KR20170077339A - Ｎｐｃ 변환 장치 및 ｎｐｃ 변환 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 NPC 변환 장치는, 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 NPC 변환 장치에 있어서, 직렬 연결된 제1 스위치; 제2 스위치; 제3 스위치; 제4 스위치; 및 정방향 교류의 변환 주기 동안, 상기 제1 스위치 및 상기 제3 스위치는 단계별 전위를 생성하기 위해 서로 반대로 교번하여 스위칭되고, 상기 제2 스위치는 상기 제1 스위치 및 제3 스위치를 연결시키며, 부방향 교류의 변환 주기 동안, 상기 제2 스위치 및 상기 제4 스위치는 단계별 전위를 생성하기 위해 서로 반대로 교번하여 스위칭되고, 상기 제3 스위치는 상기 제2 스위치 및 제4 스위치를 연결시키는 변환 제어부를 포함하되,
직류단의 전압 불평형을 억제하기 위해 상기 변환 제어부는, 상기 정방향 교류의 변환 주기 도중에 상기 제2 스위치를 소정 시간 동안 오프시키며, 상기 부방향 교류의 변환 주기 도중에 상기 제3 스위치를 소정 시간 동안 오프시킬 수 있다.

Description

ＮＰＣ 변환 장치 및 ＮＰＣ 변환 방법{NPC Converting Device and Method}
본 발명은 NPC 변환 장치 및 NPC 변환 방법에 관한 것으로, 특히, 신재생 에너지 발전 분야에 적합한 NPC 변환 장치 및 NPC 변환 방법에 관한 것이다.
반도체 스위치 소자를 이용한 전력변환장치, 즉 컨버터(Converter)나 인버터(Inverter)는 전기/전력제어 시스템만이 아니라 최근 환경문제로 인해 각광받고 있는 신재생 에너지 발전시스템의 제어를 위한 필수적인 모듈이다. 나아가 전력변환장치의 대용량화 및 낮은 THD(Total Harmonic Distortion, 전체 고조파 왜곡율)의 요구 그리고 필터 인덕턴스 용량 감소 요구에 따라 이에 적합한 3-레벨 인버터의 수요가 증가하고 있다.
풍력 발전 등 계통 연계형 대용량 신재생 에너지 기술을 적용한 발전의 경우, 컨버터를 구성하는 각 스위칭 소자의 전압/전류 허용 범위가 충분하지 않아, 고압을 위한 멀티레벨 컨버터로 계통에 단독(또는 병렬로) 연계하는 구조가 이용된다.
그런데, NPC 타입의 멀티레벨 컨버터의 종래 직류단 전압 제어는 단독 연계시 출력에 직류성분을 포함하여, 변압기 등 리액터 성분에 자기포화를 초래할 수 있다. 더욱이, 고압 대용량 시스템을 위해 멀티레벨 컨버터의 병렬 연계의 경우, 이러한 출력의 직류 성분에 의해 병렬 연결되는 컨버터간 순환전류가 발생되어, 커패시터 불평형 및 트립을 유발시킬 위험이 존재한다.
대한민국 공개특허 10-2013-0004657
본 발명은 직류단 전압 불평형을 억제하면서도, 안정된 전력 변환 제어를 수행할 수 있는 NPC 변환 장치 및 NPC 변환 방법을 제공하고자 한다.
본 발명의 일 측면에 따른 NPC 변환 장치는, 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 NPC 변환 장치에 있어서, 직렬 연결된 제1 스위치; 제2 스위치; 제3 스위치; 제4 스위치; 및
정방향 교류의 변환 주기 동안, 상기 제1 스위치 및 상기 제3 스위치는 단계별 전위를 생성하기 위해 서로 반대로 교번하여 스위칭되고, 상기 제2 스위치는 상기 제1 스위치 및 제3 스위치를 연결시키며, 부방향 교류의 변환 주기 동안, 상기 제2 스위치 및 상기 제4 스위치는 단계별 전위를 생성하기 위해 서로 반대로 교번하여 스위칭되고, 상기 제3 스위치는 상기 제2 스위치 및 제4 스위치를 연결시키도록 제어하는 변환 제어부를 포함하되,
직류단의 전압 불평형을 억제하기 위해 상기 변환 제어부는, 상기 정방향 교류의 변환 주기 도중에 상기 제2 스위치를 소정 시간 동안 오프시키며, 상기 부방향 교류의 변환 주기 도중에 상기 제3 스위치를 소정 시간 동안 오프시킬 수 있다.
여기서, 상기 제1 내지 제4 스위치는, IGBT를 구비할 수 있다.
여기서, 상기 변환 제어부는, 상기 제1 내지 제4 스위치를 스위칭하기 위한 펄스 신호를 생성하되, 상기 펄스의 최소 듀티 및 최대 듀티를 설정할 수 있다.
여기서, 상기 변환 제어부는, 상기 제1 스위치 및 제4 스위치에 대하여 라이징 에지에 지연 시간을 부여하며, 상기 제2 스위치 제3 스위치에 대하여 폴링 에지에 지연 시간을 부여할 수 있다.
여기서, 상기 변환 제어부는, 입력측 및 출력측, 직류단에 설치된 각종 센서로부터 전기적 특성에 대한 센싱 신호를 입력받는 센서 입력단; 상기 제1 내지 제4 스위치를 동작시키는 펄스를 출력하되, 최소 듀티 및 최대 듀티의 조건을 만족하는 펄스를 출력하는 PWM 생성기; 및 상기 PWM 생성기가 생성하는 PWM 신호의 폴링 에지 또는 라이징 에지에 소정의 지연 시간을 부여하는 타이밍 조정기를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 변환 제어부는, 직류단 평형 유지를 위한 상기 제1 내지 제4 스위치의 최소 듀티를 결정하는 직류단 평형제어기를 더 포함할 수 있다.
여기서, 상기 변환 제어부는, 사인파 지령 신호를 생성하는 지령 생성 회로; 및 상기 입력된 센싱 신호들로부터 전류 제어를 위한 기준 전압을 생성하는 전류 제어기를 더 포함하고, 상기 타이밍 조정기는, 상기 기준 전압 및 상기 최소 및 최대 듀티, 상기 사인파 지령 신호를 이용하여 상기 PWM 생성기가 생성하는 PWM 신호의 폴링 또는 라이징 타이밍을 조정할 수 있다.
본 발명의 다른 측면에 따른 NPC 전력 변환 방법은, 사인파 지령 신호를 듀티로 변환하는 단계; 최소 듀티 및 최대 듀티를 산정하는 단계; 상기 듀티를 삼각파와 비교하여, 상기 최소 듀티 및 최대 듀티를 만족시키는 펄스를 생성하는 단계; 상기 생성된 펄스를 2개로 복사하여, 하나의 펄스에는 라이징 에지에 지연시간을 부여하고, 다른 하나의 펄스에는 폴링 에지에 지연시간을 부여하는 단계; 및 상기 지연시간이 부가된 펄스 및 그 반전된 펄스를 전력 변환 IGBT에 인가하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 펄스를 생성하기 전에, 상기 듀티를 정수값으로 변환하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상술한 구성에 따른 본 발명의 NPC 변환 장치 또는 NPC 변환 방법을 실시하면, 전력 변환 장치의 직류단 전압 불평형을 억제할 수 있는 이점이 있다.
본 발명의 NPC 변환 장치 또는 NPC 변환 방법은, 단일 모듈 동작시 출력 전력의 품질을 향상시킬 수 있다. 예컨대, 계통 측 컨버터 출력 전류의 리플을 감소시키는 이점 및/또는 필터 리액터의 떨림음(소음)을 감소시키는 이점 및/또는 직류단 전압 리플을 감소시키는 이점 및/또는 필터 커패시터에서의 전압 리플을 감소시키는 이점을 달성할 수 있다.
본 발명의 NPC 변환 장치 또는 NPC 변환 방법은, 병렬운전시 안정된 제어를 수행할 수 있다. 예컨대, 직류단 전압의 불평형을 일정 범위 이하로 제어하는 이점 및 병렬연결시 직류단 불평형 및 과전류 현상을 예방할 수 있는 이점을 동시에 달성할 수 있다.
도 1은 본 발명의 사상에 따른 실시 형태에 의한 NPC 컨버터 및 이를 제어하기 위한 변환 제어부를 구비한 전력 변환 시스템을 도시한 블록도.
도 2는 도 1에 나타낸 NPC 컨버터 및 NPC 인버터의 구성을 상세하게 설명하는 회로도.
도 3은 본 발명의 사상에 따른 직류단 전압 불평형을 억제하는 방안들이 적용된 펄스 파형을 도시한 파형도.
도 4는 도 1의 변환 제어부의 일 실시예를 도시한 블록도.
도 5은 도 4의 상기 타이밍 조정기 및 PWM 생성기에 대한 일 구현예에 대한 상세 구조를 도시한 블록도.
도 6은 도 4의 상기 타이밍 조정기 및 PWM 생성기에 대한 다른 구현예에 대한 상세 구조를 도시한 블록도.
도 7은 직류단의 불평형을 보상하기 위한 도 5의 직류단 평형제어기의 일 구현예를 도시한 블록도.
도 8은 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 시스템을 채택할 수 있는 신재생 에너지 발전 시스템을 도시한 블록도.
이하, 본 발명의 실시를 위한 구체적인 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 설명한다.
본 발명을 설명함에 있어서 제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 구성요소들은 용어들에 의해 한정되지 않을 수 있다. 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 연결되어 있다거나 접속되어 있다고 언급되는 경우는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해될 수 있다.
본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다.
본 명세서에서, 포함하다 또는 구비하다 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것으로서, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해될 수 있다.
또한, 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있다.
도 1은 본 발명의 사상에 따른 실시 형태에 의한 변환 장치로서 NPC 컨버터 및 이를 제어하기 위한 변환 제어부를 구비한 전력 변환 시스템을 도시한 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전력 변환 시스템(100)은 입력 필터(2)와, NPC 컨버터(3)와, NPC 인버터(4)와, 출력 필터(5)와, 변환 제어부(10)와, 직류단 전압을 생성하는 커패시터(15, 16)를 구비할 수 있다. 상기 직류단은 상기 커패시터(15, 16)의 각 단자에 대응하는 중성 라인(17), 정전압 라인(13) 및 부전압 라인(14)을 구비할 수 있다. 상기 커패시터(15, 16)는 상기 정전압 라인(13) 및 부전압 라인(14) 사이에 직렬 연결되며, 상기 정전압 라인(13) 및 부전압 라인(14) 사이의 전압을 평활화한다. 상기 커패시터(15, 16)의 접속점인 중성 라인(17)이 연결된다.
변환 상태의 모니터링을 위해, 상기 전력 변환 시스템(100)은 각종 전압 센서(31,34,35)와 전류 센서(32,37)를 구비할 수 있다.
상기 입력 필터(2)는 3상 발전기(1)에 대한 고조파 이동을 방지한다. 도시한 입력 필터(2)는 콘덴서(11R,11S,11T) 및 리액터(12R,12S,12T)에 의해 구성된 삼상의 LC필터 회로이다.
상기 NPC 컨버터(3)는 3상 발전기(1)로부터 입력 필터(2)를 통해 공급되는 3상 교류 전력을 직류 전력으로 변환하고, 정전압 라인(13) 및 부전압 라인(14)을 통해 NPC 인버터(4)에 그 직류 전력을 공급한다. NPC 인버터(4)는 NPC 컨버터(3)가 변환하여 상기 직류단에 생성된 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환한다. 다른 구현에서는 복수개의 단상 교류 전력으로 변환할 수 있다.
상기 NPC 컨버터(3) 및 NPC 인버터(4)는 이른바, 3 레벨 회로로서 구현되었다. 상기 NPC 컨버터(3) 및 NPC 인버터(4)는 반도체 스위치 그 소자를 포함한 반도체 스위치에 의해 구성될 수 있다. 예컨대, 반도체 스위치 그 소자로서 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)가 이용될 수 있다. 또한, 상기 반도체 스위치 그 소자의 제어 방식으로서 PWM(Pulse Width Modulation) 제어를 적용할 수 있다.
상기 NPC 인버터(4)로부터의 교류 전력은 출력 필터(5)를 통해 계통 또는 부하(6)에 공급된다. 출력 필터(5)는 NPC 인버터(4)의 동작에 의해 생긴 고조파를 제거한다. 도시한 출력 필터(5)는 리액터(18U,18V,18W) 및 콘덴서(19U,19V,19W)에 의해 구성된 삼상의 LC필터 회로이다.
전압 센서(31)는 R상 라인의 전압(VR), S상 라인의 전압(VS) 및 T상 라인의 전압(VT)를 검출해, 전압(VR,VS,VT)을 나타내는 삼상 전압 신호를 변환 제어부(10)에 전달한다. 전류 센서(32)는 R상 라인의 전류(IR), S상 라인의 전류(IS) 및 T상 라인의 전류(IT)를 검출해, 전류(IR,IS,IT)를 나타내는 3상 전류 신호를 변환 제어부(10)에 전달한다.
정전압 라인(13) 및 부전압 라인(14) 사이의 전압은 중성점(21)에 의해 2 전압(Ep,En)으로 분압된다. 전압 센서(34)는 커패시터(15)의 양단의 전압(Ep)를 검출하고, 전압(Ep)를 나타내는 신호를 변환 제어부(10)에 출력한다. 전압 센서(35)는 커패시터(16)의 양단의 전압(En)을 검출하고, 전압(En)를 나타내는 신호를 변환 제어부(10)에 출력한다.
상기 변환 제어부(10)는 전압 센서(31)으로부터의 3상 전압 신호, 전류 센서(32)로부터의 3상 전류 신호, 전압 센서(34)가 검출한 전압(Ep)을 나타내는 신호, 전압 센서(35)가 검출한 전압(En)을 나타내는 신호, 계통측(또는 부하측) 전류 센서(37)가 검출한 전류를 나타내는 신호 등을 받아 PWM 제어를 실행할 수 있다.
도 2는 도 1에 나타낸 NPC 컨버터(3) 및 NPC 인버터(4)의 구성을 상세하게 설명하는 회로도이다. 도시한 NPC 컨버터(3)에서는 3상을 R, S, T로 표현하였고, 도시한 NPC 인버터(4)에서는 3상을 U, V, W로 표현하였다.
도시한 NPC 컨버터(3)의 각 상에 대한 변환 모듈(3R,3S,3T)은, 각각 3 레벨 회로로서 구성되어 4개의 IGBT 소자와 6개의 다이오드를 구비한다. 상세하게는, R상 변환 모듈(3R)은 IGBT 소자(Q1R~Q4R)와 다이오드(D1R~D6R)를 구비한다. S상 변환 모듈(3S)은 IGBT 소자(Q1S~Q4S)와 다이오드(D1S~D6S)를 구비한다. T상 변환 모듈(3T)는 IGBT 소자(Q1T~Q4T)와 다이오드(D1T~D6T)를 포함한다.
상기 NPC 인버터(4)도 마찬가지의 구성을 구비하며, 중복되는 설명은 생략하겠다.
이하에서는 NPC 컨버터(3)의 각 상에 대한 구성 및 NPC 인버터(4)의 각 상에 대한 구성을 총괄적으로 설명하기 위해 부호 R,S,T,U,V,W를 총칭하여 부호 「x」라고 나타낸다.
IGBT 소자(Q1x~Q4x)는 정전압 라인(13)과 부전압 라인(14) 사이에 직렬로 접속된다. 다이오드(D1x~D4x)는 IGBT 소자(Q1x~Q4x)에 각각 역병렬 접속된다. 다이오드(D5x)는 IGBT 소자(Q1x,Q2x)의 접속점과 중성점(21)에 접속된다. 다이오드(D6x)는 IGBT 소자(Q3x,Q4x)의 접속점과 중성점(21)에 접속된다. 또한 다이오드(D5x)의 캐소드는 IGBT 소자(Q1x,Q2x)의 접속점에 접속되어 다이오드(D5x)의 애노드는 중성점(21)에 접속된다. 다이오드(D6x)의 애노드는 IGBT 소자(Q3x,Q4x)의 접속점에 접속되어 다이오드(D6x)의 캐소드는 중성점(21)에 접속된다. 다이오드(D1x~D4x)는 피드백 다이오드로서 기능하고, 다이오드(D5x,D6x)는 클램프 다이오드로서 기능한다.
상기 NPC 컨버터(3)의 각 상에 대한 변환 모듈(3R,3S,3T)에 있어서는 IGBT 소자(Q2x,Q3x)의 접속점이 교류 입력 단자에 대응해, 다이오드(D5x,D6x)의 접속점이 직류 출력 단자에 대응한다. 한편, 상기 NPC 인버터(4)의 각 상에 대한 변환 모듈(4U,4V,4S)에 있어서는 다이오드(D5x,D6x)의 접속점이 직류 입력 단자에 대응해, IGBT 소자(Q2x,Q3x)의 접속점이 교류 출력 단자에 대응한다. 상기 NPC 컨버터(3)의 각 상에 대한 변환 모듈(3R,3S,3T)의 교류 입력 단자는 대응하는 선(R상 라인 RL, S상 라인 SL, T상 라인 TL)에 접속되고, 상기 NPC 인버터(4)의 각 상에 대한 변환 모듈(4U,4V,4S)의 교류 출력 단자는 대응하는 선(U상 라인 UL, V상 라인 VL, W상 라인 WL)에 접속된다. 상기 NPC 컨버터(3)의 각 상에 대한 변환 모듈(3R,3S,3T)의 직류 출력 단자 및 상기 NPC 인버터(4)의 각 상에 대한 변환 모듈(4U,4V,4S)의 직류 입력 단자는 중성점(21)에 접속된다.
도 3은 본 발명의 사상에 따른 직류단 전압 불평형을 억제하는 방안들이 적용된 펄스 파형을 도시한 파형도이다.
본 발명에서는 NPC 컨버터의 직류단 전압 불평형을 억제하기 위해, 영 전압 스위칭을 이용한 직류단 전압 평형 제어 방안(도 3의 M1)을 제안한다.
예컨대, NPC를 위한 전류 제어기에서 결정된 상전압 기준값에 의한 스위칭 펄스 발생 부분에서 직류단 (+)측과 (-)측 IGBT의 도통 시간을 조정하는 것이다.
NPC 컨버터에서 직류단의 정전압 라인 및 부전압 라인 사이에 순차적으로 4개의 직렬연결된 4개의 IGBT를 정전압 라인에서부터 순차적으로,IGBT1, IGBT2, IGBT3, IGBT4라고 칭할 때, 상술한 영 전압 스위칭을 이용한 직류단 전압 평형 제어 방안을 적용하면, IGBT2 또는 IGBT3의 연속 도통 구간(0 전압 인가 구간)에서 짧은 시간 OFF 하도록 하여 제어하여(미세 OFF 시간 부여), 직류단 전압 불평형을 억제한다.
이 방안은 PCS 출력 측에 영향을 주지 않아, 컨버터 측에서 직류단 전압 평형 제어를 수행하여도, 인버터나 출력측에 관련된 제어에 영향을 주지 않는 이점이 있다. 그 결과, 전체 전력 변환 시스템의 제어의 난이도를 낮출 수 있다.
상기 방안에서는, 전류의 흐름 방향을 바꾸어 직류단 커패시터의 충/방전 상태를 변화하여, 원하는 수준의 직류단 전압 평형을 달성할 수 있다.
또한, 상기 영 전압 스위칭 방안과 더불어, 소정의 지연시간으로서 데드타임(dead time)을 부여하는 방안(도 3의 M2)을 추가로 적용할 수 있다.
이 보상 방안은, 직류단 커패시터 전압 차와 보상 방향을 고려하여, 전류 제어기에서 결정된 상전압 기준값에 영상분 전압 옵셋(offset)을 더해서 불평형을 해결하는 것이다.(영상분 전압 옵셋 방안이라 칭할 수 있다.)
이 보상 방안에서는, 해당 상(Phase)의 유효 벡터 크기를 변화시키기 위해, 구체적으로는 모든 스위칭 펄스의 라이징 에지 및/또는 폴링 에지에 소정의 지연시간으로서 데드타임(dead time)을 부여한다.
일반적으로, IGBT1과 IGBT4를 기준으로 PWM 시간을 계산하고, IGBT2와 IGBT3은 각각 IGBT4와 IGBT1의 반대로 on/off하는 바, 모든 IGBT의 라이징 에지(rising edge)에 데드 타임(dead-time)을 적용하게 된다.
그런데, 상기 보상 방안에서는, PCS 외부 출력 전류의 크기를 바꾸어 커패시터 충/방전 상태를 변화시키는 바, PCS 출력 측에 영향을 주게 된다. 따라서, 본 보상 방안을 과도하게 적용하면, 결국 인버터나 출력단 제어를 곤란하게 만들 수 있으므로, 상기 영 전압 스위칭 방안에 대한 추가/보조적인 방안으로 이용하는 것이 바람직하다.
상술한 영 전압 스위칭 방안(도 3의 M1)을 적용한, 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 NPC 변환 장치를 도 1 및 도 2를 참조하여 기술하면, 상기 NPC 변환 장치는, 직렬 연결된 제1 스위치(Q1x); 제2 스위치(Q2x); 제3 스위치(Q3x); 제4 스위치(Q4x); 및 정방향 교류의 변환 주기 동안, 상기 제1 스위치(Q1x) 및 상기 제3 스위치(Q3x)는 단계별 전위를 생성하기 위해 서로 반대로 교번하여 스위칭되고, 상기 제2 스위치(Q2x)는 상기 제1 스위치(Q1x) 및 제3 스위치(Q3x)를 연결시키며, 부방향 교류의 변환 주기 동안, 상기 제2 스위치(Q2x) 및 상기 제4 스위치(Q4x)는 단계별 전위를 생성하기 위해 서로 반대로 교번하여 스위칭되고, 상기 제3 스위치(Q3x)는 상기 제2 스위치(Q2x) 및 제4 스위치(Q4x)를 연결시키는 변환 제어부를 포함하되,
상기변환 제어부(10)는, 직류단에 존재하는 정방향의 전압 불평형을 제거하기 위해, 상기 정방향 교류의 변환 주기 도중에 상기 제2 스위치(Q2x)를 소정 시간 동안 오프시키며, 직류단에 존재하는 부방향의 전압 불평형을 제거하기 위해, 상기 부방향 교류의 변환 주기 도중에 상기 제3 스위치(Q3x)를 소정 시간 동안 오프시키는 것을 특징으로 한다.
하기에서, 상기 제1 스위치(Q1x) 내지 제4 스위치(Q4x)는 R상에 대한 것만 대표적으로 설명하고 있으나, 나머지 S상 및 T상에 대해서도 마찬가지임은 물론이다. 상기 제1 스위치(Q1x) 내지 제4 스위치(Q4x)는 다이오드가 병렬 연결된 IGBT로 구현되었다.
여기서, 상기 소정 시간은 미세 OFF 시간이라 칭할 수 있으며, 상기 미세 OFF 시간을 부여하는 구체적인 방안으로서, 하나의 턴온 구간 도중에 소정 알고리즘에 의해 직류단 전압 불평형 정도에 따라 산정된 하나의 미세 OFF 시간 동안 해당 IGBT를 턴오프 시키는 방안과, 한 사이클에서의 최소 턴온 시간인 최소 듀티 및 한 사이클에서의 최대 턴온 시간인 최대 듀티를 적용하여 교번 스위칭 동작을 수행함에 있어서, 최소 듀티를 직류단 전압 불평형 정도에 따라 산정하는 방안이 있다. 전자의 방안은 다소 복잡하고 별도의 회로가 소요되는 바, 이하에서는 후자의 방안에 대하여 구체화하여 설명한다.
도 4는 도 1의 변환 제어부의 일 실시예를 도시한 블록도이다.
도시한 변환 제어부(10)는, 입력측 및 출력측, 직류단에 설치된 각종 센서로부터 전기적 특성(전압, 전류)을 센싱한 신호를 입력받는 센서 입력단(61); 전류 제어를 위한 기준 전압을 생성하는 전류 제어기(63); 직류단 평형 유지를 위한 컨버터 IGBT의 최소 듀티를 결정하는 직류단 평형제어기(62); 컨버터 및/또는 인버터를 구성하는 IGBT를 동작시키는 펄스를 출력하는 PWM 생성기(65); 상기 PWM 생성기(65)가 생성하는 PWM 신호의 폴링 에지 및/또는 라이징 에지에 소정의 지연 시간을 부여하는 타이밍 조정기(64)를 포함할 수 있다.
전류 제어기(63)는 입력측에서 센싱된 전압(VR,VS,VT)과 출력측 전압센서(37)에서 센싱된 전압을 입력받아, 입력받은 값을 소정의 알고리즘 및/또는 수학식에 따라 연산하여 적합한 전위의 기준 전압(Vx_ref)을 산정한다. 구현에 따라, 상기 기준 전압(Vx_ref)의 연산을 위해 입력측에서 센싱한 전류(IR, IS, IT)나 출력측에서 센싱한 전류를 이용할 수 있다.
직류단 평형제어기(62)는 직류단 전압(Ep, En)을 입력받아 최소 듀티 신호(Vsn_comp_top(bot))를 산정한다.
타이밍 조정기(64)는 상기 기준 전압(Vx_ref) 및 상기 최소(Vsn_comp_top(bot)) 및 최대 듀티(Ts), 사인파 지령 신호를 이용하여 PWM 생성기(65)가 생성하는 PWM 신호의 폴링/라이징 타이밍을 조정한다. 상기 최대 듀티(Ts)은 고정된 값을 적용하거나, 출력단 전압, 부하량, 발전량에 따라 결정될 수 있다.
상기 사인파 지령 신호(v* an)를 생성하기 위해, 상기 변환 제어부는 사인파 지령 신호를 생성하는 지령 생성 회로(66)를 더 구비할 수 있다. 예컨대, 지령 생성 회로(66)는 전압 센서(31)가 검출한 전압(VR, VS, VT), 전류 센서(32)가 검출한 전류(IR, IS, IT) 및 직류단 커패시터 전압(Ep,En)을 받고, R상, S상, 및 T상에 각각 대응하는 사인파 지령 신호를 생성한다.
도 5는 도 4의 상기 타이밍 조정기(64) 및 PWM 생성기(65)에 대한 일 구현예에 대한 상세 구조를 도시한 블록도이다.
상기 타이밍 조정기(64)는 2개의 구간 계산기(82, 84) 및 반전기(81), 2개의 듀티 제한기(85, 86), 제한 스위치(89)를 구비할 수 있다. 상기 PWM 생성기(65)는, 2개의 펄스 생성기(87, 88) 및 2개의 반전기(91, 92)를 구비할 수 있다.
상기 2개의 펄스 생성기(87, 88)에서 출력되는 스위칭 신호는 2개의 반전기(91, 92)에 의해 반전되어 총 4개의 PWM 신호로 되고, 지연기(93~96)에 의해 소정 시간의 데드타임(dead time)이 적용된 후, 4개의 IGBT 구동 신호(G_IGBT1, G_IGBT2, G_IGBT3, G_IGBT4)가 되어, IGBT의 게이트 단자로 각각 인가된다.
도시한 제한 스위치(89)는 직류단 평형 제어기(62)로부터 최소 듀티 신호(Vsn_comp_top(bot))를 입력받아, 상기 2개의 듀티 제한기(85, 86)에 선택적으로 전달한다.
도면에서, 직류단 전압 불평형을 개선하기 위해, 상기 제한 스위치(89) 및 듀티 제한기(85, 86)는 상술한 영 전압 스위칭 방안을 수행할 수 있다. 상기 펄스 생성기(87, 88)는 상술한 영 전압 스위칭을 위한 지연 시간 부여하는 것 및/또는 상술한 영상분 전압 옵셋 방안에 따른 데드타임(dead time)을 부여하는 것을 수행할 수 있다.
도면에서는 4개의 지연기(93~96)에 의해 동일한 라이징 에지에 대한 지연이 적용된 바, 상술한 영상분 전압 옵셋 방안에 따른 데드타임을 적용함을 알 수 있다.
상기 구간 계산기(82, 84)는 기준 전압(Vx_ref) 및 사인파 지령 신호를 이용하여 턴온 구간(도 3의 IGBT2 및 IGBT3에 대한 긴 턴온 구간)을 계산한다.
도 6는 도 4의 상기 타이밍 조정기(64) 및 PWM 생성기(65)에 대한 다른 구현예에 대한 상세 구조를 도시한 블록도이다.
도시한 구현예는, 듀티를 생성하는 듀티 변환기(182); 상기 듀티의 최소 및 최대를 제한하는 듀티 제한기(185, 186); 상기 듀티 제한기의 출력 신호를 정수로 변환하는 정수 변환기(195, 196); 상기 정수 변환기(195, 196)에서 출력되는 신호를 삼각파와 비교하여 펄스를 생성하는 파형 비교기(187, 188); 상기 파형 비교기(187, 188)가 생성한 펄스의 라이징 에지 및 폴링 에지에 소정의 지연 시간을 부여하는 지연기(191 ~ 194); 및 상기 지연기의 출력 신호를 반전시키는 반전기(198, 199)를 포함한다.
상기 듀티 변환기(182)는 사인파 형태의 지령 값(사인파 지령 신호)을 듀티(Duty)로 변환한다. 또한, 변환된 신호를 두 개의 서로 반전 관계의 신호로 분리하기 위한 반전기(183)를 구비한다.
듀티는 일반적으로는 0~Ts(최대 듀티)로 제한되는데, 본 발명의 사상에 따라 상기 듀티 제한기(185, 186)는 최소 듀티로도 제한을 가한다. 최소 듀티로서 듀티 제한기(185)에는 Vsn_comp_top이 인가되고, 듀티 제한기(186)에는 Vsn_comp_bot이 인가된다.
상기 정수 변환기(195, 196)는 디지털 적으로 삼각파 비교를 위해 정수 값으로 변환한다. 아날로그 비교 회로를 이용하는 다른 구현의 경우 생략될 수 있다.
상기 파형 비교기(187, 188)는, 상기 정수 변환기(195, 196)에서 출력되는 신호를 삼각파와 비교하여 펄스 생성한다. 여기서, 비교용 삼각파는 서로 180도 위상차를 준 것만 사용한다. 그런데, 상기 듀티 제한기(185, 186)에서 최소 듀티에 제한을 부여한 결과로, 상기 파형 비교기(187, 188)가 생성한 펄스는 OFF 구간에서도 임펄스에 가까운 짧은 펄스들(IS)이 존재하게 된다.
상기 지연기(191 ~ 194)는 상기 파형 비교기(187, 188)가 생성한 펄스의 라이징 에지 및 폴링 에지에 소정의 지연 시간(일종의 데드타임(dead time)으로 볼 수도 있다)을 부여한다. 이때, 각 신호를 분리하여 각각 지연시간을 적용한다. 라이징(Rising) 에지에서는 상승 신호를 지연시키고, 폴링(Falling) 에지에서는 하강 신호를 지연시키는데, 지연기(191, 193)는 상승 신호 지연을 통해 IGBT 1번 또는 4번의 On 방향의 짧은 펄스들을 제거하고, 지연기(192, 194)는 하강 신호 지연을 통해 IGBT 2번 또는 3번의 OFF 방향의 짧은 펄스들(OS)을 유지시킨다. 그 결과, 본 발명의 사상에 따른 영 전압 스위칭 방안을 위한 연속 도통 구간에서의 짧은 시간 동안의 OFF 동작이 수행된다.
상기 지연기(191, 193)에 의한 지연 시간은, 임펄스에 가까운 짧은 펄스들을 제거하기 위한 시간만 확보하면 되므로, 상술한 영 전압 스위칭 방안에서의 데드타임 보다는 짧은 것이 일반적이다.
상술한 과정으로 생성된 펄스는 스위칭 신호로 사용하기 위해, 해당하는 IGBT의 게이트에 인가된다.
도 6에는 도 4의 상기 타이밍 조정기(64) 및 PWM 생성기(65)에 대한 상세 구조 뿐만 아니라, NPC 전력 변환 방법도 표현되어 있다.
상기 NPC 전력 변환 방법은, 사인파 지령 신호를 듀티로 변환하는 단계(S101); 최소 듀티 및 최대 듀티를 산정하는 단계(S102); 상기 듀티를 정수값으로 변환하는 단계(S103); 상기 듀티를 삼각파와 비교하여, 상기 최소 듀티 및 최대 듀티를 만족시키는 펄스를 생성하는 단계(S104); 상기 생성된 펄스를 2개로 복사하여, 하나의 펄스에는 라이징 에지에 지연시간을 부여하고, 다른 하나의 펄스에는 폴링 에지에 지연시간을 부여하는 단계(S105); 및 상기 지연시간이 부가된 펄스 및 그 반전된 펄스를 전력 변환 IGBT에 인가하는 단계(S106)를 포함한다.
도시한 바와 같이, 상기 S101 단계는 상기 듀티 변환기(182)에서 수행되며, 상기 S102 단계는 상기 듀티 제한기(185, 186)에서 수행되며, 상기 S103 단계는 상기 정수 변환기(195, 196)에서 수행되며, 상기 S104 단계는, 파형 비교기(187, 188)에서 수행되며, 상기 S105 단계는, 상기 지연기(191 ~ 194)에서 수행되며, 상기 S106 단계는, 상기 반전기(198, 199)에서 수행될 수 있다.
도 7은 직류단의 불평형을 보상하기 위한 도 4 및 도 5의 직류단 평형제어기(62)의 일 실시예를 도시한 블록도이다.
도시한 직류단 평형 제어기(62)는 입력 신호로서, 직류단의 상단 커패시터의 전압(VdcP)과 하단 커패시터의 전압(VdcN)을 입력받아, 양 전압의 차를 이용하여, 최소 듀티 신호(Vsn_comp_top, Vsn_comp_bot)를 생성한다.
도면의 112번 ~ 120번 구성들은 듀티를 계산하기 위한 블록들이며, 여기서 생성된 신호(Vsn_comp)는 반전기(131)에 의해 분리되고, 보상 방향에 따라 IGBT 2번 및 IGBT 3번 중 하나를 위한 구성에만, 분리된 신호(Vsn_comp_bot, Vsn_comp_top) 중 하나를 출력한다. 그 결과, 상단 커패시터 전압이 크면 IGBT 2번의 턴온 구간에 평형 제어를 위한 OFF 방향의 짧은 펄스들이 적용되고, 상단 커패시터 전압이 작으면 IGBT 3번의 턴온 구간에 평형 제어를 위한 OFF 방향의 짧은 펄스들이 적용된다.
구현에 따라, 도 6의 듀티 제한기(185, 186)에 입력되는 최소 듀티 신호(Vsn_comp_bot, Vsn_comp_top)는 하기 표 1에 도시한 테이블 따라, 불연속적인 값으로 결정될 수 있다.
Figure pat00001
도 8은 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 시스템을 채택할 수 있는 신재생 에너지 발전 시스템을 도시한다.
도시한 발전 시스템은, 2개의 발전기에 대한 전력 변환 시스템(컨버터(1003) 및 인버터(1004)를 구비)이 병렬 연결된 구조를 가지고 있으며, 3개 이상의 전력 변환 시스템이 병렬 연결될 수 있음은 물론이다.
각 전력 변환 시스템의 컨버터(1003)는 본 발명의 사상에 따른 NPC 컨버터가 될 수 있다. 각 전력 변환 시스템의 변환 동작 제어를 위한 컨트롤러(1010) 및 전체 발전 시스템의 전력 변환 동작을 제어하는 메인 컨트롤러(2000)가 구비되는데, 본 발명의 사상에 따른 변환 제어부(10)는 상기 컨트롤러(1010) 및/또는 메인 컨트롤러(2000)에 구비될 수 있다.
2개 이상의 전력 변환 시스템이 병렬 연결되어도, 본 발명의 사상에 따른 영전압 스위칭을 이용한 전압 불평형 억제 방안을 적용하여, 하기 그래프에 도시한 바와 같이, 직류단 전압의 불평형을 일정 범위 이하로 제어할 수 있다. 즉, 전력 변환 시스템의 병렬연결 시, 직류단 불평형 및 과전류 현상을 제거하고, 리액터 소음 감소시킬 수 있다.
Figure pat00002
상기한 실시예는 그 설명을 위한 것이며, 그 제한을 위한 것이 아님을 주의하여야 한다. 또한, 본 발명의 기술분야의 통상의 전문가라면 본 발명의 기술사상의 범위에서 다양한 실시예가 가능함을 이해할 수 있을 것이다.
2 : 입력 필터 3 : NPC 컨버터
4 : NPC 인버터 5 : 출력 필터
10 : 변환 제어부
15, 16 : 직류단 커패시터
61 : 센서 입력단 62 : 직류단 평형제어기
63 : 전류 제어기 64 : 타이밍 조정기
65 : PWM 생성기 66 : 지령 생성 회로

Claims (9)

  1. 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 NPC 변환 장치에 있어서,
    직렬 연결된 제1 스위치; 제2 스위치; 제3 스위치; 제4 스위치; 및
    정방향 교류의 변환 주기 동안, 상기 제1 스위치 및 상기 제3 스위치는 단계별 전위를 생성하기 위해 서로 반대로 교번하여 스위칭되고, 상기 제2 스위치는 상기 제1 스위치 및 제3 스위치를 연결시키며,
    부방향 교류의 변환 주기 동안, 상기 제2 스위치 및 상기 제4 스위치는 단계별 전위를 생성하기 위해 서로 반대로 교번하여 스위칭되고, 상기 제3 스위치는 상기 제2 스위치 및 제4 스위치를 연결시키도록 제어하는 변환 제어부를 포함하되,
    직류단의 전압 불평형을 억제하기 위해 상기 변환 제어부는, 상기 정방향 교류의 변환 주기 도중에 상기 제2 스위치를 소정 시간 동안 오프시키며,
    상기 부방향 교류의 변환 주기 도중에 상기 제3 스위치를 소정 시간 동안 오프시키는 NPC 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 내지 제4 스위치는, IGBT를 구비하는 NPC 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 변환 제어부는,
    상기 제1 내지 제4 스위치를 스위칭하기 위한 펄스 신호를 생성하되,
    상기 펄스의 최소 듀티 및 최대 듀티를 설정하는 NPC 변환 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 변환 제어부는,
    상기 제1 스위치 및 제4 스위치에 대하여 라이징 에지에 지연 시간을 부여하며,
    상기 제2 스위치 제3 스위치에 대하여 폴링 에지에 지연 시간을 부여하는 NPC 변환 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 변환 제어부는,
    입력측 및 출력측, 직류단에 설치된 각종 센서로부터 전기적 특성에 대한 센싱 신호를 입력받는 센서 입력단;
    상기 제1 내지 제4 스위치를 동작시키는 펄스를 출력하되, 최소 듀티 및 최대 듀티의 조건을 만족하는 펄스를 출력하는 PWM 생성기; 및
    상기 PWM 생성기가 생성하는 PWM 신호의 폴링 에지 또는 라이징 에지에 소정의 지연 시간을 부여하는 타이밍 조정기
    를 포함하는 NPC 변환 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 변환 제어부는,
    직류단 평형 유지를 위한 상기 제1 내지 제4 스위치의 최소 듀티를 결정하는 직류단 평형제어기를 더 포함하는 NPC 변환 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 변환 제어부는,
    사인파 지령 신호를 생성하는 지령 생성 회로; 및
    상기 입력된 센싱 신호들로부터 전류 제어를 위한 기준 전압을 생성하는 전류 제어기를 더 포함하고,
    상기 타이밍 조정기는, 상기 기준 전압 및 상기 최소 및 최대 듀티, 상기 사인파 지령 신호를 이용하여 상기 PWM 생성기가 생성하는 PWM 신호의 폴링 또는 라이징 타이밍을 조정하는 NPC 변환 장치.
  8. 사인파 지령 신호를 듀티로 변환하는 단계;
    최소 듀티 및 최대 듀티를 산정하는 단계;
    상기 듀티를 삼각파와 비교하여, 상기 최소 듀티 및 최대 듀티를 만족시키는 펄스를 생성하는 단계;
    상기 생성된 펄스를 2개로 복사하여, 하나의 펄스에는 라이징 에지에 지연시간을 부여하고, 다른 하나의 펄스에는 폴링 에지에 지연시간을 부여하는 단계; 및
    상기 지연시간이 부가된 펄스 및 그 반전된 펄스를 전력 변환 IGBT에 인가하는 단계
    를 포함하는 NPC 전력 변환 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 펄스를 생성하기 전에,
    상기 듀티를 정수값으로 변환하는 단계;
    를 더 포함하는 NPC 전력 변환 방법.


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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022005206A1 (ko) * 2020-07-03 2022-01-06 엘에스일렉트릭(주) 전력 변환 장치 및 그 제어 방법

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08256483A (ja) * 1995-03-16 1996-10-01 Toshiba Corp 中性点クランプ式ｐｗｍ制御型電力変換器の制御装置
JP4220851B2 (ja) * 2003-07-31 2009-02-04 トヨタ自動車株式会社 電圧変換装置および電圧変換装置における電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体
JP6116804B2 (ja) * 2012-02-14 2017-04-19 株式会社東芝 中性点クランプ式インバータ
CN103401455B (zh) * 2013-06-26 2015-06-17 山西潞安环保能源开发股份有限公司 有源中点箝位三电平逆变器调制方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022005206A1 (ko) * 2020-07-03 2022-01-06 엘에스일렉트릭(주) 전력 변환 장치 및 그 제어 방법

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