WO2019212107A1 - Llc 공진컨버터 및 그 동작 방법 - Google Patents

Llc 공진컨버터 및 그 동작 방법 Download PDF

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WO2019212107A1
WO2019212107A1 PCT/KR2018/011098 KR2018011098W WO2019212107A1 WO 2019212107 A1 WO2019212107 A1 WO 2019212107A1 KR 2018011098 W KR2018011098 W KR 2018011098W WO 2019212107 A1 WO2019212107 A1 WO 2019212107A1
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resonant
resonant converter
circuit
llc resonant
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김은수
국윤상
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주식회사 팩테크
전주대학교 산학협력단
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Definitions

  • the present invention relates to an LLC resonant converter, and more particularly, to an LLC resonant converter having a wide input / output voltage control range and a method of operating the same.
  • FIG. 1 is a view showing a full-bridge LLC resonant converter according to the prior art
  • Figure 2 is a diagram showing the gain characteristics of the full-bridge LLC resonant converter of FIG.
  • the horizontal axis represents the switching frequency
  • the vertical axis represents the DC input / output voltage ratio (that is, gain)
  • the load resistance values of the resistors R1 to R8 are represented by 'R8 ⁇ R7 ⁇ R6. ⁇ R1 '.
  • the full-bridge LLC resonant converter 100 includes the switches Q1 and Q2 of the primary circuit 110 and the switches Q3 and Q4 at a 50% duty ratio.
  • a voltage having the same magnitude as the input voltage Vin is applied between the terminals a and b and transferred to the secondary circuit 130.
  • switches Q1 and Q4 are turned on and switches Q2 and Q3 are turned off, a voltage of + Vin is applied between terminals a and b.
  • switches Q1 and Q4 are turned off and switches Q2 and Q3 are turned on, a voltage of -Vin is applied between terminals a and b.
  • the full-bridge LLC resonant converter 100 may adjust the gain by controlling the switches Q1 to Q4 in a switching frequency modulation scheme. Specifically, the gain characteristic of the full-bridge LLC resonant converter 100 is higher as the switching frequency is lowered to the minimum control frequency fmin based on the resonance frequency fr, and lowered as the switching frequency is increased.
  • the full-bridge LLC resonant converter 100 may control the input / output voltage in a wide range by using such a gain characteristic.
  • the gain characteristic of the LLC resonant converter 100 has a strong load dependency, so that the gain characteristic is different depending on the size of the load. Specifically, when the LLC resonant converter 100 operates at a light load (for example, V (f, R1) of FIG. 2), the gain characteristic change according to the switching frequency is large, so that the control range of the input / output voltage is wide. You lose. However, when the LLC resonant converter 100 operates at a heavy load (for example, V (f, R7)), the change in gain characteristics according to the switching frequency is small, so that the control range of the input / output voltage is narrowed.
  • V (f, R1) of FIG. 2 when the LLC resonant converter 100 operates at a light load (for example, V (f, R1) of FIG. 2), the gain characteristic change according to the switching frequency is large, so that the control range of the input / output voltage is wide. You lose. However, when the LLC resonant converter 100 operates at a heavy load (for example, V (f, R7)
  • the magnetizing inductance Lpm1 of the transformer T1 can be designed to be very small, thereby improving gain characteristics. However, in this case, the magnetization current increases, so that conduction loss increases and efficiency decreases.
  • LLC resonant converters have been proposed, but in this case, gains due to tolerances of resonant elements (e.g., transformer leakage inductance and magnetizing inductance, resonant capacitor, etc.) of individual converters The difference is that current imbalance can occur in the secondary circuit.
  • resonant elements e.g., transformer leakage inductance and magnetizing inductance, resonant capacitor, etc.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a 6-switch LLC resonant converter according to the prior art
  • FIG. 4 is a diagram illustrating gain characteristics of the 6-switch LLC resonant converter of FIG. 3.
  • the 6-switch LLC resonant converter of FIG. 3 is disclosed in Korean Patent Registration No. 10-1837603 (Registration Date: 2018.03.06).
  • the horizontal axis represents the switching frequency
  • the vertical axis represents the DC input / output voltage ratio (that is, gain).
  • the six-switch LLC resonant converter 300 includes a zero mode (Mode-0) and a first mode (Mode-1) in order to prevent current imbalance of the secondary circuit 330.
  • the first resonant circuit part 311 and the second resonant circuit part 313 operate in series, and the secondary windings NS11 and NS22, NS12 and NS21 of each transformer of the secondary circuit 330 operate in parallel, respectively, and the rectifier diode ( Power is delivered by supplying the resonant current rectified through D1 and D3, D4 and D6) to the load.
  • the first resonant circuit portion 311 and the second resonant circuit portion 313 operate in parallel in the second mode (Mode-2) and the third mode (Mode-3).
  • the secondary windings NS11 and NS21, NS12 and NS22 of each transformer of the rectifier of the secondary circuit 330 operate in series, and transfer power by supplying the rectified resonant current through the rectifier diodes D2 and D5 to the load. do.
  • LLC LLC resonant converter 300 has a wide input and output control range (input voltage: Vin / 16 ⁇ Vin, output voltage: Vo ⁇ 16Vo).
  • the primary side switching pattern and the primary and secondary winding polarities of the transformers T1 and T2 may be changed so that the primary and secondary rectifiers of the resonant circuit parts 311 and 313 operate in parallel, respectively.
  • the primary side switching pattern and the primary and secondary winding polarities of the transformers T1 and T2 may be changed so that the primary and secondary rectifiers of the resonant circuit parts 311 and 313 operate in parallel, respectively.
  • a large current unbalance may occur in the secondary circuit according to the tolerance of the resonant element.
  • This embodiment provides an LLC resonant converter capable of controlling input and output in a wide range without current unbalance of a secondary circuit and a method of operating the same.
  • an LLC resonant converter including a primary circuit for converting a DC input voltage Vin into an AC voltage having a predetermined level and a secondary circuit for rectifying the converted AC voltage to supply a DC output voltage Vo.
  • a resonant converter wherein the primary circuit comprises: a first resonant circuit portion including a transformer T1, a resonant inductor Lpl1, and a resonant capacitor Cr1; A second resonant circuit unit including a transformer T2, a resonant inductor Lpl2, and a resonant capacitor Cr2; And a plurality of switching elements configured to convert the DC input voltage Vin into an AC voltage through a switching operation and apply the applied voltage to the first resonant circuit unit and the second resonant circuit unit, wherein the secondary side circuit includes the transformer T1 and the transformer T2.
  • a rectifier including a plurality of diodes connected to the secondary coil of the rectifier to rectify the AC voltage converted by the primary circuit, wherein the resonant capacitor Cr1 and the resonant capacitor Cr2 are tolerant to the resonant element.
  • an LLC resonant converter having one end and the other end connected in common.
  • an LLC resonant converter including a primary circuit for converting a DC input voltage Vin into an AC voltage having a predetermined level and a secondary circuit for rectifying the converted AC voltage to output a DC output voltage Vo.
  • a resonant converter wherein the primary circuit comprises: a first resonant circuit portion including a transformer T1, a resonant inductor Lpl1, and a resonant capacitor Cr1; A second resonant circuit unit including a transformer T2, a resonant inductor Lpl2, and a resonant capacitor Cr2; And a plurality of main switching elements and at least one auxiliary switching element for converting the DC input voltage Vin into an AC voltage through a switching operation and applying the first and second resonant circuit parts.
  • a rectifying unit including a plurality of diodes connected to the secondary coils of the transformer T1 and the transformer T2 to rectify the AC voltage converted by the primary circuit, wherein the resonant capacitor Cr1 and the resonant capacitor Cr2 are resonant.
  • an LLC resonant converter having one end and the other in common.
  • LLC resonant converter according to the present embodiment has the effect of increasing the converter capacity through the primary and secondary side current sharing, and improve the converter efficiency by controlling the output voltage at a constant switching frequency.
  • FIG. 1 is a view showing a full-bridge LLC resonant converter according to the prior art.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating gain characteristics of the full-bridge LLC resonant converter of FIG. 1.
  • FIG. 3 shows a six-switch LLC resonant converter according to the prior art.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating gain characteristics of the 6-switch LLC resonant converter of FIG. 3.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an LLC resonant converter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating gain characteristics of the LLC resonant converter of FIG. 5.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a secondary rectifier of the LLC resonant converter of FIG. 5.
  • FIG. 8A is a diagram illustrating an operating waveform when the LLC resonant converter of FIG. 5 operates in the first mode according to an exemplary embodiment.
  • 8B to 8E are diagrams illustrating current paths when the LLC resonant converter of FIG. 5 operates in the first mode according to an embodiment.
  • 9A is a diagram illustrating an operating waveform when the LLC resonant converter of FIG. 5 operates in a first mode according to another exemplary embodiment.
  • 9B to 9E are diagrams illustrating current paths when the LLC resonant converter of FIG. 5 operates in the first mode according to another embodiment.
  • FIG. 10A illustrates an operating waveform when the LLC resonant converter of FIG. 5 operates in a second mode according to an embodiment.
  • 10B to 10E are diagrams illustrating current paths when the LLC resonant converter of FIG. 5 operates in the second mode according to an embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an application example of the LLC resonant converter of FIG. 5.
  • FIG. 12 is a graph illustrating experimental results comparing the performance of the LLC resonant converter of FIG. 5 and the LLC resonant converter according to the related art.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an LLC resonant converter according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating gain characteristics of the LLC resonant converter of FIG. 13.
  • FIG. 15A is a diagram illustrating an operating waveform when operating in a first mode according to an embodiment of the LLC resonant converter of FIG. 13.
  • 15B to 15G are diagrams illustrating a current path when operating in the first mode according to the LLC resonant converter of FIG. 13.
  • FIG. 16A is a diagram illustrating an operating waveform when operating in the second mode according to the embodiment of the LLC resonant converter of FIG. 13.
  • 16B to 16E are diagrams showing current paths when operating in the second mode according to the embodiment of the LLC resonant converter of FIG. 13.
  • FIG. 17 is a view showing an application example of the LLC resonant converter of FIG.
  • FIG. 18 is a graph illustrating experimental results comparing the performance of the LLC resonant converter of FIG. 13 and the LLC resonant converter according to the related art.
  • FIG. 5 is a diagram showing an LLC resonant converter according to an embodiment of the present invention
  • Figure 6 is a diagram showing the gain characteristics of the LLC resonant converter of FIG.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a secondary rectifier of the LLC resonant converter of FIG. 5.
  • the LLC resonant converter 500 may include six switching elements Q1 to Q6, a first resonant circuit part 511, and a second resonant circuit part 513 as the primary side circuit 510. have. Also, the LLC resonant converter 500 may include a rectifier as the secondary side circuit 530.
  • the first bridge arm Br1 in which the switching elements Q1 and Q2 are connected in series
  • the second bridge arm Br2 in which the switching elements Q3 and Q4 are connected in series
  • the switching elements Q5 and Q6 are connected in series.
  • the three bridge arms Br3 are connected in parallel between the positive terminal and the negative terminal of the input power source Vin.
  • the six switching elements Q1 to Q6 convert a DC input voltage into an AC voltage through a switching operation and apply the same to the resonant circuit.
  • the switching elements Q1 to Q6 may be implemented as transistors.
  • the first resonant circuit portion 511 is connected between a node a between the source of the switching element Q1 and the drain of Q2 and a node b between the source of the switching element Q3 and the drain of Q4.
  • the second resonant circuit portion 513 is connected between the node b between the source of the switching element Q3 and the drain of Q4 and the node c between the source of the switching element Q5 and the drain of Q6.
  • the first resonant circuit unit 511 may include a primary coil of the first transformer T1, a resonant inductor Lpl1, and a resonant capacitor Cr1.
  • the resonant inductor Lpl1 may be a leakage inductor of the first transformer T1.
  • the second resonant circuit unit 513 may include a primary side of the second transformer T2, a resonant inductor Lpl2, and a resonant capacitor Cr2.
  • the resonant inductor Lpl2 may be a leakage inductor of the second transformer T2.
  • the first and second resonant circuit units 511 and 513 transfer the AC voltage transformed according to the primary and secondary winding ratios of the transformers T1 and T2 to the secondary side circuit 530.
  • the LLC resonant converter 500 illustrates the use of each transformer T1 and T2 separately. However, this is an exemplary embodiment, and the LLC resonant converter 500 may be implemented using one transformer.
  • first and second resonant capacitors Cr1 and Cr2 are commonly connected to the node b between the source of the switching element Q3 and the drain of Q4, and the other end of the first and second resonant capacitors Cr1 and Cr2 is commonly connected. do.
  • the tolerances (within 5%) to the resonant elements e.g., leakage inductances Lpl1 and Lpl2
  • magnetizing inductances Lpm1 and Lpm2 magnetizing inductances Lpm1 and Lpm2
  • resonant capacitors Cr1 and Cr2 etc. Even if there is a secondary circuit 530 can perform the current sharing operation without a large current imbalance.
  • the rectifying parts (diodes Dr1 to Dr4) of the secondary side circuit 530 are each configured in parallel connection via the secondary side windings of the transformers T1 and T2.
  • the secondary rectifier may be configured as a parallel connection using a center tap of each of the secondary windings of the transformers T1 and T2.
  • the secondary rectifier may be configured as a parallel connection using a full-bridge of each of the secondary windings of each transformer T1 and T2.
  • this is exemplary and the present embodiment is not limited thereto.
  • the secondary circuit 530 may be implemented in various forms, such as the 3-bridge rectifier circuit shown in FIG. 7A or the parallel bridge rectifier circuit shown in FIG. 7B. .
  • the LLC resonant converter 500 operates in two modes (that is, the first mode and the second mode) according to the switching pattern of the primary circuit 510, and input voltage through switching frequency modulation control. Can be controlled over a range of '1 / 4Vin to Vin' or for an output voltage 'Vo to 4Vo'.
  • the I / O voltage control range for each mode of the LLC resonant converter 500 is summarized as follows.
  • the switching frequency modulation control during the primary half-bridge switching operation allows the input voltage to be controlled in the range of 1 / 2Vin to Vin or the output voltage in the range of Vo to 2Vo.
  • Switching frequency modulation control during primary full-bridge switching operation allows the input voltage to be controlled in the range of 1 / 4Vin to 1 / 2Vin or the output voltage in the range of 2Vo to 4Vo.
  • FIG. 8A is a diagram illustrating an operating waveform when the LLC resonant converter of FIG. 5 operates in a first mode
  • FIGS. 8B to 8E illustrate a first mode of the LLC resonant converter of FIG. 5 according to an embodiment. Is a diagram showing a current path when operating in
  • the LLC resonant converter 500 performs switching operation by alternately switching the switching elements Q2 / Q6 and Q1 / Q5 at a duty ratio of 50%. Since the switching element Q3 is turned on and Q4 is turned off (or vice versa), the primary switching elements Q1 to Q6 perform a half-bridge switching operation.
  • FIGS. 8B to 8E the current paths of the LLC resonant converters 500 are shown in FIGS. 8B to 8E.
  • FIG. 8B is a section 't0 to t1'
  • FIG. 8C is a section 't1 to t2'
  • FIG. 8D is a section 't2 to t3'
  • FIG. 8E is a section 't3 to t4' of the LLC resonant converter 500. Indicates the current path.
  • the LLC resonant converter 500 adjusts the gain by controlling the primary switch elements Q1 to Q6 in a switching frequency modulation method under a half-bridge switching operation, thereby adjusting the output voltage in the range of 'Vo to 2Vo'. You can control in a wide range.
  • FIGS. 10A is a diagram illustrating an operating waveform when the LLC resonant converter of FIG. 5 operates in a second mode
  • FIGS. 10B to 10E illustrate a second mode of the LLC resonant converter of FIG. 5 according to an embodiment. Is a diagram showing a current path when operating in
  • FIG. 10B is a section 't0 to t1'
  • FIG. 10C is a section 't1 to t2'
  • FIG. 10D is a section 't2 to t3'
  • FIG. 10E is a section 't3 to t4' of the LLC resonant converter 500. Indicates the current path.
  • the LLC resonant converter 500 controls the primary switch elements Q1 to Q6 in a switching frequency modulation scheme under full-bridge switching operation to adjust the gain to adjust the output voltage in the range of 2Vo to 4Vo. You can control in a wide range.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an application example of the LLC resonant converter of FIG. 5.
  • the LLC resonant converter application circuit 1100 applies a three-phase AC / DC converter (for example, a Vienna rectifier, a boost converter, a PWM rectifier, etc.) to an input terminal to control the VLINK voltage constantly, and to perform LLC resonance. This is achieved by connecting two converters in parallel. At this time, the LLC resonant converter can operate in parallel to control each input and output voltage in a wide range (input voltage: 1/4 Vin ⁇ Vin, output voltage: Vo ⁇ 4Vo).
  • a three-phase AC / DC converter for example, a Vienna rectifier, a boost converter, a PWM rectifier, etc.
  • FIG. 12 is a graph illustrating experimental results comparing the performance of the LLC resonant converter of FIG. 5 and the LLC resonant converter according to the related art.
  • FIG. 12A illustrates an operating waveform of an LLC resonant converter in which a resonant capacitor is not commonly connected.
  • FIG. 12B illustrates an operating waveform of an LLC resonant converter in which a resonant capacitor according to the present embodiment is commonly connected. .
  • the LLC resonant converter 500 includes the resonant capacitors Cr1 and Cr2 connected in common, and has two modes (half-bridge switching operation in the first mode and full-type in the second mode). Bridge switching operation) by controlling the switching element in the switching frequency modulation control method, there is an effect that can control the input and output voltage widely.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an LLC resonant converter according to another embodiment of the present invention
  • FIG. 14 is a diagram illustrating gain characteristics of the LLC resonant converter of FIG. 13.
  • the LLC resonant converter 1300 may include two capacitors C1 and C2, six main switching elements Q1 to Q6, and two auxiliary switching elements SA1 and SA2 as the primary side circuit 1310.
  • the first resonance circuit part 1311 and the second resonance circuit part 1313 may be included.
  • the LLC resonant converter 1300 may include a rectifier as the secondary circuit 1330.
  • the first bridge arm Br1 having the capacitors C1 and C2 connected in series
  • the second bridge arm Br2 having the main switching elements Q1 and Q2 connected in series
  • the main switching elements Q3 and Q4 connected in series
  • the fourth bridge arm Br4, in which the three bridge arms Br3 and the main switching elements Q5 and Q6 are connected in series, is connected in parallel between the positive terminal and the negative terminal of the input power source Vin.
  • auxiliary switching elements SA1 and SA2 are connected in series between the connection terminals of the capacitors C1 and C2 and the node b between the source of the main switching element Q3 and the drain of Q4.
  • the rectifying parts (diodes Dr1 to Dr4) of the secondary side circuit 1330 are each configured in parallel connection through the secondary side windings of the transformers T1 and T2.
  • the secondary rectifier may be configured as a parallel connection using a center tap of each of the secondary windings of the transformers T1 and T2.
  • the secondary rectifier may be configured as a parallel connection using a full-bridge of each of the secondary windings of each transformer T1 and T2.
  • this is exemplary and the present embodiment is not limited thereto.
  • the secondary circuit 1330 may be implemented in various forms such as various rectifier circuits such as the 3-bridge rectifier circuit or the parallel bridge rectifier circuit described above with reference to FIG. 7.
  • the LLC resonant converter 1300 operates in two modes (ie, the first mode and the second mode) according to the switching pattern of the primary circuit 1310, and sets the input voltage to 1 / 3Vin.
  • a wide range of outputs can be controlled from ⁇ Vin 'or over' Vo to 3Vo '.
  • each mode of the LLC resonant converter 1300 will be described in detail.
  • the primary switching elements Q2 / Q6 and Q1 / Q5 alternately switch at a constant switching frequency and a duty ratio of 50% for switching operation.
  • the primary switching elements Q3 and Q4 and the auxiliary switching elements SA1 and SA2 perform a switching operation in a pulse width modulation (PWM) control scheme.
  • PWM pulse width modulation
  • the LLC resonant converter 1300 in the first mode (Mode-1), does not use the switching frequency modulation control scheme and switches the primary side switching elements Q3 at a fixed switching frequency near the resonant frequency fr. And controlling the gain by controlling Q4, SA1 and SA2 in a pulse width modulation scheme, so that the magnetization inductances Lpm1 and Lpm2 can be applied without greatly reducing the magnetization current and resulting conduction loss. loss) can be prevented.
  • the LLC resonant converter 1300 in the first mode (Mode-1), pulse width modulated the primary switching elements (Q3 and Q4, SA1 and SA2) at a fixed switching frequency near the resonant frequency (fr)
  • the input voltage can be controlled in a wide range from 1 / 2Vin to Vin or the output voltage from Vo to 2Vo.
  • the switching elements Q2 / Q3 / Q6 and Q1 / Q4 / of the primary side auxiliary switching elements SA1 and SA2 are turned off.
  • Q5 alternately performs a switching operation at a duty ratio of 50%, and (2) the primary switching elements Q2 / Q3 / Q6 and Q1 / Q4 / Q5 perform the switching operation in a switching frequency modulation control method.
  • the LLC resonant converter 1300 controls the primary switch elements Q2 / Q3 / Q6 and Q1 / Q4 / Q5 by switching frequency modulation to adjust gain. Accordingly, when the output voltage Vo is constant, the input voltage can be controlled in a range of '1 / 4Vin to 1 / 2Vin' or when the input voltage Vin is constant, in the range of '2Vo to 4Vo'.
  • FIG. 15A is a view illustrating an operating waveform when operating in a first mode according to an embodiment of the LLC resonant converter of FIG. 13, and FIGS. 15B to 15G illustrate a first mode according to an embodiment of the LLC resonant converter of FIG. 13. Is a diagram showing a current path in the case of operating in
  • the primary switching elements Q2 / Q6 and Q1 / Q5 are fixed switching frequencies near the resonance frequency fr and The switching operation is performed by alternating with a duty ratio of 50%, and (2) the primary switching elements Q3 and Q4 and the auxiliary switching elements SA1 and SA2 are switched by a pulse width modulation (PWM) control method. Perform the action.
  • PWM pulse width modulation
  • Time paths of the LLC resonant converter 1300 are shown in FIGS. 15B to 15G.
  • the primary switching elements Q1, Q4, and Q5 are turned off so that the parasitic capacitor Cp of the switching elements is charged and charged to the input voltage Vin.
  • the primary switching elements Q3, Q2, and Q6 are turned on so that the input voltage Vin is applied in parallel to the first resonant circuit and the second resonant circuit, and the resonant currents IP1 and IP2 flow through them.
  • the first resonant circuit and the second resonant circuit are composed of transformers T1 and T2 for resonance, leakage inductances Lpl1 and Lpl2, magnetizing inductances Lpm1 and Lpm2, and resonant capacitors Cr1 and Cr2.
  • the secondary rectifier is supplied with a voltage by the secondary turn-ratio and gain according to the polarity of the windings of the transformers T1 and T2, and the rectified current rectified through the center tap rectifier diodes Dr1 and Dr3 flows to the load. Power is delivered.
  • the parasitic capacitor Cp of Q3 starts charging, and the voltage of the parasitic capacitor Cp of Q4 that has been charged to the input voltage Vin. Starts discharging.
  • the voltage Vin / 2 charged in the parasitic capacitor Cp of the primary auxiliary switching element SA1 is discharged to a '0' voltage through the primary switching elements Q2 and Q6 through the first resonant circuit and the second resonant circuit. do.
  • the voltage of the parasitic capacitor Cp of the switching element Q3 is charged by half of the input voltage Vin, and the voltage of the parasitic capacitor Cp of the switching element Q4 is discharged by half of the input voltage Vin, When the voltage of the parasitic capacitor Cp of the primary side auxiliary switching element SA1 is discharged to zero voltage, this section operation ends.
  • Zero voltage switching turns on, thereby reducing switching loss.
  • the secondary auxiliary switching element SA1 of the primary side auxiliary switching element SA1 since the voltage of the parasitic capacitor Cp of the secondary auxiliary switching element SA1 of the primary side auxiliary switching element SA1 is discharged to zero voltage and then turned on at zero voltage, the secondary auxiliary switching element is turned on in the period t2-t3. Both SA1 and SA2 are turned on so that half of the input voltage Vin is applied in parallel to the first resonant circuit and the second resonant circuit, respectively, and the resonant currents IP1 and IP2 are respectively passed through the primary switching elements Q2 and Q6. ) Will continue to flow.
  • the secondary rectifier Since the secondary rectifier has 1/2 of the input voltage Vin applied to the first resonant circuit and the second resonant circuit, the voltages of the first and second side turn-ratios of the transformers T1 and T2 and the half gain are increased. Resonant current applied through the center tap rectifying diodes Dr1 and Dr3 flows to the load to transfer power.
  • the secondary side auxiliary switching elements SA1 and SA2 are turned on so that half of the input voltage Vin is converted into the first resonant circuit and the second resonant circuit.
  • the section t3-t4 is a section in which only the magnetizing current flows through the magnetizing inductances Lpm1 and Lpm2 of the primary-side transformers T1 and T2, and no resonant current flows through the load.
  • the primary switching elements Q2 and Q6 and the auxiliary switching element SA2 are turned off at a time t4. Therefore, the parasitic capacitor Cp of the primary switching element Q1 and Q5 charged with the input voltage Vin and the voltage of the parasitic capacitor Cp of the primary switching element Q4 charged at 1/2 of the input voltage Vin. The voltage of) starts discharging, and the parasitic capacitor Cp of the primary side switching element SA2 and the primary side switching elements Q2 and Q6 starts charging.
  • the parasitic capacitor Cp of the primary switching element and the auxiliary switching element is charged / discharged by the magnetizing current of each of the transformers T1 and T2 during the t4-t5 dead time period, and the primary switching element Q2 and Q6. And Q3 is charged to the input voltage Vin, and the primary switching elements Q1, Q5 and Q4 are turned on when current flows through the anti-parallel diode after the primary switching elements Q1, Q5 and Q4 are discharged to the zero voltage. -On. At this time, the primary switching elements Q1, Q5, and Q4 become zero voltage switching (ZVS) to reduce the switching loss.
  • the parasitic capacitor Cp of the secondary auxiliary switching element SA2 is charged at half of the input voltage Vin during the t4-t5 dead time period.
  • the primary switching elements Q1, Q5, and Q4 are turned on at zero voltage, and an input voltage Vin is applied in parallel to the first resonant circuit and the second resonant circuit, respectively.
  • Resonant currents IP1 and IP2 flow through the circuit portion.
  • voltages due to the primary and secondary turn-ratios of the transformers T1 and T2 and the gain of the resonant circuit are applied.
  • the secondary rectifier is supplied with voltage by the secondary turn-ratio and gain according to the polarity of each transformer T1 and T2 windings, rectified through each center tap secondary rectifier diode Dr2 and Dr4, and resonated in parallel. Electric current flows through it.
  • the LLC resonant converter 1300 repeats the above-described operation of the previous half period (ie, t0-t6 section).
  • the LLC resonant converter 1300 is configured according to the pulse width modulation PWM control of the primary main switching elements Q3 and Q4 and the auxiliary switching elements SA1 and SA2.
  • the voltage applied to each of the first resonant circuit and the second resonant circuit is applied as 1/2 of the input voltage Vin and the input voltage Vin, and the output voltage Vo can be controlled in the range of 'Vo to 2Vo'. have.
  • FIG. 16A is a view illustrating an operating waveform when operating in a second mode according to an embodiment of the LLC resonant converter of FIG. 13, and FIGS. 16B to 16E illustrate a second mode according to an embodiment of the LLC resonant converter of FIG. 13. Is a diagram showing a current path when operating in
  • the primary side auxiliary switching elements SA1 and SA2 are turned off, and the switching elements Q2 / Q3 / Q6 and Q1 / Q4 / Q5 alternately perform a switching operation with a 50% duty ratio, and (2) the primary switching elements Q2 / Q3 / Q6 and Q1 / Q4 / Q5 control the switching frequency modulation (Switching-Frequency Modulation).
  • the full bridge switching operation (1) the primary side auxiliary switching elements SA1 and SA2 are turned off, and the switching elements Q2 / Q3 / Q6 and Q1 / Q4 / Q5 alternately perform a switching operation with a 50% duty ratio, and (2) the primary switching elements Q2 / Q3 / Q6 and Q1 / Q4 / Q5 control the switching frequency modulation (Switching-Frequency Modulation).
  • the input voltage Vin is applied in parallel to each of the first resonant circuit and the second resonant circuit of the LLC resonant converter 1300 so that the resonant current flows, and the secondary rectifier is provided with transformers T1 and T2. According to the polarity of each winding, the voltage by the secondary turn-ratio and the gain is applied, rectified through each of the center tap secondary rectifier diodes Dr1 and Dr3, and the load resonant current flows in parallel to transfer power.
  • FIG. 16B shows a 't0 to t1 section'
  • FIG. 16C shows a 't1 to t2 section'
  • FIG. 16D shows a 't2 to t3 section'
  • FIG. 16E shows a LLC resonant converter 1300 in a 't3 to t4 section' Indicates the current path of.
  • the LLC resonant converter 1300 adjusts the gain by controlling the primary switch elements Q1 to Q6 in the switching frequency modulation method under the full-bridge switching operation, thereby adjusting the output voltage to '2Vo to ⁇ '.
  • Wide control is available in the 4Vo 'range. This is because the output voltage of the second mode (Mode-2) is twice as high as that of the first mode (Mode-1) at the resonant frequency fr, and the gain is improved by increasing the magnetizing current induced to the primary side. .
  • FIG. 17 is a view showing an application example of the LLC resonant converter of FIG.
  • the LLC resonant converter application circuit 1700 applies a three-phase AC / DC converter (eg, a Vienna rectifier, a boost converter, a PWM rectifier, etc.) to an input stage to control the VLINK voltage constantly, and to perform LLC resonance. This is achieved by connecting two converters in parallel. At this time, each LLC resonant converter separately pulse width modulation or switching frequency of the primary switching elements Q3 and Q4 and the auxiliary switching elements SA1 and SA2 in the first mode (Mode-1) and the second mode (Mode-2). By controlling by modulation method, each input / output voltage range can be controlled widely (input voltage: 1/4 Vin ⁇ Vin, output voltage: Vo ⁇ 4Vo).
  • a three-phase AC / DC converter eg, a Vienna rectifier, a boost converter, a PWM rectifier, etc.
  • FIG. 18 is a graph illustrating experimental results comparing the performance of the LLC resonant converter of FIG. 13 and the LLC resonant converter according to the related art.
  • the experiment of FIG. 18 is an experimental waveform when the output voltage is controlled to 48V in an environment in which the auxiliary switching elements SA1 and SA2 and the switching elements Q3 and Q4 are switched in a pulse width modulation method, and has an output capacity of 2 kW. Indicates.
  • FIG. 18A illustrates operation waveforms of the LLC resonant converter operating in the first mode Mode-1 when the primary and secondary terminal voltages Vab and VS11 and the currents IP1 and IS11 are used.
  • (b) shows the operating waveform of the LLC resonant converter operating in the first mode (Mode-1) in the case of the primary terminal voltage (Vab), the secondary current (IS11, IS21) / voltage (VS11).
  • Mode-1 In the first mode (Mode-1), half-bridge and full-bridge modes coexist according to pulse width modulation, and the auxiliary switching elements SA1 and SA2 and the switching elements Q3 and Q4. Mode switching is possible through the switching operation of the pulse width modulation control method of.
  • the LLC resonant converter 1300 has a stable output voltage control range of 'Vo ⁇ 2Vo' with current sharing without generating overshoot and undershoot.

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Abstract

LLC 공진컨버터 및 그 동작 방법을 개시한다. 본 실시예의 일 측면에 의하면, 직류 입력전압 Vin을 소정 레벨의 교류전압으로 변환하는 1차측 회로 및 상기 변환된 교류전압을 정류하여 직류 출력전압 Vo을 공급하는 2차측 회로를 포함하는 LLC 공진컨버터(resonant converter)에 있어서, 상기 1차측 회로는, 변압기 T1, 공진 인덕터 Lpl1 및 공진 커패시터 Cr1을 포함하는 제1 공진회로부; 변압기 T2, 공진 인덕터 Lpl2 및 공진 커패시터 Cr2를 포함하는 제2 공진회로부; 스위칭 동작을 통해 상기 직류 입력전압 Vin을 교류전압으로 변환하여 상기 제1 공진회로부 및 상기 제2 공진회로부에 인가하는 복수의 스위칭소자를 포함하고, 상기 2차측 회로는, 상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2의 2차측 코일에 접속되어 상기 1차측 회로에 의해 변환된 교류전압을 정류하는 복수의 다이오드를 포함하는 정류부를 포함하되, 상기 공진 커패시터 Cr1 및 상기 공진 커패시터 Cr2는 공진요소의 허용오차(Tolerance)로 인한 상기 2차측 회로의 전류불평형을 방지하기 위하여 일단 및 타단이 각각 공통 연결되는 LLC 공진 컨버터를 제공한다.

Description

LLC 공진컨버터 및 그 동작 방법
This research was supported by the MOTIE(Ministry of Trade, Industry and Energy) of Korea, under the ENERGY DEMAND SIDE MANAGEMENT program(1415151799) supervised by the KETEP(Korea Energy Technology Evaluation and Planning).
본 발명은 LLC 공진컨버터에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 넓은 입출력전압 제어범위를 갖는 LLC 공진컨버터 및 그 동작 방법에 관한 것이다.
이 부분에 기술된 내용은 단순히 본 실시예에 대한 배경 정보를 제공할 뿐 종래기술을 구성하는 것은 아니다.
최근 마이크로그리드, 에너지저장시스템(ESS), 전기자동차(EV Charger) 및 지게차 충전시스템 등 다양한 응용분야에서 넓은 입출력 제어범위를 갖는 전력변환장치에 대한 수요가 증가하고 있다.
이에 따라, E-mobility 관련 충전시스템의 경우, 다양한 차종의 배터리를 충전시킬 수 있도록 2배 이상의 넓은 입출력 제어범위를 갖는 DC-DC 컨버터 전력변환장치에 대한 연구개발이 활발히 진행되고 있다.
특히, 고집적화 및 고효율을 달성하기 위하여, 고주파 스위칭과 모든 출력전압 및 부하조건에서 영전압스위칭(Zero Voltage Switching: ZVS)이 가능한 LLC 공진컨버터(LLC resonant converter)에 대한 연구개발이 활발히 진행되고 있다.
도 1은 종래 기술에 따른 풀-브리지 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이고, 도 2는 도 1의 풀-브리지 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 2에서 가로축은 스위칭 주파수를 나타내고, 세로축은 DC 입출력 전압비(즉, 이득(gain))를 나타내며, 저항 R1 내지 R8의 부하 저항값은 ‘R8<R7<R6 … <R1’이다.
도 1를 참조하면, 풀-브리지(Full-Bridge) LLC 공진컨버터(100)는, 1차측 회로(110)의 스위치 Q1 및 Q2와, 스위치 Q3 및 Q4가 50%의 듀티비(duty ratio)로 상호 교번하여 스위칭 동작함으로써, 단자 a와 b 사이에 입력전압(Vin)과 동일한 크기의 전압이 인가되어 2차측 회로(130)로 전달된다. 구체적으로, 스위치 Q1 및 Q4가 턴-온되고 스위치 Q2 및 Q3가 턴-오프된 경우, 단자 a와 b 사이에 +Vin의 전압이 인가된다. 반대로, 스위치 Q1 및 Q4가 턴-오프되고 스위치 Q2 및 Q3가 턴-온된 경우, 단자 a와 b 사이에 -Vin의 전압이 인가된다.
도 2를 참조하면, 풀-브리지 LLC 공진 컨버터(100)는 스위칭 주파수 변조 방식으로 스위치 Q1 내지 Q4를 제어하여 이득(gain)을 조절할 수 있다. 구체적으로, 풀-브리지 LLC 공진 컨버터(100)의 이득특성은, 공진주파수(fr)를 기준으로, 스위칭 주파수가 최소제어주파수(fmin)까지 낮아질수록 높아지고, 스위칭 주파수가 높아질수록 낮아진다. 풀-브리지 LLC 공진 컨버터(100)는 이와 같은 이득특성을 이용하여 입출력전압을 넓은 범위에서 제어할 수 있다.
LLC 공진컨버터(100)의 이득특성은 부하의존성이 강하여 부하의 크기에 따라 이득특성이 다르게 나타난다. 구체적으로, LLC 공진컨버터(100)가 경부하(Light Load) 동작하는 경우(예컨대, 도 2의 V(f,R1)), 스위칭 주파수에 따른 이득특성 변화가 크므로 입출력전압의 제어범위가 넓어지게 된다. 그러나, LLC 공진컨버터(100)가 중부하(Heavy Load) 동작하는 경우(예컨대, V(f,R7)), 스위칭 주파수에 따른 이득특성 변화가 작으므로 입출력전압의 제어범위가 좁아지게 된다.
변압기(T1)의 자화 인덕턴스(Lpm1)를 아주 작게 설계하여 이득특성을 개선시킬 수 있으나, 이 경우 자화전류가 증가하여 도통손실(conduction loss)이 증가하고 효율이 감소한다는 문제가 있다.
또한, 이득특성의 부하의존성을 줄이기 위하여 병렬 동작하는 LLC 공진컨버터가 제안되었으나, 이 경우 개별 컨버터의 공진요소(예: 변압기 누설 인덕턴스 및 자화 인덕턴스, 공진 커패시터 등)의 허용오차(Tolerance)에 따른 이득차이로 인해 2차측 회로에 전류불평형이 발생할 수 있다는 문제가 있다.
도 3은 종래 기술에 따른 6-스위치 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이고, 도 4는 도 3의 6-스위치 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 3의 6-스위치 LLC 공진컨버터는 한국등록 제10-1837603호(등록일: 2018.03.06)에서 개시된다.
또한, 도 4에서 가로축은 스위칭 주파수를 나타내고, 세로축은 DC 입출력 전압비(즉, 이득(gain))를 나타낸다.
도 3 및 4를 참조하면, 6-스위치 LLC 공진컨버터(300)는, 2차측 회로(330)의 전류불평형을 방지하기 위하여, 제0 모드(Mode-0) 및 제1 모드(Mode-1)에서, 제1 공진회로부(311)와 제2 공진회로부(313)는 직렬 동작하고, 2차측 회로(330)의 각 변압기의 2차측 권선 NS11과 NS22, NS12과 NS21은 각각 병렬 동작하며 정류 다이오드(D1과 D3, D4와 D6)를 통해 정류된 공진전류를 부하에 공급함으로써 전력을 전달한다.
또한, 6-스위치 LLC 공진컨버터(300)는, 제2 모드(Mode-2)와 제3 모드(Mode-3)에서, 제1 공진회로부(311)와 제2 공진회로부(313)는 병렬 동작하고, 2차측 회로(330)의 정류부의 각 변압기의 2차측 권선 NS11과 NS21, NS12와 NS22는 각각 직렬 동작하며 정류 다이오드(D2와 D5)를 통해 정류된 공진전류를 부하에 공급함으로써 전력을 전달한다.
따라서, 공진회로부(311, 313)의 공진요소에 허용오차가 있더라도, 다이오드 출력정류부는 각 모드에서 전류불평형없이 안정적으로 동작하며, LLC 공진컨버터(300)는 넓은 입출력 제어범위(입력전압 : Vin/16 ~ Vin, 출력전압 : Vo ~ 16Vo)를 갖게 된다.
그러나, 공진회로부(311, 313)의 각 모드에서 변압기(T1, T2)의 1차측 또는 2차측은 직렬 동작하므로, 스위칭 주파수 변조 제어를 하는 경우 누설인덕턴스(Lpl1, Lpl2) 및 자화인덕턴스(Lpm1, Lpm2)로 인해 원하는 이득특성을 얻기 어렵다는 문제가 있다.
또한, 출력이 저전압 대전류의 경우 2차측 정류부에 필요한 다이오드의 개수가 많아지고, 제2 모드(Mode-2) 및 제3 모드(Mode-3)의 경우 2차측 직렬 동작에 따라 일부 다이오드(D2, D5)가 대전류를 모두 부담해야 하는 문제가 있다.
이와 같은 문제를 해결하기 위하여, 1차측 스위칭 패턴 및 변압기(T1, T2)의 1,2차측 권선극성을 바꾸어 공진회로부(311, 313)의 1차측 및 2차측 정류부가 각각 병렬로 동작하도록 할 수 있지만, 이 경우 공진요소의 허용오차에 따라 2차측 회로에 전류불평형이 크게 발생할 수 있다는 문제가 있다.
본 실시예는 2차측 회로의 전류불평형없이 넓은 범위에서 입출력을 제어할 수 있는 LLC 공진컨버터 및 그 동작 방법을 제공하고자 한다.
본 실시예의 일 측면에 의하면, 직류 입력전압 Vin을 소정 레벨의 교류전압으로 변환하는 1차측 회로 및 상기 변환된 교류전압을 정류하여 직류 출력전압 Vo을 공급하는 2차측 회로를 포함하는 LLC 공진컨버터(resonant converter)에 있어서, 상기 1차측 회로는, 변압기 T1, 공진 인덕터 Lpl1 및 공진 커패시터 Cr1을 포함하는 제1 공진회로부; 변압기 T2, 공진 인덕터 Lpl2 및 공진 커패시터 Cr2를 포함하는 제2 공진회로부; 스위칭 동작을 통해 상기 직류 입력전압 Vin을 교류전압으로 변환하여 상기 제1 공진회로부 및 상기 제2 공진회로부에 인가하는 복수의 스위칭소자를 포함하고, 상기 2차측 회로는, 상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2의 2차측 코일에 접속되어 상기 1차측 회로에 의해 변환된 교류전압을 정류하는 복수의 다이오드를 포함하는 정류부를 포함하되, 상기 공진 커패시터 Cr1 및 상기 공진 커패시터 Cr2는 공진요소의 허용오차(Tolerance)로 인한 상기 2차측 회로의 전류불평형을 방지하기 위하여 일단 및 타단이 각각 공통 연결되는 LLC 공진 컨버터를 제공한다.
본 실시예의 다른 측면에 의하면, 직류 입력전압 Vin을 소정 레벨의 교류전압으로 변환하는 1차측 회로 및 상기 변환된 교류전압을 정류하여 직류 출력전압 Vo을 출력하는 2차측 회로를 포함하는 LLC 공진컨버터(resonant converter)에 있어서, 상기 1차측 회로는, 변압기 T1, 공진 인덕터 Lpl1 및 공진 커패시터 Cr1을 포함하는 제1 공진회로부; 변압기 T2, 공진 인덕터 Lpl2 및 공진 커패시터 Cr2를 포함하는 제2 공진회로부; 스위칭 동작을 통해 상기 직류 입력전압 Vin을 교류전압으로 변환하여 상기 제1 공진회로부 및 상기 제2 공진회로부에 인가하는 복수의 주 스위칭소자 및 적어도 하나의 보조 스위칭소자를 포함하고, 상기 2차측 회로는, 상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2의 2차측 코일에 접속되어 상기 1차측 회로에 의해 변환된 교류전압을 정류하는 복수의 다이오드를 포함하는 정류부를 포함하되, 상기 공진 커패시터 Cr1 및 상기 공진 커패시터 Cr2는 공진요소의 허용오차(Tolerance)로 인한 상기 2차측 회로의 전류불평형을 방지하기 위하여 일단 및 타단이 각각 공통 연결되는 LLC 공진 컨버터를 제공한다.
본 실시예에 따른 LLC 공진컨버터는 1차측 및 2차측 전류분담을 통해 컨버터 용량을 증대시키고, 일정한 스위칭 주파수에서 출력전압을 제어함으로써 컨버터 효율을 개선시킬 수 있는 효과가 있다.
도 1은 종래 기술에 따른 풀-브리지 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1의 풀-브리지 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 3은 종래 기술에 따른 6-스위치 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이다.
도 4는 도 3의 6-스위치 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이다.
도 6은 도 5의 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 7은 도 5의 LLC 공진컨버터의 2차측 정류부를 예시적으로 나타내는 도면이다.
도 8a는 도 5의 LLC 공진컨버터가 일 실시예에 따른 제1 모드로 동작하는 경우의 동작파형을 나타내는 도면이다.
도 8b 내지 8e는 도 5의 LLC 공진컨버터가 일 실시예에 따른 제1 모드로 동작하는 경우의 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 9a는 도 5의 LLC 공진컨버터가 다른 실시예에 따른 제1 모드로 동작하는 경우의 동작파형을 나타내는 도면이다.
도 9b 내지 9e는 도 5의 LLC 공진컨버터가 다른 실시예에 따른 제1 모드로 동작하는 경우의 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 10a는 도 5의 LLC 공진컨버터가 일 실시예에 따른 제2 모드로 동작하는 경우의 동작파형을 나타내는 도면이다.
도 10b 내지 10e는 도 5의 LLC 공진컨버터가 일 실시예에 따른 제2 모드로 동작하는 경우의 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 11은 도 5의 LLC 공진컨버터의 응용예를 나타내는 도면이다.
도 12는 도 5의 LLC 공진컨버터와 종래 기술에 따른 LLC 공진 컨버터의 동작 성능을 비교한 실험결과를 나타내는 그래프이다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이다.
도 14는 도 13의 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 15a는 도 13의 LLC 공진컨버터의 일 실시예에 따른 제1 모드로 동작하는 경우의 동작파형을 나타내는 도면이다.
도 15b 내지 15g는 도 13의 LLC 공진컨버터의 일 실시예에 따른 제1 모드로 동작하는 경우의 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 16a는 도 13의 LLC 공진컨버터의 일 실시예에 따른 제2 모드로 동작하는 경우의 동작파형을 나타내는 도면이다.
도 16b 내지 16e는 도 13의 LLC 공진컨버터의 일 실시예에 따른 제2 모드로 동작하는 경우의 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 17은 도 13의 LLC 공진컨버터의 응용예를 나타내는 도면이다.
도 18은 도 13의 LLC 공진컨버터와 종래 기술에 따른 LLC 공진 컨버터의 동작 성능을 비교한 실험결과를 나타내는 그래프이다.
이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의하여야 한다. 또한, 본 발명의 실시예를 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
또한, 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 '포함', '구비'한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 '…부,' '모듈' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 일 실시예들에 대해서 보다 상세하게 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이고, 도 6은 도 5의 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 7은 도 5의 LLC 공진컨버터의 2차측 정류부를 예시적으로 나타내는 도면이다.
우선 도 5를 참조하면, LLC 공진컨버터(500)는 1차측 회로(510)로서 6개의 스위칭소자(Q1 내지 Q6), 제1 공진회로부(511) 및 제2 공진회로부(513)를 포함할 수 있다. 또한, LLC 공진컨버터(500)는 2차측 회로(530)로서 정류부를 포함할 수 있다.
1차측 회로(510)에서, 스위칭소자 Q1 및 Q2가 직렬 연결된 제1 브리지암(Br1), 스위칭소자 Q3 및 Q4가 직렬 연결된 제2 브리지암(Br2) 및, 스위칭소자 Q5 및 Q6가 직렬 연결된 제3 브리지암(Br3)은, 입력전원(Vin)의 +단자와 ?단자 사이에 병렬 연결된다.
6개의 스위칭소자(Q1 내지 Q6)는 스위칭 동작을 통해 DC 입력전압을 AC 전압으로 변환하여 공진회로부에 인가하는 기능을 수행하며, 트랜지스터 등으로 구현될 수 있다.
제1 공진회로부(511)는, 스위칭소자 Q1의 소스(source)와 Q2의 드레인(drain) 사이의 노드 a와, 스위칭소자 Q3의 소스와 Q4의 드레인 사이의 노드 b 사이에 연결된다.
또한, 제2 공진회로부(513)는, 스위칭소자 Q3의 소스와 Q4의 드레인 사이의 노드 b와, 스위칭소자 Q5의 소스와 Q6의 드레인 사이의 노드 c 사이에 연결된다.
제1 공진회로부(511)는 제1 변압기 T1의 1차측 코일, 공진 인덕터 Lpl1 및 공진 커패시터 Cr1를 포함할 수 있다. 본 실시예의 일 측면에 따르면, 공진 인덕터 Lpl1은 제1 변압기 T1의 누설 인덕터(leakage inductor)일 수 있다.
제2 공진회로부(513)는 제2 변압기 T2의 1차측, 공진 인덕터 Lpl2 및 공진 커패시터 Cr2를 포함할 수 있다. 본 실시예의 일 측면에 따르면, 공진 인덕터 Lpl2는 제2 변압기 T2의 누설 인덕터일 수 있다.
제1 및 제2 공진회로부(511,513)은 각 변압기(T1, T2)의 1,2차 권선비에 따라 변압된 AC 전압을 2차측 회로(530)에 전달하는 기능을 수행한다.
도 5에서 LLC 공진컨버터(500)는 각 변압기(T1, T2)를 개별적으로 사용하는 것을 도시하고 있으나, 이는 예시적인 것이고, LLC 공진컨버터(500)는 하나의 변압기를 이용하여 구현될 수도 있다.
제1 및 제2 공진 커패시터(Cr1, Cr2)의 일단은 스위칭소자 Q3의 소스와 Q4의 드레인 사이의 노드 b에 공통 접속되며, 제1 및 제2 공진 커패시터(Cr1, Cr2)의 타단은 공통 연결된다. 여기서, 제1 및 제2 공진 커패시터(Cr1, Cr2) 각각의 정전용량(capacitance)은 서로 같을 수 있다(즉, Cr1=Cr2=C).
공진 커패시터(Cr1, Cr2)를 공통 연결함으로써, 공진요소(예: 누설 인덕턴스(Lpl1, Lpl2), 자화 인덕턴스(Lpm1, Lpm2) 및 공진 커패시터(Cr1, Cr2) 등)에 허용오차(5% 이내)가 있더라도 2차측 회로(530)는 큰 전류불평형없이 전류분담 동작을 수행할 수 있다.
2차측 회로(530)의 정류부(다이오드 Dr1 내지 Dr4)는 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선을 통해 각각 병렬 연결로 구성된다. 본 실시예의 일 측면에 따르면, 2차측 정류부는, 도 5에 도시된 바와 같이, 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선 각각의 센터탭(center tap)을 이용한 병렬 연결로 구성될 수 있다. 본 실시예의 다른 측면에 따르면, 2차측 정류부는 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선 각각의 풀-브리지(full-bridge)를 이용한 병렬 연결로 구성될 수도 있다. 다만, 이는 예시적인 것이고, 본 실시예가 이에 한정되는 것은 아님에 유의하여야 한다.
이와 같은 정류부를 포함하여, 2차측 회로(530)는 도 7의 (a)에 도시된 3-브리지 정류회로 또는 도 7의 (b)에 도시된 병렬 브리지 정류회로 등 다양한 형태로 구현될 수 있다.
도 6를 참조하면, LLC 공진컨버터(500)는 1차측 회로(510)의 스위칭 패턴에 따라 2가지 모드(즉, 제1 모드 및 제2 모드)로 동작하며, 스위칭 주파수 변조 제어를 통해 입력전압을 ‘1/4Vin ~ Vin’ 범위에서 또는 출력전압을 ‘Vo ~ 4Vo’ 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다.
LLC 공진컨버터(500)의 모드별 입출력전압 제어범위를 정리하면 아래와 같다.
1. 제1 모드(Mode 1)
1차측 하프-브리지 스위칭 동작 중 스위칭 주파수 변조 제어를 통해 입력전압을 ‘1/2Vin ~ Vin’ 범위에서 또는 출력전압을 ‘Vo ~ 2Vo’ 범위에서 제어할 수 있다.
2. 제2 모드(Mode 2)
1차측 풀-브리지 스위칭 동작 중 스위칭 주파수 변조 제어를 통해 입력전압을 ‘1/4Vin ~ 1/2Vin’ 범위에서 또는 출력전압을 ‘2Vo ~ 4Vo’ 범위에서 제어할 수 있다.
이하, 도 5 및 도 8a 내지 도 8e를 참조하여, 본 실시예의 일 측면에 따른 LLC 공진컨버터(500)의 모드에 대해 상세하게 설명하기로 한다.
제1 모드 (Mode 1) - 예시 1
도 8a는 도 5의 LLC 공진컨버터가 일 실시예에 따른 제1 모드로 동작하는 경우의 동작파형을 나타내는 도면이고, 도 8b 내지 8e는 도 5의 LLC 공진컨버터가 일 실시예에 따른 제1 모드로 동작하는 경우의 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 8a를 참조하면, LLC 공진컨버터(500)는, 제1 모드(Mode 1)에서, 스위칭소자 Q2/Q6 및 Q1/Q5가 50%의 듀티비(duty ratio)로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, 스위칭소자 Q3는 턴-온되고 Q4는 턴-오프 상태(또는, 그 반대도 가능)이므로, 1차측 스위칭소자들(Q1 내지 Q6)은 하프-브리지 스위칭 동작을 수행한다.
1차측 회로(510)의 하프-브리지 스위칭 동작 중, LLC 공진컨버터(500)의 시구간별 전류패스(current path)는 도 8b 내지 8e에 도시된 바와 같다. 구체적으로, 도 8b는 ‘t0 ~ t1 구간’, 도 8c는 ‘t1 ~ t2 구간’, 도 8d는 ‘t2 ~ t3 구간’ 및 도 8e는 ‘t3 ~ t4 구간’에서 LLC 공진컨버터(500)의 전류패스를 나타낸다.
LLC 공진컨버터(500)는, 1차측 스위치소자들(Q1 내지 Q6)을, 하프-브리지 스위칭 동작 하에서 스위칭 주파수 변조 방식으로 제어하여 이득(gain)을 조절함으로써, 출력전압을 ‘Vo ~ 2Vo’ 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다.
제2 모드 (Mode 2)
도 10a는 도 5의 LLC 공진컨버터가 일 실시예에 따른 제2 모드로 동작하는 경우의 동작파형을 나타내는 도면이고, 도 10b 내지 10e는 도 5의 LLC 공진컨버터가 일 실시예에 따른 제2 모드로 동작하는 경우의 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 10a를 참조하면, LLC 공진컨버터(500)의 제2 모드(Mode 2)에서, 스위칭소자 Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5는 50%의 듀티비로 교번하여 스위칭 동작을 수행하므로, 1차측 스위칭소자들(Q1 내지 Q6)은 풀-브리지 스위칭 동작을 수행한다.
1차측 회로(510)의 풀-브리지 스위칭 동작 중, LLC 공진컨버터(500)의 시구간별 전류패스는 도 10b 내지 10e에 도시된 바와 같다. 구체적으로, 도 10b는 ‘t0 ~ t1 구간’, 도 10c는 ‘t1 ~ t2 구간’, 도 10d는 ‘t2 ~ t3 구간’ 및 도 10e는 ‘t3 ~ t4 구간’에서 LLC 공진컨버터(500)의 전류패스를 나타낸다.
LLC 공진컨버터(500)는, 1차측 스위치소자들(Q1 내지 Q6)을, 풀-브리지 스위칭 동작 하에서 스위칭 주파수 변조 방식으로 제어하여 이득(gain)을 조절함으로써, 출력전압을 ‘2Vo ~ 4Vo’ 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다.
도 11은 도 5의 LLC 공진컨버터의 응용예를 나타내는 도면이다.
도 11을 참조하면, LLC 공진컨버터 응용회로(1100)는, 입력단에 3상 AC/DC 컨버터(예: 비엔나정류기, 승압컨버터, PWM 정류기 등)를 적용하여 VLINK 전압을 일정하게 제어하고, LLC 공진컨버터 2대를 병렬 연결하여 구현된다. 이 때, LLC 공진컨버터는 각각 병렬 동작하여 각각의 입출력전압을 넓은 범위(입력전압 : 1/4 Vin ~ Vin, 출력전압 : Vo ~ 4Vo)에서 제어할 수 있다.
도 12는 도 5의 LLC 공진컨버터와 종래 기술에 따른 LLC 공진 컨버터의 동작 성능을 비교한 실험결과를 나타내는 그래프이다.
도 12의 (a)는 공진 커패시터가 공통으로 연결되지 않은 LLC 공진컨버터의 동작파형을 나타내고, 도 12의 (b)는 본 실시예에 따른 공진 커패시터가 공통으로 연결된 LLC 공진컨버터의 동작파형을 나타낸다.
도 12의 실험은, (1) 제1 공진회로, 제2 공진회로 및 2차측 정류부가 병렬 동작하도록 하였고, (2) 공진회로에 적용된 공진 커패시터(Cr1, Cr2)는 동일한 값을 사용하였고, (3) 입력은 DC 400V이고 출력은 DC 36V / 700W이며, (4) 변압기(T1, T2)의 자화 인덕턴스(Lpm1, Lpm2)가 허용오차(5%) 이상인 6% 차이가 있다는 가정 하에 수행된다.
도 12의 (a)를 참조하면, 공진 커패시터(Cr1, Cr2)가 공통 연결되지 않은 LLC 공진컨버터는, 2차측 회로의 전류 IDr2과 IDr4 간의 전류불평형이 크게 나타남을 확인할 수 있다.
이에 반해, 도 12의 (b)를 참조하면, 공진 커패시터(Cr1, Cr2)가 공통 연결된 LLC 공진컨버터는, 2차측 회로의 전류 IDr2과 IDr4 간의 전류불평형이 거의 나타나지 않음을 확인할 수 있다.
이상을 정리하면, 본 실시예에 따른 LLC 공진컨버터(500)는 공통연결된 공진 커패시터(Cr1, Cr2)를 포함하며, 2가지 모드(제1 모드에서 하프-브리지 스위칭 동작 및 제2 모드에서 풀-브리지 스위칭 동작)에서 스위칭 주파수 변조 제어 방식으로 스위칭소자를 제어함으로써, 입출력전압을 폭넓게 제어할 수 있는 효과가 있다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이고, 도 14는 도 13의 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 13을 참조하면, LLC 공진컨버터(1300)는 1차측 회로(1310)로서 2개의 커패시터(C1 및 C2), 6개의 주 스위칭소자(Q1 내지 Q6), 2개의 보조 스위칭소자(SA1 및 SA2), 제1 공진회로부(1311) 및 제2 공진회로부(1313)를 포함할 수 있다. 또한, LLC 공진컨버터(1300)는 2차측 회로(1330)로서 정류부를 포함할 수 있다.
이하, 도 5를 참조하여 전술한 LLC 공진컨버터(500)와 중복되는 내용에 대한 설명은 생략하거나 간략히 하기로 한다.
1차측 회로(1310)에서, 커패시터 C1 및 C2가 직렬 연결된 제1 브리지암(Br1), 주 스위칭소자 Q1 및 Q2가 직렬 연결된 제2 브리지암(Br2), 주 스위칭소자 Q3 및 Q4가 직렬 연결된 제3 브리지암(Br3) 및 주 스위칭소자 Q5 및 Q6가 직렬 연결된 제4 브리지암(Br4)이, 입력전원(Vin)의 +단자와 ?단자 사이에 병렬 연결된다.
또한, 보조 스위칭소자 SA1 및 SA2는 커패시터 C1 및 C2의 접속단과, 주 스위칭소자 Q3의 소스(Source)와 Q4의 드레인(Drain) 사이의 노드 b 사이에 직렬 연결된다.
2차측 회로(1330)의 정류부(다이오드 Dr1 내지 Dr4)는 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선을 통해 각각 병렬 연결로 구성된다. 본 실시예의 일 측면에 따르면, 2차측 정류부는, 도 5에 도시된 바와 같이, 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선 각각의 센터탭(center tap)을 이용한 병렬 연결로 구성될 수 있다. 본 실시예의 다른 측면에 따르면, 2차측 정류부는 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선 각각의 풀-브리지(full-bridge)를 이용한 병렬 연결로 구성될 수도 있다. 다만, 이는 예시적인 것이고, 본 실시예가 이에 한정되는 것은 아님에 유의하여야 한다.
이와 같은 정류부를 포함하여, 2차측 회로(1330)는 도 7를 참조하여 전술한 3-브리지 정류회로 또는 병렬 브리지 정류회로 등 다양한 정류회로 등 다양한 형태로 구현될 수 있다.
도 14를 참조하면, LLC 공진컨버터(1300)는, 1차측 회로(1310)의 스위칭 패턴에 따라 2가지 모드(즉, 제1 모드 및 제2 모드)로 동작하며, 입력전압을 ‘1/3Vin ~ Vin’ 범위에서 또는 출력전압을 ‘Vo ~ 3Vo’ 이상의 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다. 이하, LLC 공진컨버터(1300)의 각 모드에 대해 상세하게 설명하기로 한다.
제1 모드 (Mode-1)
LLC 공진컨버터(1300)의 제1 모드(Mode-1)에서, (1) 1차측 스위칭소자 Q2/Q6 및 Q1/Q5는 일정한 스위칭 주파수 및 50%의 듀티비(duty ratio)로 교변하여 스위칭 동작을 수행하고, (2) 1차측 스위칭소자 Q3 및 Q4와 보조 스위칭소자 SA1 및 SA2는 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 제어방식으로 스위칭 동작을 수행한다.
LLC 공진컨버터(1300)는, 제1 모드(Mode-1)에서, 스위칭 주파수 변조 제어 방식을 이용하지 않고, 공진주파수(resonant frequency, fr) 부근의 고정된 스위칭 주파수에서 1차측 스위칭소자들(Q3 및 Q4, SA1 및 SA2)을 펄스 폭 변조 방식으로 제어하여 이득(gain)을 조절함으로써, 자화 인덕턴스(Lpm1, Lpm2)를 크게 저감시키지 않고 적용할 수 있게 되어 자화전류 증가 및 이로 인한 도통손실(conduction loss)을 방지할 수 있다.
또한, LLC 공진컨버터(1300)는, 제1 모드(Mode-1)에서, 공진주파수(fr) 부근의 고정된 스위칭 주파수에서 1차측 스위칭소자들(Q3 및 Q4, SA1 및 SA2)을 펄스 폭 변조 방식으로 제어하여 이득을 조절함으로써, 입력전압을 ‘1/2Vin ~ Vin’ 범위에서 또는 출력전압을 ‘Vo ~ 2Vo’ 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다.
제2 모드 (Mode-2)
LLC 공진컨버터(1300)의 제2 모드(Mode-2)에서, (1) 1차측 보조 스위칭소자(SA1 및 SA2)는 턴-오프된 상태에서, 스위칭소자 Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5가 50%의 듀티비로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, (2) 1차측 스위칭소자 Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5는 스위칭 주파수 변조 제어방식으로 스위칭 동작을 수행한다.
LLC 공진컨버터(1300)는, 제2 모드(Mode-2)에서, 1차측 스위치소자들(Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5)를 스위칭 주파수 변조방식으로 제어하여 이득(gain)을 조절함으로써, 출력전압(Vo)이 일정한 경우 입력전압을 ‘1/4Vin ~ 1/2Vin’ 범위에서 또는 입력전압(Vin)이 일정한 경우 출력전압을 ‘2Vo ~ 4Vo’ 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다.
이하, 도 15a 내지 도 16e를 참조하여, 본 실시예의 다른 측면에 따른 LLC 공진커버터(1300)의 모드에 대해 상세하게 설명하기로 한다.
도 15a는 도 13의 LLC 공진컨버터의 일 실시예에 따른 제1 모드로 동작하는 경우의 동작파형을 나타내는 도면이고, 도 15b 내지 15g는 도 13의 LLC 공진컨버터의 일 실시예에 따른 제1 모드로 동작하는 경우의 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 15a를 참조하면, LLC 공진컨버터(1300)의 제1 모드(Mode-1)에서, (1) 1차측 스위칭소자 Q2/Q6 및 Q1/Q5는 공진주파수(fr) 부근의 고정된 스위칭 주파수 및 50%의 듀티비(duty ratio)로 교변하여 스위칭 동작을 수행하고, (2) 1차측 스위칭소자 Q3 및 Q4와 보조 스위칭소자 SA1 및 SA2는 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 제어방식으로 스위칭 동작을 수행한다.
LLC 공진컨버터(1300)의 시구간별 전류패스는 도 15b 내지 도 15g에 도시된 바와 같다.
1. t0-t1 구간
도 15b를 참조하면, 이 구간 동안 1차측 스위칭소자 Q1, Q4, Q5가 턴-오프되어 있어 이들 스위칭소자의 기생 커패시터(Cp)는 입력전압(Vin)으로 대전되어 충전된 상태이다.
1차측 스위칭소자 Q3, Q2, Q6가 턴-온되어 있어 입력전압(Vin)이 제1 공진회로 및 제2 공진회로에 병렬로 인가되고 각각에 공진전류(IP1, IP2)가 흐른다.
제1 공진회로 및 제2 공진회로는 공진을 위한 변압기(T1, T2), 누설 인덕턴스(Lpl1, Lpl2), 자화 인덕턴스(Lpm1, Lpm2) 및 공진 커패시터(Cr1, Cr2)로 구성되어 있다.
2차측 정류부에는 각 변압기(T1, T2) 권선의 극성에 따라 2차측 턴-비 및 이득에 의한 전압이 인가되고, 각 센터탭 정류다이오드(Dr1, Dr3)를 통해 정류된 공진전류가 부하로 흘러 전력이 전달된다.
이 구간 동안, 1차측 보조 스위칭소자 SA2는 턴-온되어 있고, SA1은 턴-오프되어 있으므로, 보조 스위칭소자 SA1의 기생 커패시터(Cp) 양단전압은 입력전압(Vin)의 1/2만큼 충전되어 있다.
2. t1-t2 구간
도 15c를 참조하면, t1 시점에 1차측 스위칭소자 Q3이 턴-오프되면 Q3의 기생 커패시터(Cp)가 충전을 시작하고, 입력전압(Vin)으로 충전되어 있던 Q4의 기생 커패시터(Cp)의 전압은 방전을 개시한다. 또한, 1차측 보조 스위칭소자 SA1의 기생 커패시터(Cp)에 충전된 전압(Vin/2)은 제1 공진회로와 제2 공진회로를 통해 1차측 스위칭소자 Q2 및 Q6를 통해 ‘0’ 전압으로 방전된다. 스위칭소자 Q3의 기생 커패시터(Cp)의 전압이 입력전압(Vin)의 1/2만큼 충전되고, 스위칭소자 Q4의 기생 커패시터(Cp)의 전압이 입력전압(Vin)의 1/2만큼 방전되며, 1차측 보조 스위칭소자 SA1의 기생 커패시터(Cp)의 전압이 0 전압으로 방전되면, 이 구간 동작은 끝나게 된다.
1차측 보조 스위칭소자 SA1의 기생 커패시터(Cp)의 전압이 ‘0’ 전압으로 방전된 후 턴-온되면, 영전압스위칭(ZVS : Zero Voltage Switching) 턴-온이 되므로 스위칭손실을 저감할 수 있다.
3. t2-t3 구간
도 15d를 참조하면, t2 시점 이전에 1차측 보조 스위칭소자 SA1의 기생 커패시터(Cp)의 전압이 0 전압으로 방전된 후 영전압스위칭 턴-온되어 있으므로, t2-t3 구간에는 2차측 보조 스위칭소자 SA1 및 SA2가 모두 턴-온되어 입력전압(Vin)의 1/2이 제1 공진회로와 제2 공진회로에 각각 병렬로 인가되며 1차측 스위칭소자 Q2 및 Q6 각각을 통해 공진전류(IP1, IP2)가 계속해서 흐르게 된다.
2차측 정류부는 입력전압(Vin)의 1/2이 제1 공진회로와 제2 공진회로에 인가되기 때문에 각 변압기(T1, T2) 1,2차측 턴-비 및 1/2 이득에 의한 전압이 인가되고, 각 센터탭 정류다이오드(Dr1, Dr3)를 통해 정류된 공진전류가 부하로 흘러 전력이 전달된다.
4. t3-t4 구간
도 15e를 참조하면, 이전 구간(t2-t3)과 마찬가지로 2차측 보조 스위칭소자(SA1 및 SA2)가 모두 턴-온되어 입력전압(Vin)의 1/2이 제1 공진회로와 제2 공진회로에 인가되어 전류가 흐르지만, 이 구간(t3-t4)은 1차측 변압기(T1, T2) 각각의 자화 인덕턴스(Lpm1, Lpm2)를 통해 자화전류만이 흐르는 구간으로 부하에는 공진전류가 흐르지 않는다.
5. t4-t5 구간
도 15f를 참조하면, t4-t5 데드타임(Dead Time) 구간에는 t4시점에서 1차측 스위칭소자 Q2 및 Q6과 보조 스위칭소자 SA2가 턴-오프된다. 따라서, 입력전압(Vin)의 1/2로 충전되어 있던 1차측 스위칭소자 Q4의 기생 커패시터(Cp)의 전압과 입력전압(Vin)으로 충전되어 있던 1차측 스위칭소자 Q1 및 Q5의 기생 커패시터(Cp)의 전압은 방전을 개시하고, 1차측 보조 스위칭소자 SA2와 1차측 스위칭소자 Q2 및 Q6의 기생 커패시터(Cp)는 충전을 시작한다. t4-t5 데드타임(Dead Time) 구간 동안 1차측 스위칭소자 및 보조 스위칭소자의 기생 커패시터(Cp)는 변압기(T1, T2) 각각의 자화전류에 의해 충/방전되고, 1차측 스위칭소자 Q2, Q6 및 Q3는 입력전압(Vin)으로 충전되고, 1차측 스위칭소자 Q1, Q5 및 Q4가 ‘0’ 전압으로 방전된 후 역병렬 다이오드를 통해 전류가 흐를 때 1차측 스위칭소자 Q1, Q5 및 Q4가 턴-온된다. 이 때, 1차측 스위칭소자 Q1, Q5 및 Q4는 영전압스위칭(Zero Voltage Switching: ZVS)이 되어 스위칭손실을 저감할 수 있다. 또한, t4-t5 데드타임(Dead Time) 구간동안 1차측 보조 스위칭소자 SA2의 기생 커패시터(Cp)는 입력전압(Vin)의 1/2로 충전된다.
6. t5-t6 구간
도 15g를 참조하면, t5시점에서 1차측 스위칭소자 Q1, Q5 및 Q4는 영전압에서 턴-온되고, 입력전압(Vin)이 제1 공진회로와 제2 공진회로에 각각 병렬로 인가되며 각 공진회로부에는 공진전류(IP1, IP2)가 흐른다. 이 때, 변압기(T1, T2) 각각의 1,2차측 턴-비 및 공진회로의 이득에 의한 전압이 인가된다.
2차측 정류부는 각 변압기(T1, T2) 권선의 극성에 따라 2차측 턴-비 및 이득에 의한 전압이 인가되고, 각 센터탭 2차측 정류다이오드(Dr2, Dr4)를 통해 정류되어 병렬로 부하공진전류가 흘러 전력이 전달된다.
이후 나머지 반주기에서, LLC 공진컨버터(1300)는 전술한 이전 반주기(즉, t0-t6 구간)의 동작을 반복하여 수행하게 된다.
이상에서 설명한 바와 같이, LLC 공진컨버터(1300)는, 제1 모드에서, 1차측 주 스위칭소자(Q3, Q4) 및 보조 스위칭소자(SA1, SA2)의 펄스 폭 변조(PWM) 제어에 따라, 제1 공진회로 및 제2 공진회로 각각에 인가되는 전압을 입력전압(Vin)과 입력전압(Vin)의 1/2전압으로 인가하며, 출력전압(Vo)을 ‘Vo~2Vo’ 범위에서 제어할 수 있다.
도 16a는 도 13의 LLC 공진컨버터의 일 실시예에 따른 제2 모드로 동작하는 경우의 동작파형을 나타내는 도면이고, 도 16b 내지 16e는 도 13의 LLC 공진컨버터의 일 실시예에 따른 제2 모드로 동작하는 경우의 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 16a를 참조하면, LLC 공진컨버터(1300)의 제2 모드(Mode-2)에서, (1) 1차측 보조 스위칭소자(SA1 및 SA2)는 턴-오프된 상태에서, 스위칭소자 Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5가 50%의 듀티비로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, (2) 1차측 스위칭소자 Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5는 스위칭 주파수 변조(Switching-Frequency Modulation) 제어방식으로 풀-브리지 스위칭 동작을 수행한다.
풀-브리지 스위칭 동작 하에서, LLC 공진컨버터(1300)의 제1 공진회로와 제2 공진회로에 각각 병렬로 입력전압(Vin)이 인가되어 공진전류가 흐르고, 2차측 정류부는 변압기(T1, T2) 각각의 권선의 극성에 따라 2차측 턴-비 및 이득에 의한 전압이 인가되고, 각 센터탭 2차측 정류다이오드(Dr1, Dr3)를 통해 정류되어 병렬로 부하공진전류가 흘러 전력이 전달된다.
풀-브리지 스위칭 동작 하에서, LLC 공진컨버터(1300)의 시구간별 전류패스는 도 16b 내지 16e에 도시된 바와 같다. 구체적으로, 도 16b는 ‘t0 ~ t1 구간’, 도 16c는 ‘t1 ~ t2 구간’, 도 16d는 ‘t2 ~ t3 구간’ 및 도 16e는 ‘t3 ~ t4 구간’에서의 LLC 공진컨버터(1300)의 전류패스를 나타낸다.
이와 같이, LLC 공진컨버터(1300)는, 풀-브리지 스위칭 동작 하에서, 1차측 스위치소자들(Q1 내지 Q6)을 스위칭 주파수 변조방식으로 제어하여 이득(gain)을 조절함으로써, 출력전압을 ‘2Vo ~ 4Vo’ 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다. 이는 공진주파수(fr)에서 제2 모드(Mode-2)의 출력전압이 제1 모드(Mode-1)의 경우보다 2배가 되기 때문에 1차측으로 유도되는 자화전류가 증가하여 이득이 개선되기 때문이다.
도 17은 도 13의 LLC 공진컨버터의 응용예를 나타내는 도면이다.
도 17을 참조하면, LLC 공진컨버터 응용회로(1700)는, 입력단에 3상 AC/DC 컨버터(예: 비엔나정류기, 승압컨버터, PWM 정류기 등)를 적용하여 VLINK 전압을 일정하게 제어하고, LLC 공진컨버터 2대를 병렬 연결하여 구현된다. 이 때, 각각의 LLC 공진컨버터는 제1 모드(Mode-1) 및 제2 모드(Mode-2)에서 1차측 스위칭소자 Q3 및 Q4와 보조 스위칭소자 SA1 및 SA2를 개별적으로 펄스 폭 변조 또는 스위칭 주파수 변조방식으로 제어하여, 각각의 입출력 전압범위를 폭넓게 제어(입력전압 : 1/4 Vin ~ Vin, 출력전압 : Vo ~ 4Vo)할 수 있다.
도 18은 도 13의 LLC 공진컨버터와 종래 기술에 따른 LLC 공진 컨버터의 동작 성능을 비교한 실험결과를 나타내는 그래프이다.
도 18의 실험은 보조 스위칭소자(SA1, SA2) 및 스위칭소자(Q3, Q4)가 펄스 폭 변조방식으로 스위칭 동작하는 환경에서 출력전압을 DC 48V로 제어할 때의 실험파형으로 출력용량 2kW에 대해 나타낸다.
도 18의 (a)는 1,2차측 단자전압(Vab, VS11) 및 전류(IP1, IS11)인 경우 제1 모드(Mode-1)로 동작하는 LLC 공진컨버터의 동작파형을 나타내고, 도 18의 (b)는 1차측 단자전압(Vab), 2차측 전류(IS11, IS21)/전압(VS11)인 경우 제1 모드(Mode-1)로 동작하는 LLC 공진컨버터의 동작파형을 나타낸다.
제1 모드(Mode-1)에서 펄스 폭 변조에 따라 하프브리지(Half-Bridge)와 풀브리지(Full-Bridge) 모드가 공존하고, 보조 스위칭소자(SA1 및 SA2) 및 스위칭소자(Q3 및 Q4)의 펄스 폭 변조 제어방식의 스위칭 동작을 통해 모드 변환이 가능하다.
이러한 동작제어에 따라, LLC 공진컨버터(1300)는 오버슈트(Overshoot) 및 언더슈트(Undershoot)를 발생시키지 않고 전류분담된 안정적인 ‘Vo ~ 2Vo’의 출력전압 제어범위를 갖게 된다.
이상의 설명은 본 실시예의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 실시예가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 실시예의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 실시예들은 본 실시예의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 실시예의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 실시예의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 실시예의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
CROSS-REFERENCE TO RELATED APPLICATION
본 특허출원은, 본 명세서에 그 전체가 참고로서 포함되는, 2018년 5월 2일자로 한국에 출원한 특허출원번호 제10-2018-0050514호에 대해 우선권을 주장한다.

Claims (24)

  1. 직류 입력전압 Vin을 소정 레벨의 교류전압으로 변환하는 1차측 회로 및 상기 변환된 교류전압을 정류하여 직류 출력전압 Vo을 공급하는 2차측 회로를 포함하는 LLC 공진컨버터(resonant converter)에 있어서,
    상기 1차측 회로는,
    변압기 T1, 공진 인덕터 Lpl1 및 공진 커패시터 Cr1을 포함하는 제1 공진회로부;
    변압기 T2, 공진 인덕터 Lpl2 및 공진 커패시터 Cr2를 포함하는 제2 공진회로부;
    스위칭 동작을 통해 상기 직류 입력전압 Vin을 교류전압으로 변환하여 상기 제1 공진회로부 및 상기 제2 공진회로부에 인가하는 복수의 스위칭소자를 포함하고,
    상기 2차측 회로는,
    상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2의 2차측 코일에 접속되어 상기 1차측 회로에 의해 변환된 교류전압을 정류하는 복수의 다이오드를 포함하는 정류부를 포함하되,
    상기 공진 커패시터 Cr1 및 상기 공진 커패시터 Cr2는 공진요소의 허용오차(Tolerance)로 인한 상기 2차측 회로의 전류불평형을 방지하기 위하여 일단 및 타단이 각각 공통 연결되는
    LLC 공진 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 공진 인덕터 Lpl1은,
    상기 변압기 T1의 누설 인덕터(leakage inductor)인
    LLC 공진컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 공진 인덕터 Lpl2는,
    상기 변압기 T2의 누설 인덕터(leakage inductor)인
    LLC 공진컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 정류부는,
    상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2 각각의 2차측 권선에 대한 병렬 센터탭(center tap) 정류회로로 구현되는
    LLC 공진컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 정류부는,
    상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2 각각의 2차측 권선에 대한 병렬 풀-브리지(full-bridge) 정류회로로 구현되는
    LLC 공진컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 1차측 회로가 상기 스위칭소자에 대한 스위칭 주파수 변조 제어에 따라 하프-브리지(half-bridge) 동작 및 풀-브리지(full-bridge) 동작 중 어느 한 동작을 수행함으로써, 상기 직류 입력전압 및 상기 직류 출력전압 중 적어도 하나를 소정의 레벨로 제어하는
    LLC 공진컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭소자는,
    제1 브리지암에 직렬로 연결되는 제1 스위칭소자(Q1) 및 제2 스위칭소자(Q2), 제2 브리지암에 직렬로 연결되는 제3 스위칭소자(Q3) 및 제4 스위칭소자(Q4) 및 제3 브리지암에 직렬로 연결된 제5 스위칭소자(Q5) 및 제6 스위칭소자(Q6)를 포함하되,
    상기 제1 내지 제3 브리지암은 입력단자에 병렬로 연결되는
    LLC 공진컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 공진회로부는,
    상기 스위칭소자 Q1의 소스(source)와 상기 스위칭소자 Q2의 드레인(drain) 사이의 노드와, 상기 스위칭소자 Q3의 소스와 상기 스위칭소자 Q4의 드레인 사이의 노드 사이에 연결되는
    LLC 공진컨버터.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제2 공진회로부는,
    상기 스위칭소자 Q3의 소스(source)와 상기 스위칭소자 Q4의 드레인(drain) 사이의 노드와, 상기 스위칭소자 Q5의 소스와 Q6의 드레인 사이의 노드 사이에 연결되는
    LLC 공진컨버터.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 1차측 회로는,
    상기 스위칭소자 Q2 및 상기 스위칭소자 Q6와, 상기 스위칭소자 Q1 및 상기 스위칭소자 Q5가 50%의 듀티비(duty ratio)로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, 상기 스위칭소자 Q3는 턴-온(turn-on)되고 상기 스위칭소자 Q4는 턴-오프(turn-off) 되는 경우, 하프-브리지(half-bridge) 동작을 수행하는
    LLC 공진컨버터.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 1차측 회로는,
    상기 스위칭소자 Q2 및 상기 스위칭소자 Q6와, 상기 스위칭소자 Q1 및 상기 스위칭소자 Q5가 50%의 듀티비(duty ratio)로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, 상기 스위칭소자 Q3는 턴-오프(turn-off)되고 상기 스위칭소자 Q4는 턴-온(turn-on) 되는 경우, 하프-브리지(half-bridge) 동작을 수행하는
    LLC 공진컨버터.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 1차측 회로는,
    상기 스위칭소자 Q3 및 상기 스위칭소자 Q4는 50%의 듀티비(duty ratio)로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, 상기 스위칭소자 Q2 및 상기 스위칭소자 Q6는 턴-온(turn-on)되고 상기 스위칭소자 Q1 및 상기 스위칭소자 Q5는 턴-오프(turn-off) 되는 경우, 하프-브리지(half-bridge) 동작을 수행하는
    LLC 공진컨버터.
  13. 제7항에 있어서,
    상기 1차측 회로는,
    상기 스위칭소자 Q3 및 상기 스위칭소자 Q4는 50%의 듀티비(duty ratio)로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, 상기 스위칭소자 Q2 및 상기 스위칭소자 Q6는 턴-오프(turn-off)되고 상기 스위칭소자 Q1 및 상기 스위칭소자 Q5는 턴-온(turn-on) 되는 경우, 하프-브리지(half-bridge) 동작을 수행하는
    LLC 공진컨버터.
  14. 제7항에 있어서,
    상기 1차측 회로는,
    상기 스위칭소자 Q2, 상기 스위칭소자 Q3 및 상기 스위칭소자 Q6과, 상기 스위칭소자 Q1, 상기 스위칭소자 Q4 및 상기 스위칭소자 Q5가 50%의 듀티비로 교번하여 스위칭 동작을 수행하는 경우, 풀-브리지(full-bridge) 동작을 수행하는
    LLC 공진컨버터.
  15. 직류 입력전압 Vin을 소정 레벨의 교류전압으로 변환하는 1차측 회로 및 상기 변환된 교류전압을 정류하여 직류 출력전압 Vo을 출력하는 2차측 회로를 포함하는 LLC 공진컨버터(resonant converter)에 있어서,
    상기 1차측 회로는,
    변압기 T1, 공진 인덕터 Lpl1 및 공진 커패시터 Cr1을 포함하는 제1 공진회로부;
    변압기 T2, 공진 인덕터 Lpl2 및 공진 커패시터 Cr2를 포함하는 제2 공진회로부;
    스위칭 동작을 통해 상기 직류 입력전압 Vin을 교류전압으로 변환하여 상기 제1 공진회로부 및 상기 제2 공진회로부에 인가하는 복수의 주 스위칭소자 및 적어도 하나의 보조 스위칭소자를 포함하고,
    상기 2차측 회로는,
    상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2의 2차측 코일에 접속되어 상기 1차측 회로에 의해 변환된 교류전압을 정류하는 복수의 다이오드를 포함하는 정류부를 포함하되,
    상기 공진 커패시터 Cr1 및 상기 공진 커패시터 Cr2는 공진요소의 허용오차(Tolerance)로 인한 상기 2차측 회로의 전류불평형을 방지하기 위하여 일단 및 타단이 각각 공통 연결되는
    LLC 공진 컨버터.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 공진 인덕터 Lpl1은,
    상기 변압기 T1의 누설 인덕터(leakage inductor)인
    LLC 공진컨버터.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 공진 인덕터 Lpl2는,
    상기 변압기 T2의 누설 인덕터(leakage inductor)인
    LLC 공진컨버터.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 정류부는,
    상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2 각각의 2차측 권선에 대한 병렬 센터탭(center tap) 정류회로로 구현되는
    LLC 공진컨버터.
  19. 제15항에 있어서,
    상기 정류부는,
    상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2 각각의 2차측 권선에 대한 병렬 풀-브리지(full-bridge) 정류회로로 구현되는
    LLC 공진컨버터.
  20. 제15항에 있어서,
    상기 주 스위칭소자는,
    제1 브리지암에 직렬로 연결되는 제1 스위칭소자 Q1 및 제2 스위칭소자 Q2, 제2 브리지암에 직렬로 연결되는 제3 스위칭소자 Q3 및 제4 스위칭소자 Q4 및 제3 브리지암에 직렬로 연결된 제5 스위칭소자 Q5 및 제6 스위칭소자 Q6를 포함하고,
    상기 제1 내지 제3 브리지암은 입력단자에 병렬로 연결되는
    LLC 공진컨버터.
  21. 제15항에 있어서,
    상기 보조 스위칭소자는,
    상기 공진 커패시터 Cr1 및 상기 공진 커패시터 Cr2의 접속단과, 상기 주 스위칭소자 Q3의 소스(Source)와 상기 주 스위칭소자 Q4의 드레인(Drain) 사이의 노드 사이에 직렬 연결되는, 제1 보조 스위칭소자 SA1 및 제2 보조 스위칭소자 SA2를 포함하는
    LLC 공진컨버터.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 제1 공진회로부는,
    상기 주 스위칭소자 Q1의 소스(source)와 상기 주 스위칭소자 Q2의 드레인(drain) 사이의 노드와, 상기 주 스위칭소자 Q3의 소스와 상기 주 스위칭소자 Q4의 드레인 사이의 노드 사이에 연결되고,
    상기 제2 공진회로부는,
    상기 주 스위칭소자 Q3의 소스와 상기 주 스위칭소자 Q4의 드레인 사이의 노드와, 상기 주 스위칭소자 Q5의 소스와 상기 주 스위칭소자 Q6의 드레인 사이의 노드 사이에 연결되는
    LLC 공진컨버터.
  23. 제21항에 있어서,
    상기 1차측 회로는,
    상기 주 스위칭소자 Q2 및 상기 주 스위칭소자 Q6과, 상기 주 스위칭소자 Q1 및 상기 주 스위칭소자 Q5는 소정의 스위칭 주파수 하에서 50%의 듀티비(duty ratio)로 교변하여 스위칭 동작을 수행하고,
    상기 주 스위칭소자 Q3, 상기 주 스위칭소자 Q4, 상기 보조 스위칭소자 SA1 및 상기 보조 스위칭소자 SA2를 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 방식으로 제어하는 제1 모드로 동작하는
    LLC 공진컨버터.
  24. 제21항에 있어서,
    상기 1차측 회로는,
    상기 보조 스위칭소자 SA1 및 상기 보조 스위칭소자 SA2는 턴-오프(turn-off)된 상태에서, 상기 주 스위칭소자 Q2, 상기 주 스위칭소자 Q3 및 상기 주 스위칭소자 Q6과, 상기 주 스위칭소자 Q1, 상기 주 스위칭소자 Q4 및 상기 주 스위칭소자 Q5가 50%의 듀티비(duty ratio)로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고,
    상기 주 스위칭소자 Q2, 상기 주 스위칭소자 Q3 및 상기 주 스위칭소자 Q6과, 상기 주 스위칭소자 Q1, 상기 주 스위칭소자 Q4 및 상기 주 스위칭소자 Q5를 스위칭 주파수 변조 제어방식으로 제어하는 제2 모드로 동작하는
    LLC 공진컨버터.
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