 및
    상기 복수의 펄스 폭 변조 신호 중 적어도 하나의 펄스 폭 변조 신호를 소정의 지연 시간만큼 지연시키는 신호 지연부를 더 포함하는
    전력 변환 장치.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 신호 지연부는,
    상기 제2 펄스 폭 변조 신호 또는 상기 제3 펄스 폭 변조 신호를 소정의 지연 시간만큼 지연시키는,
    전력 변환 장치.
  4. 제1 항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는,
    상기 제1 스위칭 소자에서 제2 스위칭 소자의 경로로 전류가 흐르는 중 상기 전력 변환 장치의 구동이 중지되는 경우, 상기 제2 스위칭 소자가 소정의 지연 시간동안 상기 제1 스위칭 소자보다 늦게 오프되도록 제어하는,
    전력 변환 장치.
  5. 제1 항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는,
    상기 제3 스위칭 소자에서 제4 스위칭 소자의 경로로 전류가 흐르는 중 상기 전력 변환 장치의 구동을 중지하는 경우, 상기 제3 스위칭 소자가 상기 소정의 지연 시간동안 상기 제4 스위칭 소자보다 늦게 오프되도록 제어하는,
    전력 변환 장치.
  6. 제1 항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는,
    상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자가 온(ON)되어 있고 상기 전력 변환 장치의 구동 중지 명령을 수행하는 경우, 상기 제2 스위칭 소자를 오프(OFF)시키는 제어 동작을 상기 제1 스위칭 소자를 오프(OFF)시키는 제어 동작보다 소정의 지연시간 만큼 늦게 수행하는,
    전력 변환 장치.
  7. 제1 항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는,
    상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4스위칭 소자가 온(ON)되어 있고 상기 전력 변환 장치의 구동 중지 명령을 수행하는 경우, 상기 제3 스위칭 소자를 오프(OFF)시키는 제어 동작을 상기 제4 스위칭 소자를 오프(OFF)시키는 제어 동작보다 소정의 지연시간 만큼 늦게 수행하는,
    전력 변환 장치.
  8. 제1 항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 직류 양극 단자에서 전위를 출력하는 경우 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자를 온(ON)하고, 상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자를 오프(OFF)하도록 제어하는,
    전력 변환 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는,
    상기 중성점에서 전위를 출력하고, 교류 전압이 양(+) 전압인 경우 상기 제1 스위칭 소자를 오프하고 상기 제2 스위칭 소자 온(ON)하도록 제어하는,
    전력 변환 장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는,
    상기 중성점에서 전위를 출력하고, 교류 전압이 음(-) 전압인 경우 상기 제4 스위칭 소자를 오프하고 상기 제3 스위칭 소자 온(ON)하도록 제어하는,
    전력 변환 장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는,
    상기 직류 음극 단자에서 전위를 출력하는 경우 상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자를 온하고, 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자를 오프하도록 제어하는,
    전력 변환 장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는,
    상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자가 온(ON)되어 있는 경우, 상기 제1 스위칭 소자의 오프 상태를 유지하도록 제어하는,
    전력 변환 장치.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는,
    상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자(13)가 온(ON)되어 있는 경우, 상기 제4 스위칭 소자의 오프 상태를 유지하도록 제어하는,
    전력 변환 장치.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 레그는 복수 개이고 복수의 레그가 병렬로 연결되는,
    전력 변환 장치.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 제5 다이오드의 캐소드(cathode) 단자는 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자의 사이에 연결되고, 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자의 연결점에서 상기 중성점으로의 전류를 막는 방향으로 연결되는,
    전력 변환 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제6 다이오드의 애노드(Anode) 단자는 상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자의 사이에 연결되고, 상기 중성점에서 상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자의 연결점으로의 전류를 막는 방향으로 연결되는,
    전력 변환 장치.
  17. 제1항에 있어서,
    상기 제5 다이오드 및 제6 다이오드는 제너 다이오드(Zener diode)인,
    전력 변환 장치.
  18. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 소자들 및 상기 다이오드들은 소정의 밴드 갭 이상을 갖는 와이드 밴드 갭(Wide Band Gap, WBG) 반도체 소자이고 하나의 모듈로 패키지된 것을 특징으로 하는,
    전력 변환 장치.
PCT/KR2021/008277 2020-07-03 2021-06-30 전력 변환 장치 및 그 제어 방법 WO2022005206A1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2023500101A JP2023533267A (ja) 2020-07-03 2021-06-30 電力変換装置及びその制御方法
US18/014,298 US20230261562A1 (en) 2020-07-03 2021-06-30 Power conversion device and control method thereof

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200082213A KR102381873B1 (ko) 2020-07-03 2020-07-03 전력 변환 장치 및 그 제어 방법
KR10-2020-0082213 2020-07-03
KR10-2020-0103474 2020-08-18
KR1020200103474A KR102573204B1 (ko) 2020-08-18 2020-08-18 전력 변환 장치 및 그 제어 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2022005206A1 true WO2022005206A1 (ko) 2022-01-06

Family

ID=79317639

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2021/008277 WO2022005206A1 (ko) 2020-07-03 2021-06-30 전력 변환 장치 및 그 제어 방법

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20230261562A1 (ko)
JP (1) JP2023533267A (ko)
WO (1) WO2022005206A1 (ko)

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170077339A (ko) * 2015-12-28 2017-07-06 주식회사 효성 Ｎｐｃ 변환 장치 및 ｎｐｃ 변환 방법

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170077339A (ko) * 2015-12-28 2017-07-06 주식회사 효성 Ｎｐｃ 변환 장치 및 ｎｐｃ 변환 방법

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
AHMED MOHAMMED HASSAN; WANG MINGYU; HASSAN MUHAMMAD ARSHAD SHEHZAD; ULLAH IRFAN: "Power Loss Model and Efficiency Analysis of Three-Phase Inverter Based on SiC MOSFETs for PV Applications", IEEE ACCESS, vol. 7, 1 January 1900 (1900-01-01), USA , pages 75768 - 75781, XP011731201, DOI: 10.1109/ACCESS.2019.2922741 *
JING FANG ; CHENGXIONG MAO ; JIMING LU ; DANG WANG ; QINGHUA ZHANG: "The research on protection of over-voltage about NPC three-level medium voltage motor drives", ELECTRICAL MACHINES AND SYSTEMS, 2008. ICEMS 2008, 17 October 2008 (2008-10-17), Piscataway, NJ, USA , pages 1595 - 1599, XP031415986, ISBN: 978-1-4244-3826-6 *
SACHIN MADHUSOODHANAN ; KAMALESH HATUA ; SUBHASHISH BHATTACHARYA ; SCOTT LESLIE ; SEI-HYUNG RYU ; MRINAL DAS ; ANANT AGARWAL ; DAV: "Comparison study of 12kV n-type SiC IGBT with 10kV SiC MOSFET and 6.5kV Si IGBT based on 3L-NPC VSC applications", ENERGY CONVERSION CONGRESS AND EXPOSITION (ECCE), 2012 IEEE, 15 September 2012 (2012-09-15), pages 310 - 317, XP032467614, ISBN: 978-1-4673-0802-1, DOI: 10.1109/ECCE.2012.6342807 *
TAE-JIN KIM ; WOO-CHEOL LEE ; DONG-SEOK HYUN: "Detection Method for Open-Circuit Fault in Neutral-Point-Clamped Inverter Systems", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, vol. 56, no. 7, 1 July 2009 (2009-07-01), USA , pages 2754 - 2763, XP011255386, ISSN: 0278-0046 *

Also Published As

Publication number Publication date
US20230261562A1 (en) 2023-08-17
JP2023533267A (ja) 2023-08-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5822199A (en) Controller for a power switch and method of operation thereof
KR20130143504A (ko) 스위칭 회로 및 컨트롤러 회로
WO2016076517A1 (ko) 전력변환부
WO2020017701A1 (ko) 전력 스위치용 단락보호회로
US11309887B2 (en) Conversion circuit
US20110157931A1 (en) Resonant power converter
WO2013187573A1 (ko) 대용량 부하에 대한 폐회로 전력선 통신 시스템
WO2021040153A1 (ko) 전력 스위치용 단락보호회로
WO2018124519A1 (ko) 모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템
WO2022005206A1 (ko) 전력 변환 장치 및 그 제어 방법
WO2020130258A1 (ko) 과전류 보호 전원 절체 스위치
WO2012161547A2 (ko) 권선형 유도 전동기의 회전자 전류 제어 장치
WO2022005205A1 (ko) 전력 변환 장치
WO2017020177A1 (zh) 电机控制电路、方法、电机系统、无人机及其控制方法
US11569755B2 (en) Active rectifier circuit with reduced complexity and reduced component count
WO2014017713A1 (ko) 무정전 전원 공급 시스템
WO2010024518A2 (ko) 온열기의 제어정류소자 고장시 전원퓨즈 단선장치
WO2017204426A1 (ko) 능동 클램프 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법
KR102573204B1 (ko) 전력 변환 장치 및 그 제어 방법
WO2022186438A1 (ko) 인버터 회로 및 그 제어 방법
WO2018026133A1 (ko) 스위칭 장치 및 전력 변환 장치
WO2024029949A1 (ko) 적응적으로 영전류를 검출하는 스위칭 레귤레이터 및 그 제어방법
KR20220131989A (ko) 로우-측 단락 안전 상태를 갖는 갈륨 질화물 파워 스위치를 갖춘 전기 모터 드라이브
WO2019212107A1 (ko) Llc 공진컨버터 및 그 동작 방법
WO2022158748A1 (ko) 무정전 전원 공급 모듈

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 21833157

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2023500101

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 21833157

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1