WO2022005205A1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

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WO2022005205A1
WO2022005205A1 PCT/KR2021/008272 KR2021008272W WO2022005205A1 WO 2022005205 A1 WO2022005205 A1 WO 2022005205A1 KR 2021008272 W KR2021008272 W KR 2021008272W WO 2022005205 A1 WO2022005205 A1 WO 2022005205A1
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switching element
diode
terminal
link
switching
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한태희
김지홍
이지헌
김희중
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엘에스일렉트릭(주)
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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device, and more particularly, to a power conversion device used in an uninterruptible power supply (UPS).
  • UPS uninterruptible power supply
  • An uninterruptible power supply is an energy protection device that prevents a load system from being affected due to an interruption of an external power system for a certain period of time.
  • the uninterruptible power supply may supply power to the load by using the energy accumulated in the battery during a power outage.
  • the uninterruptible power supply includes a power converter for converting AC power received from an AC source into DC power or DC power into AC power.
  • the power conversion apparatus may include a plurality of switching elements, and may perform power conversion by controlling a switching frequency of each switching element.
  • a power conversion device used as an uninterruptible power supply generally includes a plurality of switching elements.
  • some switching elements are not switched. Accordingly, there is a problem in that unnecessary switching loss occurs and the manufacturing cost of the power conversion device increases.
  • Another object of the present invention is to replace some switching elements included in a power conversion device used in an uninterruptible power supply device for converting AC power into DC power with a circuit having a simple configuration.
  • a power conversion device for controlling the DC voltage of a DC link includes a first diode, a second diode, a first switching element, a second switching element, a third switching element, and a fourth switching element,
  • a cathode terminal of the first diode is connected to both terminals of the DC link, and an anode terminal of the first diode is connected to one end of the first switching element and one end of the third switching element, and the first switching element the other end is connected to an AC terminal and one end of the second switching element, the other end of the second switching element is connected to one end of the second diode and one end of the fourth switching element, and the other end of the second diode is It may be connected to the negative terminal of the DC link, and the other end of the third switching element may be connected to the other end of the fourth switching element and the neutral point of the DC link.
  • Each of the first to fourth switching elements may include an insulated gate bipolar transistor (IGBT) and an antiparallel diode connected in antiparallel to the IGBT.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the power conversion device may further include a gate driver controlling on or off of each of the first to fourth switching elements.
  • the gate driver is provided to each of the first switching element and the fourth switching element so that the current output from the AC terminal flows to both terminals of the DC link through the diode and the first diode included in the first switching element.
  • An on signal may be transmitted and an off signal may be transmitted to each of the second switching element and the third switching element.
  • the ON signal may be transmitted to each of the first to fourth switching elements to flow to the neutral point of the DC link through the IGBT of the second switching element and the diode of the fourth switching element 360 .
  • the current 1000 output from the negative terminal of the DC link flows to the AC terminal 301 through the second diode and the diode of the second switching device.
  • An off signal may be transmitted to each of the 4 switching elements, and an on signal may be transmitted to each of the second and third switching elements.
  • the power converter may be included in the uninterruptible power supply and may be an (Active Neutral Point Clamped, ANPC) type converter for converting AC power into DC power.
  • ANPC Active Neutral Point Clamped
  • the power conversion device may further include a first capacitor positioned between the positive terminal and the neutral point of the DC link and a second capacitor positioned between the neutral point and the negative terminal.
  • Each of the first to fourth switching elements may include a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET) and an antiparallel diode connected in antiparallel to the MOSFET.
  • MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • a power conversion device for controlling a DC voltage of a DC link includes a first diode, a second diode, a first switching element, a second switching element, a third switching element, and a fourth switching element and each of the first to fourth switching elements includes an insulated gate bipolar transistor (IGBT) and an anti-parallel diode connected in anti-parallel to the IGBT, and the cathode terminal of the first diode is the DC link is connected to both terminals of the first diode, the anode terminal of the first diode is connected to the collector terminal of the first switching element and the collector of the third switching element, and the emitter terminal of the first switching element is an AC terminal and the first switching element 2 is connected to the collector terminal of the switching element, the emitter terminal of the second switching element is connected to the cathode terminal of the second diode and the emitter terminal of the fourth switching element, and the anode terminal of the second diode is the It may be connected to the negative terminal
  • IGBT insulated
  • the circuit configuration of the power conversion device may be simplified by replacing two switching elements with two diodes.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a power system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a first power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • 3 to 6 are views for explaining the direction of the current flowing therein when controlling the DC voltage of the DC link through the power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a power conversion device according to another embodiment of the present invention.
  • FIGS. 8 to 11 are diagrams for explaining a direction of a current flowing inside a power conversion device during voltage control of a DC link according to an embodiment of the present invention.
  • 12 to 14 are diagrams for explaining a result of performing a simulation on a change in current flowing inside according to a switching operation of the switching elements, assuming a situation in which two switching elements are replaced with two diodes.
  • 15 is a view for explaining the configuration of a power conversion system when the ANPC type power conversion device according to an embodiment of the present invention is configured in three phases.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a power system according to an embodiment of the present invention.
  • a power system 1 may include an AC power supply 10 , an uninterruptible power supply 20 , and a load 30 .
  • the AC power supply unit 10 may supply AC power to the uninterruptible power supply.
  • the uninterruptible power supply 20 may transmit AC power supplied from the AC power supply 10 to the load 30 .
  • the uninterruptible power supply 20 may include a converter 21 , an inverter 23 , and a battery 25 .
  • the converter 21 may convert AC power received from the AC power supply unit 10 into DC power.
  • the converter 21 may transmit the converted DC power to the inverter 23 .
  • the converter 21 may charge a part of the converted DC power in the battery 25 .
  • the inverter 23 may convert the DC power received from the converter 21 into AC power, and may supply the converted AC power to the load 30 .
  • the uninterruptible power supply 20 may further include a bypass converter (not shown) positioned between the AC power supply 10 and the load 30 .
  • the uninterruptible power supply 20 may supply energy to the load 30 through a bypass converter during a power outage.
  • the uninterruptible power supply 20 may supply power to the load 30 through a bypass converter when the inverter 23 cannot supply power to the load 30, such as a power outage.
  • the uninterruptible power supply 20 may stably supply power to the load 30 even during a power outage.
  • the load 30 may receive AC power from the uninterruptible power supply 20 and operate according to the received AC power.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a first power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • the power conversion device 200 shown in FIG. 2 is an example of the converter 21 included in the uninterruptible power supply 20 of FIG. 1 .
  • the power conversion device 200 may be an Active Neutral Point Clamped (ANPC) type converter.
  • ANPC Active Neutral Point Clamped
  • the ANPC (Active Neutral Point Clamped) type may be one of types indicating a connection relationship between switching elements.
  • the power conversion apparatus 200 may convert AC power into DC power.
  • the power conversion device 200 may include first to sixth switching elements 210 to 260 , a first capacitor 203 , a second capacitor 205 , and a gate driver 290 .
  • Each of the first to sixth switching elements 210 to 260 may include an insulated gate bipolar transistor (IGBT) and an antiparallel diode connected in antiparallel to the IGBT.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • Each of the first capacitor 203 and the second capacitor 205 may convert a pulsating current into a direct current in the process of converting AC power to DC power. That is, each of the first capacitor 203 and the second capacitor 205 may be an example of a smoothing circuit.
  • the gate driver 290 may control operations of the first to sixth switching elements 210 to 260 .
  • the gate driver 290 may control a switching operation by applying an on signal or an off signal to each of the first to sixth switching elements 210 to 260 .
  • the gate driver 290 may apply a pulse width modulation (PWM) signal to control a switching operation of each of the first to sixth switching elements 210 to 260 .
  • PWM pulse width modulation
  • the gate driver 290 may apply a PWM signal to a gate terminal of each of the first to sixth switching elements 210 to 260 .
  • the collector terminal C1 of the first switching element 210 is connected to both terminals P of the DC link.
  • the emitter terminal E1 of the first switching element 210 is connected to the collector terminal C2 of the second switching element 220 and the collector terminal C5 of the fifth switching element 250 .
  • the emitter terminal E2 of the second switching element 220 is connected to the AC terminal 201 and the collector terminal C3 of the third switching element 230 .
  • the emitter terminal E5 of the fifth switching element 250 is connected to the neutral point O of the DC link and the collector terminal C6 of the sixth switching element 260 .
  • the neutral point O of the DC link is connected to one end of the first capacitor 203 and one end of the second capacitor 205 .
  • the other end of the first capacitor 203 is connected to both terminals P of the DC link.
  • the other end of the second capacitor 205 is connected to the negative terminal (N) of the DC link.
  • the collector terminal C6 of the sixth switching element 260 is connected to the emitter terminal 230 of the third switching element 230 and the collector terminal C4 of the fourth switching element 240 .
  • the emitter terminal E4 of the fourth switching element 240 is connected to the negative terminal N of the DC link.
  • the ANPC-type power conversion device 200 includes a high-frequency switching method for applying a high-frequency signal to the second switching element 220 and the third switching element 230 and the first switching element 210 .
  • a low-frequency switching method of applying a low-frequency signal to the fifth switching element 250 , the sixth switching element 260 , and the fourth switching element 240 is used.
  • the ANPC-type power conversion device 200 is a low-frequency switching method for applying a low-frequency signal to the second switching element 220 and the third switching element 230 and the first switching element 210, the fifth A high-frequency switching method of applying a high-frequency signal to the switching element 250 , the sixth switching element 260 , and the fourth switching element 240 is used.
  • 3 to 6 are views for explaining the direction of the current flowing therein when controlling the DC voltage of the DC link through the power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • FIGS. 3 to 6 will be described based on the power conversion device 200 of FIG. 2 .
  • the power conversion device 200 is included in the uninterruptible power supply and may be an ANPC type device that converts AC power provided from a system into DC power.
  • FIGS. 3 to 6 are diagrams for explaining the direction of current flowing in the power conversion device 200 when the power conversion device 200 converts AC power into DC power.
  • FIG. 3 will be described.
  • each of the first switching element 210 , the second switching element 220 , and the sixth switching element 260 is in an on state, and the third switching element 230 , the fourth switching element 240 and the It is assumed that each of the fifth switching elements 250 is in an off state.
  • the current 300 from the AC terminal 301 flows through the diode of the second switching element 220 and the diode of the first switching element 210 to both terminals P of the DC link.
  • FIG. 4 will be described.
  • the second switching element 220 , the third switching element 230 , the fifth switching element 250 , and the sixth switching element 260 are in an on state, and the first switching element 210 and the second switching element 210 are in an on state. 4
  • the switching element 240 is in the off state.
  • the half 410 of the current 400 output from the AC terminal 301 passes through the diode of the second switching element 220 and the IGBT of the fifth switching element 250, and the neutral point O of the DC link ) will flow.
  • FIG. 5 will be described.
  • each of the first switching element 210 , the second switching element 220 , and the sixth switching element 260 is in an off state, and the third switching element 230 , the fourth switching element 240 and the Each of the fifth switching elements 250 is in an on state.
  • the current 500 output from the negative terminal N of the DC link passes through the diode of the fourth switching element 240 and the diode of the third switching element 230 and flows to the AC terminal 201 . .
  • FIG. 6 will be described.
  • each of the first switching element 210 and the fourth switching element 240 is in an off state, and the second switching element 220 , the third switching element 230 , the fifth switching element 250 and Each of the sixth switching elements 260 is in an on state.
  • the other half 630 of the current 600 output from the neutral point O of the DC link flows to the AC terminal 201 through the IGBT of the sixth switching element 260 and the diode of the third switching element 220 . .
  • both the first switching element 210 and the fourth switching element 240 perform a switching operation.
  • the first switching element 210 and the fourth switching element 240 are simply a diode and perform only the same role.
  • the first switching element 210 and the fourth switching element 240 perform only the role of a diode. Therefore, there is no need to use an expensive device such as an IGBT.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a power conversion device according to another embodiment of the present invention.
  • the power conversion device 300 is an example of the converter 21 of the uninterruptible power supply device 20 shown in FIG. 1 , and may be an ANPC type.
  • the power conversion device 300 includes a first diode 310 , a second diode 320 , first to fourth switching elements 330 to 360 , a first capacitor 303 , and a second capacitor 305 . can do.
  • the power conversion device 300 may further include a gate driver 390 for controlling the operations of the first to fourth switching elements 330 to 360 .
  • the power conversion apparatus 300 according to the embodiment of FIG. 7 and the power conversion apparatus 200 according to the embodiment of FIG. 2 are compared.
  • the first switching element 210 is changed to the first diode 310
  • the fourth switching element 240 is the second diode 320 . was changed to
  • Each of the first to fourth switching elements 330 to 360 may be formed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT), but this is only an example.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • each of the first to fourth switching elements 330 to 360 may be formed of a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET).
  • MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • each of the first to fourth switching elements 330 to 360 may include a MOSFET and an antiparallel diode connected in antiparallel to the MOSFET.
  • Each of the first capacitor 303 and the second capacitor 305 may be an example of a smoothing circuit.
  • the gate driver 390 may control operations of the first to fourth switching elements 330 to 360 .
  • the gate driver 390 may control a switching operation by applying an on signal or an off signal to each of the first to fourth switching elements 330 to 360 .
  • the gate driver 390 may apply a pulse width modulation (PWM) signal to control a switching operation of each of the first to fourth switching elements 330 to 360 .
  • PWM pulse width modulation
  • the gate driver 390 may apply a PWM signal to a gate terminal of each of the first to fourth switching elements 330 to 360 .
  • the gate driver 390 may apply a PWM signal to each of the first to fourth switching elements 330 to 360 to control the DC voltage of the DC link. Specifically, the gate driver 290 may increase the magnitude of the DC voltage of the DC link through switching control of each of the first to fourth switching elements 330 to 360 .
  • each of the first to fourth switching elements 330 to 360 may include an IGBT and an antiparallel diode connected in antiparallel to the IGBT.
  • the cathode terminal D11 of the first diode 310 is connected to both terminals P of the DC link.
  • the anode terminal D12 of the first diode 310 is connected to the collector terminal C11 of the first switching element 330 and the collector terminal C33 of the third switching element 350 .
  • the emitter terminal E11 of the first switching element 330 is connected to the AC terminal 301 and the collector terminal C22 of the second switching element 340 .
  • a grid may be connected to the AC terminal 301 .
  • the emitter terminal E44 of the fourth switching element 360 and the cathode terminal D21 of the second diode 320 are connected to the emitter terminal E22 of the second switching element 240 .
  • the anode terminal D22 of the second diode 320 is connected to the negative terminal N of the DC link.
  • the emitter terminal E5 of the third switching element 350 is the neutral point O of the DC link, one end of the first capacitor 303, one end of the second capacitor, and the collector terminal C44 of the fourth switching element 360 . ) is connected.
  • the positive terminal P of the DC link is connected to the other end of the first capacitor 303 , and the negative terminal N of the DC link is connected to the other end of the second capacitor 305 .
  • the power conversion device 300 may be connected to a DC link (not shown) through a positive terminal (P) and a negative terminal (N).
  • the ANPC-type power conversion apparatus 300 according to the embodiment of FIG. 7 includes two diodes instead of two switching elements, compared to the ANPC-type power conversion apparatus 200 according to the embodiment of FIG. 2 .
  • FIGS. 8 to 11 are diagrams for explaining a direction of a current flowing inside a power conversion device during voltage control of a DC link according to an embodiment of the present invention.
  • FIGS. 8 to 11 show that when AC power is converted to DC power, each of the first switching element 210 and the fourth switching element 240 of the power conversion device 200 of FIG. 2 is replaced with a diode, It is a diagram explaining a process showing the same current flow.
  • the switching frequency of each of the first switching element 330 and the second switching element 340 is the same, and the switching frequency between the third switching element 350 and the fourth switching element 360 is the same.
  • each switching element may be controlled by the gate driver 390 .
  • the gate driver 390 may transmit an on signal or an off signal to each switching element to control the DC voltage of the DC link.
  • FIG. 8 will be described.
  • each of the first switching element 330 and the fourth switching element 360 is in an on state, and each of the second switching element 340 and the third switching element 350 is in an off state.
  • the current 800 output from the AC terminal 301 flows to both terminals P of the DC link through the diode and the first diode 310 of the first switching element 330 .
  • the first diode 310 allows the forward current 800 to pass through, and the passed current flows to both terminals P of the DC link.
  • FIG. 9 will be described.
  • the other half 930 of the current 900 output from the AC terminal 301 flows to the neutral point O of the DC link through the IGBT of the second switching element 340 and the diode of the fourth switching element 360 . .
  • FIG. 10 will be described.
  • each of the first switching element 330 and the fourth switching element 360 is in an off state, and each of the second switching element 340 and the third switching element 350 is in an on state.
  • the current 1000 output from the negative terminal N of the DC link flows to the AC terminal 301 through the diodes of the second diode 320 and the second switching element 340 .
  • the second diode 320 passes the current 1000 , and the passed current 1000 flows to the AC terminal 301 .
  • FIG. 11 will be described.
  • the other half 1130 of the current 1100 output from the neutral point O of the DC link flows to the AC terminal 301 through the IGBT of the fourth switching element 360 and the diode of the second switching element 340. .
  • the power conversion device 300 uses two diodes instead of two switching elements when converting AC power to DC power. Accordingly, the switching loss is reduced and the manufacturing cost of the power conversion device is reduced.
  • 12 to 14 are diagrams for explaining a result of performing a simulation on a change in current flowing inside according to a switching operation of the switching elements, assuming a situation in which two switching elements are replaced with two diodes.
  • the simulation conditions are as follows.
  • the DC voltage of the DC link controlled from the grid is 700V.
  • the grid voltage is 440 Vac.
  • the load on the DC link is 1.85 ohms.
  • the power consumed by the load of the DC link is 264kw.
  • the switching element S1 and the switching element S4 are used as diodes.
  • FIG. 12 shows a circuit diagram 1200 modeling an ANPC-type power conversion device.
  • the power conversion device includes first to sixth switching elements S1 to S6 .
  • FIG. 13 shows a graph showing an on/off state of each switching element of FIG. 12 and a graph showing an internal current flow.
  • the first graph 1301 shows an on/off pattern of the first switching element S1 .
  • the second graph 1302 shows an on/off pattern of the second switching element S2.
  • the third graph 1303 shows an on/off pattern of the third switching element S3.
  • the fourth graph 1304 shows an on/off pattern of the fourth switching element S4.
  • the fifth graph 1305 shows an on/off pattern of the fifth switching element S5.
  • the sixth graph 1301 shows an on/off pattern of the sixth switching element S6.
  • the seventh graph 1307 is a graph showing the current Is flowing in any one of the three phases of the system connected to the DC link.
  • the eighth graph 1301 is a graph showing the current IP flowing from the first switching element S1 to both terminals P of the DC link.
  • the ninth graph 139 is a graph showing the current Io flowing from the neutral point O of the DC link to the fifth and sixth switching elements S5 and S6.
  • the tenth graph 1310 is a graph showing the current IN flowing from the negative terminal N of the DC link to the fourth switching element S4 side.
  • the eleventh graph 1311 represents the current IL flowing through the filter connected to the AC terminal.
  • FIG. 14 is a table summarizing current directions according to the simulations of FIGS. 12 and 13 .
  • +IL means that the current of IL enters the AC terminal 301 in FIG. 7
  • -IL means that the current of IL exits the AC terminal 301 .
  • -I means that the current of I enters the positive terminal (P) or negative terminal (N) of the DC link
  • +I indicates that the current of I flows out of the positive terminal (P) or negative terminal (N) of the DC link.
  • CASE 1 is a result corresponding to the example of FIG. 8
  • CASE 2 is a result corresponding to the example of FIG. 9
  • CASE 3 is a result corresponding to the example of FIG. 10
  • CASE 4 is the example of FIG. 11 is a result corresponding to
  • Each of the directions of the current according to the switching operation shown in CASE 1 to CASE 4 coincides with each of the directions of the current shown in FIGS. 3 to 6 .
  • 15 is a view for explaining the configuration of a power conversion system when the ANPC type power conversion device is configured in three phases according to an embodiment of the present invention.
  • the three-phase power conversion system 1500 may include a first power conversion device 300-1, a second power conversion device 300-2, and a third power conversion device 300-3.
  • Each of the first power conversion device 300-1, the second power conversion device 300-2, and the third power conversion device 300-3 is a configuration of the ANPC-type power conversion device 300 shown in FIG. may be the same as

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Abstract

본 발명의 실시 예에 따른 DC 링크의 DC 전압을 제어하는 전력 변환 장치는제1 다이오드, 제2 다이오드, 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자를 포함하고, 상기 제1 다이오드의 캐소드 단자는 상기 DC 링크의 양 단자에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 애노드 단자는 상기 제1 스위칭 소자의 일단 및 상기 제3 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제1 스위칭 소자의 타단은 교류 단자 및 상기 제2 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제2 스위칭 소자의 타단은 상기 제2 다이오드의 일단 및 상기 제4 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제2 다이오드의 타단은 상기 DC 링크의 음 단자에 연결되고, 상기 제3 스위칭 소자의 타단은 상기 제4 스위칭 소자의 타단 및 상기 DC 링크의 중성점에 연결될 수 있다.

Description

전력 변환 장치
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무정전 전원 공급 장치(Uninterruptible Power Supply, UPS)에 사용되는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
무정전 전원 공급 장치(Uninterruptible Power Supply, UPS)는 일정 기간 동안 외부 전원 시스템의 중단으로 인해, 부하 시스템이 영향받지 않도록 하는 에너지 보호 장치이다.
즉, 무정전 전원 공급 장치는 정전 시에 배터리에 축적된 에너지를 이용하여, 부하에 전원을 공급할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치는 교류 소스로부터 수신된 교류 전력을 직류 전력으로 또는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치를 포함한다.
전력 변환 장치는 복수의 스위칭 소자들을 포함하고, 각 스위칭 소자의 스위칭 주파수 제어를 통해 전력 변환을 수행할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치로 사용되는 전력 변환 장치는 일반적으로 다수의 스위칭 소자를 포함한다. 그러나 종래 기술에 따르면 전력 변환 장치가 특정 모드, 예컨대 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 모드로 동작할 때, 일부 스위칭 소자는 스위칭되지 않는다. 따라서 불필요한 스위칭 손실이 발생하고, 전력 변환 장치의 제조 비용이 증가하는 문제가 있다.
본 발명의 목적은 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 무정전 전원 공급 장치에 사용되는 전력 변환 장치의 구성을 단순화하는 것이다.
또한 본 발명의 목적은 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 무정전 전원 공급 장치에 사용되는 전력 변환 장치에 포함된 일부 스위칭 소자들을 간단한 구성의 회로로 대체하는 것이다.
본 발명의 실시 예에 따른 DC 링크의 DC 전압을 제어하는 전력 변환 장치는제1 다이오드, 제2 다이오드, 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자를 포함하고, 상기 제1 다이오드의 캐소드 단자는 상기 DC 링크의 양 단자에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 애노드 단자는 상기 제1 스위칭 소자의 일단 및 상기 제3 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제1 스위칭 소자의 타단은 교류 단자 및 상기 제2 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제2 스위칭 소자의 타단은 상기 제2 다이오드의 일단 및 상기 제4 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제2 다이오드의 타단은 상기 DC 링크의 음 단자에 연결되고, 상기 제3 스위칭 소자의 타단은 상기 제4 스위칭 소자의 타단 및 상기 DC 링크의 중성점에 연결될 수 있다.
상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 및 상기 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함할 수 있다.
상기 전력 변환 장치는 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각의 온 또는 오프를 제어하는 게이트 드라이버를 더 포함할 수 있다.
상기 게이트 드라이버는 상기 교류 단자에서 출력된 전류가 상기 제1 스위칭 소자에 포함된 다이오드 및 상기 제1 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 양 단자로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송할 수 있다.
상기 게이트 드라이버는 상기 교류 단자에서 출력된 전류의 절반이, 상기 제1 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제3 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르고, 상기 교류 단자에서 출력된 전류의 나머지 절반이, 상기 제2 스위칭 소자의 IGBT, 상기 제4 스위칭 소자(360)의 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송 할 수 있다.
상기 게이트 드라이버는 상기 DC 링크의 음 단자에서 출력된 전류(1000)는 상기 제2 다이오드 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해, 상기 교류 단자(301)로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송할 수 있다.
상기 게이트 드라이버는 상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 절반이 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제1 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 교류 단자로 흐르고, 상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 나머지 절반이 상기 제4 스위칭 소자의 IGBT 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해 상기 교류 단자로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송할 수 있다.
상기 전력 변환 장치는 무정전 전원 공급 장치에 포함되고, 교류 전원을 직류 전원으로 변환하는 (Active Neutral Point Clamped, ANPC) 타입의 컨버터일 수 있다.
상기 전력 변환 장치는 상기 DC 링크의 양 단자와 중성점 사이에 위치한 제1 커패시터 및 상기 중성점 및 상기 음 단자 사이에 위치한 제2 커패시터를 더 포함할 수 있다.
상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET) 및 상기 MOSFET에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함할 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 DC 링크의 DC 전압을 제어하는 전력 변환 장치는 제1 다이오드, 제2 다이오드, 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자를 포함하고, 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 및 상기 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함하고, 상기 제1 다이오드의 캐소드 단자는 상기 DC 링크의 양 단자에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 애노드 단자는 상기 제1 스위칭 소자의 콜렉터 단자 및 상기 제3 스위칭 소자의 콜렉터에 연결되고, 상기 제1 스위칭 소자의 에미터 단자는 교류 단자 및 상기 제2 스위칭 소자의 콜렉터 단자에 연결되고, 상기 제2 스위칭 소자의 에미터 단자는 상기 제2 다이오드의 캐소드 단자 및 상기 제4 스위칭 소자의 에미터 단자에 연결되고, 상기 제2 다이오드의 애노드 단자는 상기 DC 링크의 음 단자에 연결되고, 상기 제3 스위칭 소자의 에미터 단자는 상기 제4 스위칭 소자의 콜렉터 단자 및 상기 DC 링크의 중성점에 연결될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시 예에 따르면, 무정전 전원 공급 장치에 사용되는 ANPC 타입의 전력 변환 장치에서, 2개의 스위칭 소자를 2개의 다이오드로 교체함에 따라 전력 변환 장치의 회로 구성이 단순해질 수 있다.
이에 따라 전력 변환 장치의 스위칭 손실이 감소되며, 전력 변환 장치의 제조 비용이 크게 절감되는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전력 시스템의 구성을 보여주는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 제1 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 3 내지 도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치를 통한 DC 링크의 DC 전압 제어 시, 내부에 흐르는 전류의 방향을 설명하는 도면이다.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 8 내지 도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따라 DC 링크의 전압 제어 시, 전력 변환 장치의 내부에 흐르는 전류의 방향을 설명하는 도면이다.
도 12 내지 도 14는 2개의 스위칭 소자를 2개의 다이오드로 교체한 상황을 가정하여, 스위칭 소자들의 스위칭 동작에 따라 내부에 흐르는 전류의 변화에 대해 시뮬레이션을 수행한 결과를 설명하는 도면이다.
도 15는 본 발명의 일 실시 예에 따른 ANPC 타입의 전력 변환 장치를 3상으로 구성하였을 경우, 전력 변환 시스템의 구성을 설명하는 도면이다.
전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 명세서가 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 명세서의 실시예들을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 명세서를 설명함에 있어서 본 명세서와 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 명세서의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 명세서의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 도면에서 동일한 참조부호는 동일 또는 유사한 구성요소를 가리킨다. 이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되거나 혼용되는 것으로서, 그 자체로 서로 구별되는 의미 또는 역할을 갖는 것은 아니다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전력 시스템의 구성을 보여주는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전력 시스템(1)은 교류 전원 공급부(10), 무정전 전원 공급 장치(20) 및 부하(30)를 포함할 수 있다.
교류 전원 공급부(10)는 무정전 전원 공급 장치에 교류 전력을 공급할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치(20)는 교류 전원 공급부(10)로부터 공급된 교류 전력을 부하(30)로 전달할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치(20)는 컨버터(21), 인버터(23) 및 배터리(25)를 포함할 수 있다.
컨버터(21)는 교류 전원 공급부(10)로부터 수신된 교류 전력을 직류 전력으로 변환할 수 있다. 컨버터(21)는 변환된 직류 전력을 인버터(23)로 전달할 수 있다.
컨버터(21)는 변환된 직류 전력의 일부를 배터리(25)에 충전할 수도 있다.
인버터(23)는 컨버터(21)로부터 전달받은 직류 전력을 교류 전력으로 변환할 수 있고, 변환된 교류 전력을 부하(30)에 공급할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치(20)는 교류 전원 공급부(10)와 부하(30) 사이에 위치한 바이패스 컨버터(Bypass converter, 미도시)를 더 포함할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치(20)는 정전 시, 바이패스 컨버터를 통해 부하(30)에 에너지를 공급할 수 있다. 무정전 전원 공급 장치(20)는 정전과 같이 인버터(23)가 부하(30)에 전력을 공급할 수 없는 경우, 바이패스 컨버터를 통해 부하(30)에 전력을 공급할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치(20)는 정전 시에도 안정적으로 부하(30)에 전력을 공급할 수 있다.
부하(30)는 무정전 전원 공급 장치(20)로부터 교류 전력을 수신하고, 수신된 교류 전력에 따라 동작할 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 제1 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 2에 도시된 전력 변환 장치(200)는 도 1의 무정전 전원 공급 장치(20)에 포함된 컨버터(21)의 일 예이다.
전력 변환 장치(200)는 ANPC(Active Neutral Point Clamped) 타입의 컨버터일 수 있다.
ANPC(Active Neutral Point Clamped) 타입은 스위칭 소자의 연결 관계를 나타내는 타입 중 하나일 수 있다.
도 2의 실시 예에 따른 전력 변환 장치(200)는 AC 전원을 DC 전원으로 변환할 수 있다.
전력 변환 장치(200)는 제1 내지 제6 스위칭 소자들(210 내지 260), 제1 커패시터(203), 제2 커패시터(205) 및 게이트 드라이버(290)를 포함할 수 있다.
제1 내지 제6 스위칭 소자(210 내지 260) 각각은 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 및 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함할 수 있다.
제1 커패시터(203) 및 제2 커패시터(205) 각각은 AC 전원을 DC 전원으로 변환하는 과정에서, 맥류를 직류로 전환할 수 있다. 즉, 제1 커패시터(203) 및 제2 커패시터(205) 각각은 평활 회로의 예일 수 있다.
게이트 드라이버(290)는 제1 내지 제6 스위칭 소자(210 내지 260)들의 동작을 제어할 수 있다.
게이트 드라이버(290)는 제1 내지 제6 스위칭 소자들(210 내지 260) 각각에 온 신호 또는 오프 신호를 인가하여, 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
게이트 드라이버(290)는 제1 내지 제6 스위칭 소자들(210 내지 260) 각각의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation, PWM) 신호를 인가할 수 있다.
게이트 드라이버(290)는 제1 내지 제6 스위칭 소자들(210 내지 260) 각각의 게이트 단자에 PWM 신호를 인가할 수 있다.
제1 스위칭 소자(210)의 콜렉터 단자(C1)는 DC 링크의 양 단자(P)에 연결된다. 제1 스위칭 소자(210)의 에미터 단자(E1)는 제2 스위칭 소자(220)의 콜렉터 단자(C2) 및 제5 스위칭 소자(250)의 콜렉터 단자(C5)에 연결된다.
제2 스위칭 소자(220)의 에미터 단자(E2)는 교류 단자(201) 및 제3 스위칭 소자(230)의 콜렉터 단자(C3)에 연결된다.
재5 스위칭 소자(250)의 에미터 단자(E5)는 DC 링크의 중성점(O) 및 제6 스위칭 소자(260)의 콜렉터 단자(C6)에 연결된다.
DC 링크의 중성점(O)은 제1 커패시터(203)의 일단 및 제2 커패시터(205)의 일단에 연결된다.
제1 커패시터(203)의 타단은 DC 링크의 양 단자(P)에 연결된다.
제2 커패시터(205)의 타단은 DC 링크의 음 단자(N)에 연결된다.
제6 스위칭 소자(260)의 콜렉터 단자(C6)는 제3 스위칭 소자(230)의 에미터 단자(230) 및 제4 스위칭 소자(240)의 콜렉터 단자(C4)에 연결된다.
제4 스위칭 소자(240)의 에미터 단자(E4)는 DC 링크의 음 단자(N)에 연결된다.
도 2의 실시 예에 따른 ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)는 제2 스위칭 소자(220) 및 제3 스위칭 소자(230)에 고 주파수 신호를 인가하는 고주파 스위칭 방식 및 제1 스위칭 소자(210), 제5 스위칭 소자(250), 제6 스위칭 소자(260) 및 제4 스위칭 소자(240)에 저 주파수 신호를 인가하는 저주파 스위칭 방식을 사용한다.
또 다른 예로, ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)는 제2 스위칭 소자(220) 및 제3 스위칭 소자(230)에 저 주파수 신호를 인가하는 저주파 스위칭 방식 및 제1 스위칭 소자(210), 제5 스위칭 소자(250), 제6 스위칭 소자(260) 및 제4 스위칭 소자(240)에 고 주파수 신호를 인가하는 고주파 스위칭 방식을 사용한다.
도 3 내지 도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치를 통한 DC 링크의 DC 전압 제어 시, 내부에 흐르는 전류의 방향을 설명하는 도면이다.
이하에서는 도 2의 전력 변환 장치(200)를 기초로 도 3 내지 도 6의 실시예가 설명된다.
도 3 내지 도 6에서, 전력 변환 장치(200)는 무정전 전원 공급 장치에 포함되고, 계통으로부터 제공된 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 ANPC 타입의 장치일 수 있다.
또한, 도 3 내지 도 6은 전력 변환 장치(200)가 교류 전력을 직류 전력으로 변환할 시, 전력 변환 장치(200)의 내부에 흐르는 전류의 방향을 설명하는 도면이다.
먼저, 도 3을 설명한다.
도 3에서, 제1 스위칭 소자(210), 제2 스위칭 소자(220), 제6 스위칭 소자(260) 각각은 온 상태에 있고, 제3 스위칭 소자(230), 제4 스위칭 소자(240) 및 제5 스위칭 소자(250) 각각은 오프 상태에 있음을 가정한다.
이 경우, 교류 단자(301)로부터 나온 전류(300)는 제2 스위칭 소자(220)의 다이오드 및 제1 스위칭 소자(210)의 다이오드를 거쳐, DC 링크의 양 단자(P)로 흐르게 된다.
다음으로, 도 4를 설명한다.
도 4에서, 제2 스위칭 소자(220), 제3 스위칭 소자(230), 제5 스위칭 소자(250) 및 제6 스위칭 소자(260)는 온 상태에 있고, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240)는 오프 상태에 있다.
이 경우, 교류 단자(301)에서 출력된 전류(400)의 절반(410)은 제2 스위칭 소자(220)의 다이오드 및 제5 스위칭 소자(250)의 IGBT를 통과하여, DC 링크의 중성점(O)로 흐르게 된다.
또한, 교류 단자(301)에서 출력된 전류(400)의 나머지 절반(430)은 제3 스위칭 소자(230)의 IGBT 및 제6 스위칭 소자(260)의 다이오드를 통과하여, DC 링크의 중성점(O)으로 흐르게 된다.
다음으로, 도 5를 설명한다.
도 5에서, 제1 스위칭 소자(210), 제2 스위칭 소자(220) 및 제6 스위칭 소자(260) 각각은 오프 상태에 있고, 제3 스위칭 소자(230), 제4 스위칭 소자(240) 및 제5 스위칭 소자(250) 각각은 온 상태에 있다.
이 경우, DC 링크의 음 단자(N)에서 출력된 전류(500)는 제4 스위칭 소자(240)의 다이오드 및 제3 스위칭 소자(230)의 다이오드를 통과하여, 교류 단자(201)로 흐르게 된다.
다음으로, 도 6을 설명한다.
도 6에서, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240) 각각은 오프 상태에 있고, 제2 스위칭 소자(220), 제3 스위칭 소자(230), 제5 스위칭 소자(250) 및 제6 스위칭 소자(260) 각각은 온 상태에 있다.
이 경우, DC 링크의 중성점(O)에서 출력된 전류(600)의 절반(610)은 제5 스위칭 소자(250)의 다이오드 및 제2 스위칭 소자(220)의 IGBT를 통해 교류 단자(201)로 흐르게 된다.
DC 링크의 중성점(O)에서 출력된 전류(600)의 나머지 절반(630)은 제6 스위칭 소자(260)의 IGBT 및 제3 스위칭 소자(220)의 다이오드를 통해 교류 단자(201)로 흐르게 된다.
ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)가 DC 전원을 AC 전원으로 변환하는 경우에는, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240)가 모두 스위칭 동작을 수행한다.
이에 반해, ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)가 AC 전원을 DC 전원으로 변환하는 경우, DC 링크 전압을 제어하기 위해, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240)는 단순히 다이오드와 같은 역할만을 수행한다.
즉, ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)가 무정전 전원 공급 장치에 사용되는 경우, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240)는 다이오드의 역할만을 수행한다. 따라서 IGBT와 같은 고가의 소자가 사용될 필요가 없다.
이하에서는 ANPC 타입의 전력 변환 장치가 무정전 전원 공급 장치의 컨버터로 사용되는 경우, 스위칭 동작을 하지 않는 스위칭 소자를 다이오드로 대체하는 방법이 제공된다.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로도이다.
전력 변환 장치(300)는 도 1에 도시된 무정전 전원 공급 장치(20)의 컨버터(21)의 일 예이고, ANPC 타입일 수 있다.
전력 변환 장치(300)는 제1 다이오드(310), 제2 다이오드(320), 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360), 제1 커패시터(303), 제2 커패시터(305)를 포함할 수 있다.
전력 변환 장치(300)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360)의 동작을 제어하기 위한 게이트 드라이버(390)를 더 포함할 수 있다.
도 7의 실시 예에 따른 전력 변환 장치(300)와 도 2의 실시 예에 따른 전력 변환 장치(200)를 비교한다.
도 7에서는, 도 2의 전력 변환 장치(200)의 구성 요소들 중 제1 스위칭 소자(210)가 제1 다이오드(310)로 변경되었고, 제4 스위칭 소자(240)가 제2 다이오드(320)로 변경되었다.
제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각은 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)로 구성될 수 있으나, 이는 예시에 불과하다.
즉, 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각은 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET)로 구성될 수도 있다.
이 경우, 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각은 MOSFET 및 MOSFET에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함할 수 있다.
제1 커패시터(303) 및 제2 커패시터(305) 각각은 평활 회로의 예일 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360)의 동작을 제어할 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각에 온 신호 또는 오프 신호를 인가하여, 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation, PWM) 신호를 인가할 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각의 게이트 단자에 PWM 신호를 인가할 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각에 PWM 신호를 인가하여, DC 링크의 DC 전압을 제어할 수 있다. 구체적으로, 게이트 드라이버(290)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각의 스위칭 제어를 통해 DC 링크의 DC 전압의 크기를 증가시킬 수 있다.
다음으로, 본 발명의 실시 예에 따른 전력 변환 장치(300)의 회로 구성을 설명한다.
이하에서, 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각은 IGBT 및 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함할 수 있다.
제1 다이오드(310)의 캐소드 단자(D11)는 DC 링크의 양 단자(P)에 연결된다.
제1 다이오드(310)의 애노드 단자(D12)는 제1 스위칭 소자(330)의 콜렉터 단자(C11) 및 제3 스위칭 소자(350)의 콜렉터 단자(C33)에 연결된다.
제1 스위칭 소자(330)의 에미터 단자(E11)는 교류 단자(301) 및 제2 스위칭 소자(340)의 콜렉터 단자(C22)에 연결된다.
교류 단자(301)에는 계통이 연결될 수 있다.
제2 스위칭 소자(240)의 에미터 단자(E22)에는 제4 스위칭 소자(360)의 에미터 단자(E44) 및 제2 다이오드(320)의 캐소드 단자(D21)가 연결된다.
제2 다이오드(320)의 애노드 단자(D22)는 DC 링크의 음 단자(N)에 연결된다.
제3 스위칭 소자(350)의 에미터 단자(E5)는 DC 링크의 중성점(O), 제1 커패시터(303)의 일단, 제2 커패시터의 일단 및 제4 스위칭 소자(360)의 콜렉터 단자(C44)가 연결된다.
제1 커패시터(303)의 타단에는 DC 링크의 양 단자(P)가 연결되고, 제2 커패시터(305)의 타단에는 DC 링크의 음 단자(N)가 연결된다.
전력 변환 장치(300)는 양 단자(P) 및 음 단자(N)를 통해 DC 링크(미도시)와 연결될 수 있다.
도 7의 실시 예에 따른 ANPC 타입의 전력 변환 장치(300)는 도 2의 실시 예에 따른 ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)에 비해, 2개의 스위칭 소자들 대신 2개의 다이오드를 포함하고 있다.
즉, 도 7의 실시 예에 따르면 ANPC 타입의 전력 변환 장치(300)에 포함되는 2개의 스위칭 소자들이 2개의 다이오드로 대체되므로, 스위칭 손실이 감소되고, 전력 변환 장치의 제조 비용이 절감되는 효과가 있다.
도 8 내지 도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따라 DC 링크의 전압 제어 시, 전력 변환 장치의 내부에 흐르는 전류의 방향을 설명하는 도면이다.
특히, 도 8 내지 도 11은 교류 전력을 직류 전력으로 변환 시, 도 2의 전력 변환 장치(200)의 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240) 각각을 다이오드로 교체하여도, 동일한 전류 흐름을 보여주는 과정을 설명하는 도면이다.
도 8 내지 도 11에서, 제1 스위칭 소자(330) 및 제2 스위칭 소자(340) 각각의 스위칭 주파수는 동일하고, 제3 스위칭 소자(350)와 제4 스위칭 소자(360) 간의 스위칭 주파수는 동일함을 가정한다.
도 8 내지 도 11에서 각 스위칭 소자의 동작은 게이트 드라이버(390)에 의해 제어될 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 DC 링크의 DC 전압 제어를 위해, 각 스위칭 소자에 온 신호 또는 오프 신호를 전송할 수 있다.
먼저, 도 8을 설명한다.
도 8에서는, 제1 스위칭 소자(330) 및 제4 스위칭 소자(360) 각각이 온 된 상태이고, 제2 스위칭 소자(340) 및 제3 스위칭 소자(350) 각각이 오프된 상태임을 가정한다.
이 경우, 교류 단자(301)에서 출력된 전류(800)는 제1 스위칭 소자(330)의 다이오드 및 제1 다이오드(310) 각각을 통해 DC 링크의 양 단자(P)로 흐르게 된다.
즉, 제1 다이오드(310)는 정방향의 전류(800)를 통과시키고, 통과된 전류는 DC 링크의 양 단자(P)로 흐르게 된다.
다음으로, 도 9를 설명한다.
도 9에서는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360)이 모두 온 된 상태임을 가정한다.
이 경우, 교류 단자(301)에서 출력된 전류(900)의 절반(910)은 제1 스위칭 소자(330)의 다이오드, 제3 스위칭 소자(350)의 IGBT를 통해 DC 링크의 중성점(O)로 흐르게 된다.
교류 단자(301)에서 출력된 전류(900)의 나머지 절반(930)은 제2 스위칭 소자(340)의 IGBT, 제4 스위칭 소자(360)의 다이오드를 통해 DC 링크의 중성점(O)로 흐르게 된다.
다음으로, 도 10을 설명한다.
도 10에서, 제1 스위칭 소자(330) 및 제4 스위칭 소자(360) 각각은 오프된 상태이고, 제2 스위칭 소자(340) 및 제3 스위칭 소자(350) 각각은 온 된 상태임을 가정한다.
이 경우, DC 링크의 음 단자(N)에서 출력된 전류(1000)는 제2 다이오드(320) 및 제2 스위칭 소자(340)의 다이오드를 통해, 교류 단자(301)로 흐르게 된다.
즉, 제2 다이오드(320)는 전류(1000)를 통과시키고, 통과된 전류(1000)는 교류 단자(301)로 흐르게 된다.
다음으로, 도 11을 설명한다.
도 11에서, 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360)이 모두 온 된 상태임을 가정한다.
이 경우, DC 링크의 중성점(O)에서 출력된 전류(1100)의 절반(1110)은 제2 스위칭 소자(350)의 다이오드 및 제1 스위칭 소자(330)의 IGBT를 통해 교류 단자(301)로 흐르게 된다.
DC 링크의 중성점(O)에서 출력된 전류(1100)의 나머지 절반(1130)은 제4 스위칭 소자(360)의 IGBT 및 제2 스위칭 소자(340)의 다이오드를 통해 교류 단자(301)로 흐르게 된다.
이와 같이, 도 3 내지 도 6의 실시 예와 도 8 내지 도 11의 실시 예를 비교해 보면, 2개의 스위칭 소자(210, 240)가 2개의 다이오드(310, 340)로 대체되어도, 전류 흐름의 변화가 없는 것을 알 수 있다.
즉, 본 발명의 실시 예에 따른 전력 변환 장치(300)는 AC 전원을 DC 전원으로 변환할 시, 2개의 스위칭 소자 대신 2개의 다이오드를 사용한다. 따라서 스위칭 손실이 감소하고 전력 변환 장치의 제조 비용이 감소한다.
도 12 내지 도 14는 2개의 스위칭 소자를 2개의 다이오드로 교체한 상황을 가정하여, 스위칭 소자들의 스위칭 동작에 따라 내부에 흐르는 전류의 변화에 대해 시뮬레이션을 수행한 결과를 설명하는 도면이다.
시뮬레이션 조건은 다음과 같다.
1. 계통으로부터 제어되는 DC 링크의 DC 전압은 700V이다.
2. 계통 전압은 440 Vac이다.
3. DC 링크의 부하는 1.85 옴이다.
4. DC 링크의 부하에서 소모되는 전력은 264kw이다.
5. 스위칭 소자(S1) 및 스위칭 소자(S4)는 다이오드의 역할로 사용된다.
도 12는 ANPC 타입의 전력 변환 장치를 모델링한 회로도(1200)를 보여준다.
도 12의 회로도(1200)에서 전력 변환 장치는 제1 내지 제6 스위칭 소자들(S1 내지 S6)을 포함한다.
도 13은 도 12의 각 스위칭 소자의 온/오프 상태를 나타내는 그래프 및, 내부 전류의 흐름을 보여주는 그래프를 보여준다.
제1 그래프(1301)는 제1 스위칭 소자(S1)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제2 그래프(1302)는 제2 스위칭 소자(S2)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제3 그래프(1303)는 제3 스위칭 소자(S3)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제4 그래프(1304)는 제4 스위칭 소자(S4)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제5 그래프(1305)는 제5 스위칭 소자(S5)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제6 그래프(1301)는 제6 스위칭 소자(S6)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제7 그래프(1307)는 DC 링크에 연결된 계통의 삼상 중 어느 한 상에 흐르는 전류(Is)를 나타내는 그래프이다.
제8 그래프(1301)는 제1 스위칭 소자(S1)에서 DC 링크의 양 단자(P)로 흐르는 전류(IP)를 나타내는 그래프이다.
제9 그래프(139)는 DC 링크의 중성점(O)에서 제5, 6 스위칭 소자(S5, S6) 측으로 흐르는 전류(Io)를 나타내는 그래프이다.
제10 그래프(1310)는 DC 링크의 음 단자(N)에서, 제4 스위칭 소자(S4) 측으로 흐르는 전류(IN)를 나타내는 그래프이다.
제11 그래프(1311)는 교류 단자에 연결된 필터에 흐르는 전류(IL)를 나타낸다.
도 14는 도 12 및 도 13의 시뮬레이션에 따른 전류 방향을 정리한 표이다.
도 14에서, "+"및 "-" 각각은 전류의 방향을 나타낸다.
+IL는 도 7에서 교류 단자(301)로 IL의 전류가 들어감을 의미하고, -IL는 교류 단자(301)에서 IL의 전류가 나감을 의미한다.
-I는 DC 링크의 양 단자(P) 또는 음 단자(N)로 I의 전류가 들어감을 의미하고, +I는 DC 링크의 양 단자(P) 또는 음 단자(N)에서 I의 전류가 나감을 의미한다.
CASE 1은 도 8의 실시 예에 해당되는 결과이고, CASE 2는 도 9의 실시 예에 해당되는 결과이고, CASE 3은 도 10의 실시 예에 해당되는 결과이고, CASE 4는 도 11의 실시 예에 해당되는 결과이다.
CASE 1 내지 CASE 4에서 보여지는 스위칭 동작에 따른 전류의 방향들 각각은 도 3 내지 도 6에서 보여지는 전류의 방향들 각각과 일치한다.
이는, ANPC 타입의 전력 변환 장치에서, 제1 스위칭 소자(S1) 및 제4 스위칭 소자(S4)를 그대로 사용한 경우의 전류의 방향들과 제1 스위칭 소자(S1) 및 제4 스위칭 소자(S4)를 다이오드의 기능으로 변환한 시뮬레이션 결과와 일치함을 보여준다.
즉, 기존의 전력 변환 장치(200)에서, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240) 각각이 다이오드로 변환된 전력 변환 장치(300)가 사용되어도, 동일한 전류 흐름의 결과가 도출될 수 있다.
즉, 본 발명의 실시 예에 따르면, IGBT를 이용하는 2개의 스위칭 소자 대신, 다이오드가 사용됨에 따라, 스위칭 손실 감소 및 비용 절감의 효과를 얻을 수 있다.
도 15는 본 발명의 일 실시 예에 따른 ANPC 타입의 전력 변환 장치를 3상으로 구성하였을 경우, 전력 변환 시스템의 구성을 설명하는 도면이다.
3상 전력 변환 시스템(1500)은 제1 전력 변환 장치(300-1), 제2 전력 변환 장치(300-2) 및 제3 전력 변환 장치(300-3)를 포함할 수 있다.
제1 전력 변환 장치(300-1), 제2 전력 변환 장치(300-2) 및 제3 전력 변환 장치(300-3) 각각은 도 7에 도시된 ANPC 타입의 전력 변환 장치(300)의 구성과 동일할 수 있다.
이상과 같이 본 명세서에 대해서 예시한 도면을 참조로 하여 설명하였으나, 본 명세서에 개시된 실시예와 도면에 의해 본 명세서가 한정되는 것은 아니며, 통상의 기술자에 의해 다양한 변형이 이루어질 수 있을 것이다. 아울러 앞서 본 명세서의 실시예를 설명하면서 본 명세서의 구성에 따른 효과를 명시적으로 기재하여 설명하지 않았을지라도, 해당 구성에 의해 예측 가능한 효과 또한 인정되어야 한다.

Claims (18)

  1. DC 링크의 DC 전압을 제어하는 전력 변환 장치에 있어서,
    제1 다이오드;
    제2 다이오드;
    제1 스위칭 소자;
    제2 스위칭 소자;
    제3 스위칭 소자; 및
    제4 스위칭 소자를 포함하고,
    상기 제1 다이오드의 캐소드 단자는 상기 DC 링크의 양 단자에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 애노드 단자는 상기 제1 스위칭 소자의 일단 및 상기 제3 스위칭 소자의 일단에 연결되고,
    상기 제1 스위칭 소자의 타단은 교류 단자 및 상기 제2 스위칭 소자의 일단에 연결되고,
    상기 제2 스위칭 소자의 타단은 상기 제2 다이오드의 일단 및 상기 제4 스위칭 소자의 일단에 연결되고,
    상기 제2 다이오드의 타단은 상기 DC 링크의 음 단자에 연결되고,
    상기 제3 스위칭 소자의 타단은 상기 제4 스위칭 소자의 타단 및 상기 DC 링크의 중성점에 연결된
    전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은
    절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 및 상기 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함하는
    전력 변환 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각의 온 또는 오프를 제어하는 게이트 드라이버를 더 포함하는
    전력 변환 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 교류 단자에서 출력된 전류가 상기 제1 스위칭 소자에 포함된 다이오드 및 상기 제1 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 양 단자로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 교류 단자에서 출력된 전류의 절반이, 상기 제1 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제3 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르고, 상기 교류 단자에서 출력된 전류의 나머지 절반이, 상기 제2 스위칭 소자의 IGBT, 상기 제4 스위칭 소자(360)의 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 DC 링크의 음 단자에서 출력된 전류(1000)는 상기 제2 다이오드 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해, 상기 교류 단자(301)로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  7. 제3항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 절반이 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제1 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 교류 단자로 흐르고, 상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 나머지 절반이 상기 제4 스위칭 소자의 IGBT 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해 상기 교류 단자로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는 무정전 전원 공급 장치에 포함되고,
    교류 전원을 직류 전원으로 변환하는ANPC(Active Neutral Point Clamped) 타입의 컨버터인
    전력 변환 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 DC 링크의 양 단자와 중성점 사이에 위치한 제1 커패시터 및 상기 중성점 및 상기 음 단자 사이에 위치한 제2 커패시터를 더 포함하는
    전력 변환 장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은
    금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET) 및 상기 MOSFET에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함하는
    전력 변환 장치.
  11. DC 링크의 DC 전압을 제어하는 전력 변환 장치에 있어서,
    제1 다이오드;
    제2 다이오드;
    제1 스위칭 소자;
    제2 스위칭 소자;
    제3 스위칭 소자; 및
    제4 스위칭 소자를 포함하고,
    상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은
    절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 및 상기 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함하고,
    상기 제1 다이오드의 캐소드 단자는 상기 DC 링크의 양 단자에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 애노드 단자는 상기 제1 스위칭 소자의 콜렉터 단자 및 상기 제3 스위칭 소자의 콜렉터에 연결되고,
    상기 제1 스위칭 소자의 에미터 단자는 교류 단자 및 상기 제2 스위칭 소자의 콜렉터 단자에 연결되고,
    상기 제2 스위칭 소자의 에미터 단자는 상기 제2 다이오드의 캐소드 단자 및 상기 제4 스위칭 소자의 에미터 단자에 연결되고,
    상기 제2 다이오드의 애노드 단자는 상기 DC 링크의 음 단자에 연결되고,
    상기 제3 스위칭 소자의 에미터 단자는 상기 제4 스위칭 소자의 콜렉터 단자 및 상기 DC 링크의 중성점에 연결된
    전력 변환 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각의 온 또는 오프를 제어하는 게이트 드라이버를 더 포함하는
    전력 변환 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 교류 단자에서 출력된 전류가 상기 제1 스위칭 소자에 포함된 다이오드 및 상기 제1 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 양 단자로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 교류 단자에서 출력된 전류의 절반이, 상기 제1 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제3 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르고, 상기 교류 단자에서 출력된 전류의 나머지 절반이, 상기 제2 스위칭 소자의 IGBT, 상기 제4 스위칭 소자(360)의 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  15. 제12항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 DC 링크의 음 단자에서 출력된 전류(1000)는 상기 제2 다이오드 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해, 상기 교류 단자(301)로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  16. 제12항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 절반이 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제1 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 교류 단자로 흐르고, 상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 나머지 절반이 상기 제4 스위칭 소자의 IGBT 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해 상기 교류 단자로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  17. 제11항에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는 무정전 전원 공급 장치에 포함되고,
    교류 전원을 직류 전원으로 변환하는ANPC(Active Neutral Point Clamped) 타입의 컨버터인
    전력 변환 장치.
  18. 제11항에 있어서,
    상기 DC 링크의 양 단자와 중성점 사이에 위치한 제1 커패시터 및 상기 중성점 및 상기 음 단자 사이에 위치한 제2 커패시터를 더 포함하는
    전력 변환 장치.
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