JP2023533266A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

本発明の実施形態によるＤＣリンクのＤＣ電圧を制御する電力変換装置は、第１ダイオード、第２ダイオード、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、及び第４のスイッチング素子を含み、前記第１ダイオードのカソード端子は、前記ＤＣリンクの正端子に連結され、前記第１ダイオードのアノード端子は、前記第１のスイッチング素子の一端及び前記第３のスイッチング素子の一端に連結され、前記第１のスイッチング素子の他端は、交流端子及び前記第２のスイッチング素子の一端に連結され、前記第２のスイッチング素子の他端は、前記第２ダイオードの一端及び前記第４のスイッチング素子の一端に連結され、前記第２ダイオードの他端は、前記ＤＣリンクの負端子に連結され、前記第３のスイッチング素子の他端は、前記第４のスイッチング素子の他端及び前記ＤＣリンクの中性点に連結されてもよい。

Description

本発明は、電力変換装置に関し、より詳細には、無停電電源供給装置（Ｕｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ，ＵＰＳ）に使用される電力変換装置に関する。
無停電電源供給装置（Ｕｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ，ＵＰＳ）は、一定期間中、外部電源システムの中断により、負荷システムが影響を受けないようにするエネルギー保護装置である。
すなわち、無停電電源供給装置は、停電時、バッテリーに蓄積されているエネルギーを利用して負荷に電源を供給することができる。
無停電電源供給装置は、交流ソースから受信された交流電力を直流電力に、あるいは直流電力を交流電力に変換する電力変換装置を含む。
電力変換装置は、複数のスイッチング素子を含み、各スイッチング素子のスイッチング周波数を制御することにより電力変換を行うことができる。
無停電電源供給装置として使用される電力変換装置は、一般に、複数のスイッチング素子を含む。しかしながら、従来技術によれば、電力変換装置が特定のモード、例えば、交流電力を直流電力に変換するモードで動作するとき、一部のスイッチング素子は、スイッチングされない。よって、不要なスイッチング損失が発生して、電力変換装置の製造コストが増えるという問題がある。
本発明は、交流電力を直流電力に変換する無停電電源供給装置に使用される電力変換装置の構成を単純化することを目的とする。
また、本発明は、交流電力を直流電力に変換する無停電電源供給装置に使用される電力変換装置に含まれている一部のスイッチング素子を簡単な構成の回路に切り換えることを目的とする。
本発明の実施形態によるＤＣリンクのＤＣ電圧を制御する電力変換装置は、第１ダイオード、第２ダイオード、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、及び第４のスイッチング素子を含み、前記第１ダイオードのカソード端子は、前記ＤＣリンクの正端子に連結され、前記第１ダイオードのアノード端子は、前記第１のスイッチング素子の一端及び前記第３のスイッチング素子の一端に連結され、前記第１のスイッチング素子の他端は、交流端子及び前記第２のスイッチング素子の一端に連結され、前記第２のスイッチング素子の他端は、前記第２ダイオードの一端及び前記第４のスイッチング素子の一端に連結され、前記第２ダイオードの他端は、前記ＤＣリンクの負端子に連結され、前記第３のスイッチング素子の他端は、前記第４のスイッチング素子の他端及び前記ＤＣリンクの中性点に連結されてもよい。
前記第１～第４のスイッチング素子は、それぞれ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｏｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＩＧＢＴ）と、前記ＩＧＢＴに逆並列に連結された逆並列ダイオードと、を含むことができる。
前記電力変換装置は、前記第１～第４のスイッチング素子各々のオン又はオフを制御するゲートドライバをさらに含むことができる。
前記ゲートドライバは、前記交流端子から出力された電流が、前記第１のスイッチング素子に含まれたダイオード及び前記第１ダイオードを介して前記ＤＣリンクの正端子に流れるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信し、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子にそれぞれオフ信号を送信することができる。
前記ゲートドライバは、前記交流端子から出力された電流の半分が、前記第１のスイッチング素子のダイオード及び前記第３のスイッチング素子のＩＧＢＴを介して前記ＤＣリンクの中性点に流れ、前記交流端子から出力された電流の残り半分が、前記第２のスイッチング素子のＩＧＢＴ及び前記第４のスイッチング素子３６０のダイオードを介して前記ＤＣリンクの中性点に流れるように、前記第１～第４のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信することができる。
前記ゲートドライバは、前記ＤＣリンクの負端子から出力された電流１０００が、前記第２ダイオード及び前記第２のスイッチング素子のダイオードを介して前記交流端子３０１に流れるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子にそれぞれオフ信号を送信し、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信することができる。
前記ゲートドライバは、前記ＤＣリンクの中性点から出力された電流の半分が、前記第２のスイッチング素子のダイオード及び前記第１のスイッチング素子のＩＧＢＴを介して前記交流端子に流れ、前記ＤＣリンクの中性点から出力された電流の残り半分が、前記第４のスイッチング素子のＩＧＢＴ及び前記第２のスイッチング素子のダイオードを介して前記交流端子に流れるように、前記第１～第４のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信することができる。
前記電力変換装置は、無停電電源供給装置に含まれて、交流電源を直流電源に変換するＡＮＰＣ（Ａｃｔｉｖｅ Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ）型コンバータであってもよい。
前記電力変換装置は、前記ＤＣリンクの正端子と中性点との間に位置した第１キャパシタと、前記中性点と前記負端子との間に位置した第２キャパシタと、をさらに含むことができる。
前記第１～第４のスイッチング素子は、それぞれ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＭＯＳＦＥＴ）と、前記ＭＯＳＦＥＴに逆並列に連結された逆並列ダイオードと、を含むことができる。
本発明のさらに他の実施形態によるＤＣリンクのＤＣ電圧を制御する電力変換装置は、第１ダイオード、第２ダイオード、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、及び第４のスイッチング素子を含み、前記第１～第４のスイッチング素子は、それぞれ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｏｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＩＧＢＴ）と、前記ＩＧＢＴに逆並列に連結された逆並列ダイオードと、を含み、前記第１ダイオードのカソード端子は、前記ＤＣリンクの正端子に連結され、前記第１ダイオードのアノード端子は、前記第１のスイッチング素子のコレクタ端子及び前記第３のスイッチング素子のコレクタに連結され、前記第１のスイッチング素子のエミッタ端子は、交流端子及び前記第２のスイッチング素子のコレクタ端子に連結され、前記第２のスイッチング素子のエミッタ端子は、前記第２ダイオードのカソード端子及び前記第４のスイッチング素子のエミッタ端子に連結され、前記第２ダイオードのアノード端子は、前記ＤＣリンクの負端子に連結され、前記第３のスイッチング素子のエミッタ端子は、前記第４のスイッチング素子のコレクタ端子及び前記ＤＣリンクの中性点に連結されてもよい。
本発明の様々な実施形態によれば、無停電電源供給装置に使用されるＡＮＰＣ型電力変換装置において、２つのスイッチング素子を２つのダイオードに切り替えることで電力変換装置の回路構成が単純になり得る。
これによって、電力変換装置のスイッチング損失が減少して、電力変換装置の製造コストが大きく節減する効果がある。
本発明の一実施形態による電力システムの構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による第１の電力変換装置の回路図である。 本発明の一実施形態による電力変換装置によってＤＣリンクのＤＣ電圧を制御するとき、内部に流れる電流の方向を説明する図面である。 本発明の一実施形態による電力変換装置によってＤＣリンクのＤＣ電圧を制御するとき、内部に流れる電流の方向を説明する図面である。 本発明の一実施形態による電力変換装置によってＤＣリンクのＤＣ電圧を制御するとき、内部に流れる電流の方向を説明する図面である。 本発明の一実施形態による電力変換装置によってＤＣリンクのＤＣ電圧を制御するとき、内部に流れる電流の方向を説明する図面である。 本発明のさらに他の実施形態による電力変換装置の回路図である。 本発明の一実施形態に従ってＤＣリンクの電圧を制御するとき、電力変換装置の内部に流れる電流の方向を説明する図面である。 本発明の一実施形態に従ってＤＣリンクの電圧を制御するとき、電力変換装置の内部に流れる電流の方向を説明する図面である。 本発明の一実施形態に従ってＤＣリンクの電圧を制御するとき、電力変換装置の内部に流れる電流の方向を説明する図面である。 本発明の一実施形態に従ってＤＣリンクの電圧を制御するとき、電力変換装置の内部に流れる電流の方向を説明する図面である。 ２つのスイッチング素子を２つのダイオードに切り替えた状況を仮定して、スイッチング素子のスイッチング動作によって内部に流れる電流の変化についてシミュレーションを行った結果を説明する図面である。 ２つのスイッチング素子を２つのダイオードに切り替えた状況を仮定して、スイッチング素子のスイッチング動作によって内部に流れる電流の変化についてシミュレーションを行った結果を説明する図面である。 ２つのスイッチング素子を２つのダイオードに切り替えた状況を仮定して、スイッチング素子のスイッチング動作によって内部に流れる電流の変化についてシミュレーションを行った結果を説明する図面である。 本発明の一実施形態によるＡＮＰＣ型電力変換装置を３相で構成した場合、電力変換システムの構成を説明する図面である。
前述した目的、特徴及び長所は、添付の図面を参照して詳細に後述され、これによって、本明細書の属する技術分野における通常の知識を有する者は、本明細書の実施形態を容易に実施することができる。本明細書を説明するにあたって、本発明に係る公知の技術に対する具体的な説明が、本明細書の要旨を曖昧にすると判断される場合には詳細な説明を省略する。以下では、添付の図面を参照して、本明細書の好ましい実施形態を詳説することとする。図面における同じ参照符号は、同一又は類似の構成要素を示す。以下の説明で使われる構成要素に対する接尾辞「モジュール」及び「部」は、明細書の作成における容易性のみを考慮して付与されているか混用されるものであって、それ自体として互いに区別される意味あるいは役割を有するものではない。
図１は、本発明の一実施形態による電力システムの構成を示すブロック図である。
図１を参照すると、電力システム１は、交流電源供給部１０、無停電電源供給装置２０及び負荷３０を含むことができる。
交流電源供給部１０は、無停電電源供給装置に交流電力を供給することができる。
無停電電源供給装置２０は、交流電源供給部１０から供給された交流電力を負荷３０に伝達することができる。
無停電電源供給装置２０は、コンバータ２１、インバータ２３及びバッテリー２５を含むことができる。
コンバータ２１は、交流電源供給部１０から受信された交流電力を直流電力に変換することができる。コンバータ２１は、変換された直流電力をインバータ２３に伝達することができる。
コンバータ２１は、変換された直流電力の一部をバッテリー２５に充電することもできる。
インバータ２３は、コンバータ２１から伝達された直流電力を交流電力に変換することができ、変換された交流電力を負荷３０に供給することができる。
無停電電源供給装置２０は、交流電源供給部１０と負荷３０との間に位置したバイパスコンバータ（Ｂｙｐａｓｓ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、不図示）をさらに含むことができる。
無停電電源供給装置２０は、停電時、バイパスコンバータを介して負荷３０にエネルギーを供給することができる。無停電電源供給装置２０は、停電のように、インバータ２３が負荷３０に電力を供給することができない場合、バイパスコンバータを介して負荷３０に電力を供給することができる。
無停電電源供給装置２０は、停電時も、負荷３０に電力を安定的に供給することができる。
負荷３０は、無停電電源供給装置２０から交流電力を受信し、受信された交流電力に応じて動作することができる。
図２は、本発明の一実施形態による第１の電力変換装置の回路図である。
図２に示された電力変換装置２００は、図１の無停電電源供給装置２０に含まれたコンバータ２１の一例である。
電力変換装置２００は、ＡＮＰＣ（Ａｃｔｉｖｅ Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ）型コンバータであってもよい。
ＡＮＰＣ（Ａｃｔｉｖｅ Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ）は、スイッチング素子の連結関係を示す方式の１つである。
図２の実施形態による電力変換装置２００は、ＡＣ電源をＤＣ電源に変換することができる。
電力変換装置２００は、第１～第６のスイッチング素子２１０～２６０、第１キャパシタ２０３、第２キャパシタ２０５、及びゲートドライバ２９０を含むことができる。
第１～第６のスイッチング素子２１０～２６０は、それぞれ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｏｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＩＧＢＴ）と、ＩＧＢＴに逆並列に連結された逆並列ダイオードと、を含むことができる。
第１キャパシタ２０３及び第２キャパシタ２０５は、それぞれＡＣ電源をＤＣ電源に変換する過程で、脈流を直流に変換することができる。すなわち、第１キャパシタ２０３及び第２キャパシタ２０５は、それぞれ平滑回路の例であってもよい。
ゲートドライバ２９０は、第１～第６のスイッチング素子２１０～２６０の動作を制御することができる。
ゲートドライバ２９０は、第１～第６のスイッチング素子２１０～２６０にそれぞれオン信号又はオフ信号を印可して、スイッチング動作を制御することができる。
ゲートドライバ２９０は、第１～第６のスイッチング素子２１０～２６０各々のスイッチング動作を制御するために、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＰＷＭ）信号を印可することができる。
ゲートドライバ２９０は、第１～第６のスイッチング素子２１０～２６０各々のゲート端子にＰＷＭ信号を印可することができる。
第１のスイッチング素子２１０のコレクタ端子（Ｃ１）は、ＤＣリンクの正端子（Ｐ）に連結される。第１のスイッチング素子２１０のエミッタ端子（Ｅ１）は、第２のスイッチング素子２２０のコレクタ端子（Ｃ２）及び第５のスイッチング素子２５０のコレクタ端子（Ｃ５）に連結される。
第２のスイッチング素子２２０のエミッタ端子（Ｅ２）は、交流端子２０１及び第３のスイッチング素子２３０のコレクタ端子（Ｃ３）に連結される。
第５のスイッチング素子２５０のエミッタ端子（Ｅ５）は、ＤＣリンクの中性点（Ｏ）及び第６のスイッチング素子２６０のコレクタ端子（Ｃ６）に連結される。
ＤＣリンクの中性点（Ｏ）は、第１キャパシタ２０３の一端及び第２キャパシタ２０５の一端に連結される。
第１キャパシタ２０３の他端は、ＤＣリンクの正端子（Ｐ）に連結される。
第２キャパシタ２０５の他端は、ＤＣリンクの負端子（Ｎ）に連結される。
第６のスイッチング素子２６０のコレクタ端子（Ｃ６）は、第３のスイッチング素子２３０のエミッタ端子２３０及び第４のスイッチング素子２４０のコレクタ端子（Ｃ４）に連結される。
第４のスイッチング素子２４０のエミッタ端子（Ｅ４）は、ＤＣリンクの負端子（Ｎ）に連結される。
図２の実施形態によるＡＮＰＣ型電力変換装置２００は、第２のスイッチング素子２２０及び第３のスイッチング素子２３０に高周波数信号を印可する高周波スイッチング方式と、第１のスイッチング素子２１０、第５のスイッチング素子２５０、第６のスイッチング素子２６０、及び第４のスイッチング素子２４０に低周波数信号を印可する低周波スイッチング方式と、を用いる。
さらに他の例として、ＡＮＰＣ型電力変換装置２００は、第２のスイッチング素子２２０及び第３のスイッチング素子２３０に低周波数信号を印可する低周波スイッチング方式と、第１のスイッチング素子２１０、第５のスイッチング素子２５０、第６のスイッチング素子２６０、及び第４のスイッチング素子２４０に高周波数信号を印可する高周波スイッチング方式と、を用いる。
図３～図６は、本発明の一実施形態による電力変換装置によってＤＣリンクのＤＣ電圧を制御するとき、内部に流れる電流の方向を説明する図面である。
以下では、図２の電力変換装置２００に基づいて図３～図６の実施形態を説明する。
図３～図６において、電力変換装置２００は、無停電電源供給装置に含まれて、系統から提供された交流電力を直流電力に変換するＡＮＰＣ型装置であってもよい。
また、図３～図６は、電力変換装置２００が交流電力を直流電力に変換するとき、電力変換装置２００の内部に流れる電流の方向を説明する図面である。
先ず、図３を説明する。
図３において、第１のスイッチング素子２１０、第２のスイッチング素子２２０及び第６のスイッチング素子２６０は、それぞれオン状態にあり、第３のスイッチング素子２３０、第４のスイッチング素子２４０及び第５のスイッチング素子２５０は、それぞれオフ状態にあると仮定する。
この場合、交流端子３０１から出た電流３００は、第２のスイッチング素子２２０のダイオード及び第１のスイッチング素子２１０のダイオードを介してＤＣリンクの正端子（Ｐ）に流れるようになる。
次に、図４を説明する。
図４において、第２のスイッチング素子２２０、第３のスイッチング素子２３０、第５のスイッチング素子２５０、及び第６のスイッチング素子２６０は、オン状態にあり、第１のスイッチング素子２１０及び第４のスイッチング素子２４０は、オフ状態にある。
この場合、交流端子３０１から出力された電流４００の半分４１０は、第２のスイッチング素子２２０のダイオード及び第５のスイッチング素子２５０のＩＧＢＴを介してＤＣリンクの中性点（Ｏ）に流れるようになる。
また、交流端子３０１から出力された電流４００の残り半分４３０は、第３のスイッチング素子２３０のＩＧＢＴ及び第６のスイッチング素子２６０のダイオードを介してＤＣリンクの中性点（Ｏ）に流れるようになる。
次に、図５を説明する。
図５において、第１のスイッチング素子２１０、第２のスイッチング素子２２０及び第６のスイッチング素子２６０は、それぞれオフ状態にあり、第３のスイッチング素子２３０、第４のスイッチング素子２４０及び第５のスイッチング素子２５０は、それぞれオン状態にある。
この場合、ＤＣリンクの負端子（Ｎ）から出力された電流５００は、第４のスイッチング素子２４０のダイオード及び第３のスイッチング素子２３０のダイオードを介して交流端子２０１に流れるようになる。
次に、図６を説明する。
図６において、第１のスイッチング素子２１０及び第４のスイッチング素子２４０は、それぞれオフ状態にあり、第２のスイッチング素子２２０、第３のスイッチング素子２３０、第５のスイッチング素子２５０、及び第６のスイッチング素子２６０は、それぞれオン状態にある。
この場合、ＤＣリンクの中性点（Ｏ）から出力された電流６００の半分６１０は、第５のスイッチング素子２５０のダイオード及び第２のスイッチング素子２２０のＩＧＢＴを介して交流端子２０１に流れるようになる。
ＤＣリンクの中性点（Ｏ）から出力された電流６００の残り半分６３０は、第６のスイッチング素子２６０のＩＧＢＴ及び第３のスイッチング素子２２０のダイオードを介して交流端子２０１に流れるようになる。
ＡＮＰＣ型電力変換装置２００がＤＣ電源をＡＣ電源に変換する場合は、第１のスイッチング素子２１０及び第４のスイッチング素子２４０がいずれもスイッチング動作を行う。
これに反して、ＡＮＰＣ型電力変換装置２００がＡＣ電源をＤＣ電源に変換する場合、ＤＣリンク電圧を制御するために、第１のスイッチング素子２１０及び第４のスイッチング素子２４０は、単にダイオードのような役割のみを行う。
すなわち、ＡＮＰＣ型電力変換装置２００が無停電電源供給装置に使用される場合、第１のスイッチング素子２１０及び第４のスイッチング素子２４０は、ダイオードの役割のみを行う。よって、ＩＧＢＴといった高価な素子が使用される必要がない。
以下では、ＡＮＰＣ型電力変換装置が無停電電源供給装置のコンバータとして使用される場合、スイッチング動作を行わないスイッチング素子をダイオードに切り替える方法が提供される。
図７は、本発明のさらに他の実施形態による電力変換装置の回路図である。
電力変換装置３００は、図１に示された無停電電源供給装置２０のコンバータ２１の一例であり、ＡＮＰＣ型であってもよい。
電力変換装置３００は、第１ダイオード３１０、第２ダイオード３２０、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０、第１キャパシタ３０３、第２キャパシタ３０５を含むことができる。
電力変換装置３００は、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０の動作を制御するためのゲートドライバ３９０をさらに含むことができる。
図７の実施形態による電力変換装置３００と、図２の実施形態による電力変換装置２００と、を比較する。
図７では、図２の電力変換装置２００の構成要素のうち第１のスイッチング素子２１０が、第１ダイオード３１０に変更されており、第４のスイッチング素子２４０が、第２ダイオード３２０に変更されている。
第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０は、それぞれ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｏｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＩＧＢＴ）で構成されてもよいが、これは例示に過ぎない。
すなわち、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０は、それぞれ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＭＯＳＦＥＴ）で構成されてもよい。
この場合、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０は、それぞれＭＯＳＦＥＴ及びＭＯＳＦＥＴに逆並列に連結された逆並列ダイオードを含むことができる。
第１キャパシタ３０３及び第２キャパシタ３０５は、それぞれ平滑回路の例であってもよい。
ゲートドライバ３９０は、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０の動作を制御することができる。
ゲートドライバ３９０は、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０にそれぞれオン信号又はオフ信号を印可して、スイッチング動作を制御することができる。
ゲートドライバ３９０は、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０各々のスイッチング動作を制御するために、パルス幅変調（Ｐｌｕｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＰＷＭ）信号を印可することができる。
ゲートドライバ３９０は、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０のゲート端子にそれぞれＰＷＭ信号を印可することができる。
ゲートドライバ３９０は、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０にそれぞれＰＷＭ信号を印可して、ＤＣリンクのＤＣ電圧を制御することができる。具体的に、ゲートドライバ２９０は、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０をそれぞれスイッチング制御することにより、ＤＣリンクのＤＣ電圧の大きさを増加させることができる。
次に、本発明の実施形態による電力変換装置３００の回路構成を説明する。
以下では、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０は、それぞれＩＧＢＴ及びＩＧＢＴに逆並列に連結された逆並列ダイオードを含むことができる。
第１ダイオード３１０のカソード端子（Ｄ１１）は、ＤＣリンクの正端子（Ｐ）に連結される。
第１ダイオード３１０のアノード端子（Ｄ１２）は、第１のスイッチング素子３３０のコレクタ端子（Ｃ１１）及び第３のスイッチング素子３５０のコレクタ端子（Ｃ３３）に連結される。
第１のスイッチング素子３３０のエミッタ端子（Ｅ１１）は、交流端子３０１及び第２のスイッチング素子３４０のコレクタ端子（Ｃ２２）に連結される。
交流端子３０１には系統が連結されてもよい。
第２のスイッチング素子２４０のエミッタ端子（Ｅ２２）には、第４のスイッチング素子３６０のエミッタ端子（Ｅ４４）及び第２ダイオード３２０のカソード端子（Ｄ２１）が連結される。
第２ダイオード３２０のアノード端子（Ｄ２２）は、ＤＣリンクの負端子（Ｎ）に連結される。
第３のスイッチング素子３５０のエミッタ端子（Ｅ５）は、ＤＣリンクの中性点（Ｏ）、第１キャパシタ３０３の一端、第２キャパシタの一端、及び第４のスイッチング素子３６０のコレクタ端子（Ｃ４４）が連結される。
第１キャパシタ３０３の他端には、ＤＣリンクの正端子（Ｐ）が連結され、第２キャパシタ３０５の他端には、ＤＣリンクの負端子（Ｎ）が連結される。
電力変換装置３００は、正端子（Ｐ）及び負端子（Ｎ）を介してＤＣリンク（不図示）と連結されてもよい。
図７の実施形態によるＡＮＰＣ型電力変換装置３００は、図２の実施形態によるＡＮＰＣ型電力変換装置２００に比べて、２つのスイッチング素子の代わりに２つのダイオードを含めている。
すなわち、図７の実施形態によれば、ＡＮＰＣ型電力変換装置３００に含まれる２つのスイッチング素子が、２つのダイオードに切り替えられるため、スイッチング損失が減少して、電力変換装置の製造コストを節減する効果がある。
図８～図１１は、本発明の一実施形態に従ってＤＣリンクの電圧を制御するとき、電力変換装置の内部に流れる電流の方向を説明する図面である。
特に、図８～図１１は、交流電力を直流電力に変換するとき、図２の電力変換装置２００の第１のスイッチング素子２１０及び第４のスイッチング素子２４０をそれぞれダイオードに切り替えても、同じ電流の流れを示す過程を説明する図面である。
図８～図１１において、第１のスイッチング素子３３０及び第２のスイッチング素子３４０各々のスイッチング周波数は、同一であり、第３のスイッチング素子３５０と第４のスイッチング素子３６０との間のスイッチング周波数は、同一であると仮定する。
図８～図１１において、各スイッチング素子の動作は、ゲートドライバ３９０によって制御することができる。
ゲートドライバ３９０は、ＤＣリンクのＤＣ電圧を制御するために、各スイッチング素子にオン信号又はオフ信号を送信することができる。
先ず、図８を説明する。
図８では、第１のスイッチング素子３３０及び第４のスイッチング素子３６０が、それぞれオンされた状態であり、第２のスイッチング素子３４０及び第３のスイッチング素子３５０が、それぞれオフされた状態であると仮定する。
この場合、交流端子３０１から出力された電流８００は、第１のスイッチング素子３３０各々のダイオード及び第１ダイオード３１０を介してＤＣリンクの正端子（Ｐ）に流れるようになる。
すなわち、第１ダイオード３１０は、正方向の電流８００を通過させ、通過した電流は、ＤＣリンクの正端子（Ｐ）に流れるようになる。
次に、図９を説明する。
図９では、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０がいずれもオンされた状態であると仮定する。
この場合、交流端子３０１から出力された電流９００の半分９１０は、第１ スイッチング素子３３０のダイオード及び第３のスイッチング素子３５０のＩＧＢＴを介してＤＣリンクの中性点（Ｏ）に流れるようになる。
交流端子３０１から出力された電流９００の残り半分９３０は、第２のスイッチング素子３４０のＩＧＢＴ及び第４のスイッチング素子３６０のダイオードを介してＤＣリンクの中性点（Ｏ）に流れるようになる。
次に、図１０を説明する。
図１０において、第１のスイッチング素子３３０及び第４のスイッチング素子３６０は、それぞれオフされた状態であり、第２のスイッチング素子３４０及び第３のスイッチング素子３５０は、それぞれオンされた状態であると仮定する。
この場合、ＤＣリンクの負端子（Ｎ）から出力された電流１０００は、第２ダイオード３２０及び第２のスイッチング素子３４０のダイオードを介して交流端子３０１に流れるようになる。
すなわち、第２ダイオード３２０は、電流１０００を通過させ、通過した電流１０００は、交流端子３０１に流れるようになる。
次に、図１１を説明する。
図１１において、第１～第４のスイッチング素子３３０～３６０がいずれもオンされた状態であると仮定する。
この場合、ＤＣリンクの中性点（Ｏ）から出力された電流１１００の半分１１１０は、第２のスイッチング素子３５０のダイオード及び第１のスイッチング素子３３０のＩＧＢＴを介して交流端子３０１に流れるようになる。
ＤＣリンクの中性点（Ｏ）から出力された電流１１００の残り半分１１３０は、第４のスイッチング素子３６０のＩＧＢＴ及び第２のスイッチング素子３４０のダイオードを介して交流端子３０１に流れるようになる。
このように、図３～図６の実施形態と、図８～図１１の実施形態とを比較すると、２つのスイッチング素子２１０，２４０が２つのダイオード３１０，３４０に切り替えられても、電流の流れに変化ないことが分かる。
すなわち、本発明の実施形態による電力変換装置３００は、ＡＣ電源をＤＣ電源に変換するとき、２つのスイッチング素子の代わりに２つのダイオードを使用する。よって、スイッチング損失が減少して、電力変換装置の製造コストが減少する。
図１２～図１４は、２つのスイッチング素子を２つのダイオードに切り替えた状況を仮定して、スイッチング素子のスイッチング動作によって内部に流れる電流の変化についてシミュレーションを行った結果を説明する図面である。
シミュレーションの条件は、次のとおりである。
１．系統から制御されるＤＣリンクのＤＣ電圧は、７００Ｖである。
２．系統電圧は、４４０Ｖａｃである。
３．ＤＣリンクの負荷は、１．８５オームである。
４．ＤＣリンクの負荷で消耗する電力は、２６４ｋｗである。
５．スイッチング素子（Ｓ１）及びスイッチング素子（Ｓ４）は、ダイオードの役割として使用される。
図１２は、ＡＮＰＣ型電力変換装置をモデリングした回路図１２００を示す。
図１２の回路図１２００における電力変換装置は、第１～第６のスイッチング素子（Ｓ１～Ｓ６）を含む。
図１３は、図１２の各スイッチング素子のオン／オフ状態を示すグラフと、内部電流の流れを示すグラフを示す。
第１グラフ１３０１は、第１のスイッチング素子（Ｓ１）のオン／オフパターンを示す。
第２グラフ１３０２は、第２のスイッチング素子（Ｓ２）のオン／オフパターンを示す。
第３グラフ１３０３は、第３のスイッチング素子（Ｓ３）のオン／オフパターンを示す。
第４グラフ１３０４は、第４のスイッチング素子（Ｓ４）のオン／オフパターンを示す。
第５グラフ１３０５は、第５のスイッチング素子（Ｓ５）のオン／オフパターンを示す。
第６グラフ１３０１は、第６のスイッチング素子（Ｓ６）のオン／オフパターンを示す。
第７グラフ１３０７は、ＤＣリンクに連結された系統の３相のうちいずれか相に流れる電流（Ｉｓ）を示すグラフである。
第８グラフ１３０１は、第１のスイッチング素子（Ｓ１）からＤＣリンクの正端子（Ｐ）に流れる電流（ＩＰ）を示すグラフである。
第９グラフ１３９は、ＤＣリンクの中性点（Ｏ）から第５、６スイッチング素子（Ｓ５，Ｓ６）側に流れる電流（Ｉｏ）を示すグラフである。
第１０グラフ１３１０は、ＤＣリンクの負端子（Ｎ）から第４のスイッチング素子（Ｓ４）側に流れる電流（ＩＮ）を示すグラフである。
第１１グラフ１３１１は、交流端子に連結されたフィルターに流れる電流（ＩＬ）を示す。
図１４は、図１２及び図１３のシミュレーションによる電流の方向を整理した表である。
図１４において、「＋」及び「－」は、それぞれ電流の方向を示す。
＋ＩＬは、図７において、交流端子３０１にＩＬの電流が入ることを意味し、－ＩＬは、交流端子３０１からＩＬの電流が出ることを意味する。
－Ｉは、ＤＣリンクの正端子（Ｐ）又は負端子（Ｎ）にＩの電流が入ることを意味し、＋Ｉは、ＤＣリンクの正端子（Ｐ）又は負端子（Ｎ）からＩの電流が出ることを意味する。
ＣＡＳＥ１は、図８の実施形態に該当する結果であり、ＣＡＳＥ２は、図９の実施形態に該当する結果で、ＣＡＳＥ３は、図１０の実施形態に該当する結果で、ＣＡＳＥ４は、図１１の実施形態に該当する結果である。
ＣＡＳＥ１～ＣＡＳＥ４で示されるスイッチング動作による電流の方向は、それぞれ図３～図６で示される電流の方向と一致する。
これは、ＡＮＰＣ型電力変換装置において、第１のスイッチング素子（Ｓ１）及び第４のスイッチング素子（Ｓ４）をそのまま使用した場合の電流の方向は、第１のスイッチング素子（Ｓ１）及び第４のスイッチング素子（Ｓ４）をダイオードの機能に変換したシミュレーション結果と一致することを示す。
すなわち、既存の電力変換装置２００において、第１のスイッチング素子２１０及び第４のスイッチング素子２４０がそれぞれダイオードに変換された電力変換装置３００を使用しても、同じ電流の流れの結果が想到し得る。
すなわち、本発明の実施形態によれば、ＩＧＢＴを利用する２つのスイッチング素子の代わりにダイオードが使用されることにより、スイッチング損失の減少及びコスト節減の効果を得ることができる。
図１５は、本発明の一実施形態によるＡＮＰＣ型電力変換装置を３相で構成した場合、電力変換システムの構成を説明する図面である。
３相電力変換システム１５００は、第１の電力変換装置３００－１と、第２の電力変換装置３００－２と、第３の電力変換装置３００－３と、を含むことができる。
第１の電力変換装置３００－１、第２の電力変換装置３００－２及び第３の電力変換装置３００－３は、それぞれ図７に示されたＡＮＰＣ型電力変換装置３００の構成と同様であってもよい。
以上のように、本発明について例示の図面を参照して説明したが、本明細書は、本明細書に開示の実施形態と図面によって限定されるものではなく、通常の技術者によって様々な変形を行うことができる。なお、本明細書の実施形態を前述しつつ、本発明の構成による作用効果を明示的に記載して説明しなかったとしても、該構成によって予測可能な効果も認めるべきである。

Claims (18)

  1. ＤＣリンクのＤＣ電圧を制御する電力変換装置において、
    第１ダイオード；
    第２ダイオード；
    第１のスイッチング素子；
    第２のスイッチング素子；
    第３のスイッチング素子；及び
    第４のスイッチング素子を含み、
    前記第１ダイオードのカソード端子は、前記ＤＣリンクの正端子に連結され、
    前記第１ダイオードのアノード端子は、前記第１のスイッチング素子の一端及び前記第３のスイッチング素子の一端に連結され、
    前記第１のスイッチング素子の他端は、交流端子及び前記第２のスイッチング素子の一端に連結され、
    前記第２のスイッチング素子の他端は、前記第２ダイオードの一端及び前記第４のスイッチング素子の一端に連結され、
    前記第２ダイオードの他端は、前記ＤＣリンクの負端子に連結され、
    前記第３のスイッチング素子の他端は、前記第４のスイッチング素子の他端及び前記ＤＣリンクの中性点に連結された、
    電力変換装置。
  2. 前記第１～第４のスイッチング素子は、それぞれ
    絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｏｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＩＧＢＴ）と、前記ＩＧＢＴに逆並列に連結された逆並列ダイオードと、を含む、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記第１～第４のスイッチング素子各々のオン又はオフを制御するゲートドライバをさらに含む、
    請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記ゲートドライバは、
    前記交流端子から出力された電流が、前記第１のスイッチング素子に含まれたダイオード及び前記第１ダイオードを介して前記ＤＣリンクの正端子に流れるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信し、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子にそれぞれオフ信号を送信する、
    請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記ゲートドライバは、
    前記交流端子から出力された電流の半分が、前記第１のスイッチング素子のダイオード及び前記第３のスイッチング素子のＩＧＢＴを介して前記ＤＣリンクの中性点に流れ、前記交流端子から出力された電流の残り半分が、前記第２のスイッチング素子のＩＧＢＴ及び前記第４のスイッチング素子３６０のダイオードを介して前記ＤＣリンクの中性点に流れるように、前記第１～第４のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信する、
    請求項３に記載の電力変換装置。
  6. 前記ゲートドライバは、
    前記ＤＣリンクの負端子から出力された電流１０００は、前記第２ダイオード及び前記第２のスイッチング素子のダイオードを介して前記交流端子３０１に流れるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子にそれぞれオフ信号を送信し、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信する、
    請求項３に記載の電力変換装置。
  7. 前記ゲートドライバは、
    前記ＤＣリンクの中性点から出力された電流の半分が、前記第２のスイッチング素子のダイオード及び前記第１のスイッチング素子のＩＧＢＴを介して前記交流端子に流れ、前記ＤＣリンクの中性点から出力された電流の残り半分が、前記第４のスイッチング素子のＩＧＢＴ及び前記第２のスイッチング素子のダイオードを介して前記交流端子に流れるように、前記第１～第４のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信する、
    請求項３に記載の電力変換装置。
  8. 前記電力変換装置は、無停電電源供給装置に含まれて、
    交流電源を直流電源に変換するＡＮＰＣ（Ａｃｔｉｖｅ Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ）型コンバータである、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  9. 前記ＤＣリンクの正端子と中性点との間に位置した第１キャパシタと、前記中性点と前記負端子との間に位置した第２キャパシタと、をさらに含む、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  10. 前記第１～第４のスイッチング素子は、それぞれ
    金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＭＯＳＦＥＴ）と、前記ＭＯＳＦＥＴに逆並列に連結された逆並列ダイオードと、を含む、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  11. ＤＣリンクのＤＣ電圧を制御する電力変換装置において、
    第１ダイオード；
    第２ダイオード；
    第１のスイッチング素子；
    第２のスイッチング素子；
    第３のスイッチング素子；及び
    第４のスイッチング素子を含み、
    前記第１～第４のスイッチング素子は、それぞれ
    絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｏｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＩＧＢＴ）と、前記ＩＧＢＴに逆並列に連結された逆並列ダイオードと、を含み、
    前記第１ダイオードのカソード端子は、前記ＤＣリンクの正端子に連結され、
    前記第１ダイオードのアノード端子は、前記第１のスイッチング素子のコレクタ端子及び前記第３のスイッチング素子のコレクタに連結され、
    前記第１のスイッチング素子のエミッタ端子は、交流端子及び前記第２のスイッチング素子のコレクタ端子に連結され、
    前記第２のスイッチング素子のエミッタ端子は、前記第２ダイオードのカソード端子及び前記第４のスイッチング素子のエミッタ端子に連結され、
    前記第２ダイオードのアノード端子は、前記ＤＣリンクの負端子に連結され、
    前記第３のスイッチング素子のエミッタ端子は、前記第４のスイッチング素子のコレクタ端子及び前記ＤＣリンクの中性点に連結された、
    電力変換装置。
  12. 前記第１～第４のスイッチング素子各々のオン又はオフを制御するゲートドライバをさらに含む、
    請求項１１に記載の電力変換装置。
  13. 前記ゲートドライバは、
    前記交流端子から出力された電流が、前記第１のスイッチング素子に含まれたダイオード及び前記第１ダイオードを介して前記ＤＣリンクの正端子に流れるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信し、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子にそれぞれオフ信号を送信する、
    請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 前記ゲートドライバは、
    前記交流端子から出力された電流の半分が、前記第１のスイッチング素子のダイオード及び前記第３のスイッチング素子のＩＧＢＴを介して前記ＤＣリンクの中性点に流れ、前記交流端子から出力された電流の残り半分が、前記第２のスイッチング素子のＩＧＢＴ及び前記第４のスイッチング素子３６０のダイオードを介して前記ＤＣリンクの中性点に流れるように、前記第１～第４のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信する、
    請求項１２に記載の電力変換装置。
  15. 前記ゲートドライバは、
    前記ＤＣリンクの負端子から出力された電流１０００が、前記第２ダイオード及び前記第２のスイッチング素子のダイオードを介して前記交流端子３０１に流れるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子にそれぞれオフ信号を送信し、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信する、
    請求項１２に記載の電力変換装置。
  16. 前記ゲートドライバは、
    前記ＤＣリンクの中性点から出力された電流の半分が、前記第２のスイッチング素子のダイオード及び前記第１のスイッチング素子のＩＧＢＴを介して前記交流端子に流れ、前記ＤＣリンクの中性点から出力された電流の残り半分が、前記第４のスイッチング素子のＩＧＢＴ及び前記第２のスイッチング素子のダイオードを介して前記交流端子に流れるように、前記第１～第４のスイッチング素子にそれぞれオン信号を送信する、
    請求項１２に記載の電力変換装置。
  17. 前記電力変換装置は、無停電電源供給装置に含まれて、
    交流電源を直流電源に変換するＡＮＰＣ（Ａｃｔｉｖｅ Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ）型コンバータである、
    請求項１１に記載の電力変換装置。
  18. 前記ＤＣリンクの正端子と中性点との間に位置した第１キャパシタと、前記中性点と前記負端子との間に位置した第２キャパシタと、をさらに含む、
    請求項１１に記載の電力変換装置。
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