JP4947147B2 - 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

この発明は、スイッチング回路をディジタル制御する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

従来、２次側の出力電圧を一定にする制御回路をマイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成してディジタル制御を行う絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが特許文献１に示されている。
マイクロコンピュータやＤＳＰは外部回路との間で信号やデータの入力を行うことができるので、そのマイクロコンピュータやＤＳＰでスイッチング制御を行うように構成することで、高機能なコンバータを構成できる。

ここで特許文献１に示されている絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な構成を図１に示す。
図１において、トランスＴ１０の１次巻線にスイッチング素子２１１および電流検出用抵抗２５７が直列に接続されている。スイッチング素子２１１にはＤＳＰ９０３から駆動信号が与えられるように構成されている。トランスＴ１０の２次巻線には整流平滑回路２０８が設けられている。ＤＳＰ９０３には、整流平滑回路２０８の出力電圧を検出するとともに絶縁状態で１次側へ伝達するフォトカプラ（７０２ａ，７０２ｂ）およびその出力電圧をディジタルデータに変換するＡ／Ｄコンバータ２５５を備えていて、ＤＳＰ９０３はその値を読み取る。またＤＳＰ９０３は電流検出用抵抗２５７の降下電圧を読み取る。トランスＴ１０の１次側には受光素子（リモコンからの赤外線信号を受光する）９０２を設けていて、ＤＳＰ９０３はこの受光素子９０２からの出力信号を読み取る。

このようにしてＤＳＰ９０３は出力電圧が一定となるようにスイッチング素子２１１のスイッチング制御を行い、また電流検出用抵抗２５７の出力電圧に応じて過電流保護動作を行う。さらに受光素子９０２からの信号に応じてコンバータの起動／停止制御等を行う。
特開２０００−１１６０２７号公報

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次側のスイッチング素子のオン／オフを制御することで２次側の出力電圧を一定に制御するものであるので、図１に示したようにディジタル制御部（マイクロコンピュータやＤＳＰ）を１次側に配置するのが一般的な形となる。絶縁型コンバータの場合、１次側と２次側の間は絶縁しなければならないため、２次側の出力電圧を検出し、その信号をフォトカプラ等の絶縁手段を用いて１次側に伝達し、ディジタル制御部にフィードバックすることで１次側のスイッチング素子を制御する構成が採られている。

ところが、フォトカプラを用いて２次側の出力電圧を１次側に伝達する場合、応答遅れの問題と素子の経時劣化の問題が生じる。また、ディジタル制御部を１次側に配置した場合、２次側の出力電圧が印加される負荷側（電子機器）との相互通信ができないという問題がある。すなわち、マイクロコンピュータやＤＳＰを制御装置に用いたディジタル制御型コンバータの場合、負荷である電子機器に対して電源装置の状態等を常に送信したり、電子機器側の負荷状態等を受信して時間遅れなく定電流制御、定電圧制御、定電力制御等を行ったりできる利点があるが、ディジタル制御部を１次側に配置すると、それができない。

勿論、フォトカプラやパルストランス等の絶縁手段で伝達すれば技術的には可能ではあるが、相互通信を行う信号のポート数だけフォトカプラやパルストランス等が必要となるため、コスト的、スペース的に現実的ではない。

逆に、２次側にディジタル制御部を配置しようとすると、入力電圧の検出が問題となる。すなわち、通常は入力電圧は変動するものであるため、上述したような絶縁手段を介して入力電圧を２次側で検出する必要が生じ、さらに１次側のスイッチング素子の制御信号を伝達するための絶縁手段も必要となり、スペースが増大する点で問題となる。

このように、これまでの技術では、ディジタル制御部を１次側、２次側のどちらに配置するにしろ、検出しなければならない値（入力電圧と出力電圧等）が１次側と２次側の両方に存在するため、フォトカプラやパルストランス等の絶縁手段を用いて信号を伝達する必要があり、応答遅れや経時劣化、スペースの増大等の問題があった。

そこで、この発明の目的は、前述の応答遅れの問題、経時変化、スペースの増大の問題を解消した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

前記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、前記トランスの１次巻線に接続されて入力電源をスイッチングするスイッチング回路と、該スイッチング回路に対する制御パルス信号を出力するスイッチング制御手段を備えるディジタル制御回路と、前記スイッチング回路のオン／オフによって前記トランスの２次巻線に生じた交流電圧を整流平滑して出力端子へ出力する整流平滑回路と、該整流平滑回路を介して出力される出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、を有する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記ディジタル制御回路が出力する前記制御パルス信号を絶縁状態で１次側に伝達する絶縁手段および前記トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
前記ディジタル制御回路は前記トランスの２次側に配置され、
前記ディジタル制御回路は、前記出力電圧検出回路の検出信号またはそのディジタル値を入力する手段と、
少なくとも前記制御パルス信号のオンデューティと、前記出力電圧と、前記トランスの１次巻線と２次巻線の巻数比とから前記入力電源の電圧値を演算する入力電源電圧演算手段と、
出力電圧が一定になるように前記オンデューティを制御することにより定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
前記出力端子に流れる出力電流が一定になるように前記オンデューティを制御し、前記入力電源の電圧または前記出力電圧の値、前記電流検出手段により検出された電流値、および前記トランスの１次巻線と２次巻線の巻数比を基にして定電流制御を行う定電流制御手段と、
前記電流検出手段により検出された電流値が所定値以上となったとき、前記定電圧制御から前記定電流制御へ制御を切り換える過電流保護手段と、
前記電流検出手段により検出された電流値が所定値以上になったことを検出した時点の前記入力電源の電圧を保持する電圧値保持手段と、
を備えたことを特徴とする。

この発明によれば、次のような効果を奏する。
（１）ディジタル制御回路を２次側に配置した場合、従来技術によれば、入力電圧を検出するための絶縁手段が必要となるが、ディジタル制御回路は１次側のスイッチング回路に対して自ら制御パルスを与えるので制御パルス信号のオンデューティは既知である。そのため、入力電源電圧演算手段は１次巻線と２次巻線の巻数比と、検出した出力電圧と、スイッチング素子への指令パルスのオンデューティから、演算で近似的に入力電圧を算出でき、よって、入力電圧を直に検出するための絶縁手段が不要になる。その結果、応答遅れの問題、経時変化、スペースの増大の問題が解消できる。

また、入力電源電圧または出力電圧の値、電流検出手段により検出された電流値、およびトランスの１次巻線と２次巻線の巻数比を基にして定電流制御を行う出力電流値が求められ、過電流保護手段は出力電流値が所定値以上となったとき、定電圧制御から定電流制御へ制御を切り換え、保持手段は出力電流値が所定値以上になったことを検出した時点の入力電源電圧、出力電圧の値、入力電源電圧に対応した過電流保護補正値のいずれかを保持することによって、過電流保護状態になってからでも入力電源電圧に応じた的確な過電流保護が行われる。

特許文献１に示されている絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成図である。 この発明の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 同絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護動作の特性を示す図である。 同絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路の処理内容を示すフローチャートである。 同絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路の定電圧制御、定電流制御、および過電流保護制御を行うための処理内容を示すフローチャートである。

符号の説明

１−入力電源
２−負荷回路
１０−制御回路
１００−絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
ＣＴ−カレントトランス
ＳＲ−整流平滑回路
ＳＷ−スイッチング回路
Ｔ１−トランス
Ｔ２−パルストランス
Ｔ２１，Ｔ２２−出力端子

図２はこの発明の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の回路図である。図２において、トランスＴ１には１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２を備えていて、１次巻線Ｎ１にはブリッジ接続した４つのスイッチング素子ＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤからなるスイッチング回路ＳＷおよびインダクタＬ１を接続している。入力電源１とスイッチング回路との間にはコモンモードチョークコイルＣＨとバイパスコンデンサＣ１〜Ｃ６からなるフィルタ回路およびカレントトランスＣＴを設けている。カレントトランスＣＴの２次側には抵抗Ｒ３および整流ダイオードＤ３を接続して、１次側に流れる電流を電圧信号として取り出すようにしている。このカレントトランスＣＴを備える回路がこの発明に係る「電流検出手段」に相当する。

スイッチング回路ＳＷの４つのスイッチング素子ＱＡ〜ＱＤには駆動回路１１を接続している。この駆動回路１１がこの発明に係る「スイッチング制御手段」に相当する。
トランスＴ１の２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２には整流ダイオードＤ１，Ｄ２、インダクタＬ２およびキャパシタＣ７からなる整流平滑回路を設けている。この整流平滑回路から出力端子Ｔ２１，Ｔ２２に出力電圧を出力する。この出力端子Ｔ２１−Ｔ２２間には負荷回路２を接続している。また、出力端子Ｔ２１−Ｔ２２の間には抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる出力電圧検出回路を設けている。
ディジタル制御回路１０はＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成している。このディジタル制御回路１０の動作は次の通りである。

［制御パルス信号の出力］
スイッチング回路ＳＷに対する制御パルス信号をパルストランスＴ２に出力する。これにより、駆動回路１１はパルストランスＴ２を介して上記制御パルス信号を入力し、スイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤを駆動する。

駆動回路１１はパルストランスＴ２の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングを基に、それを位相制御してスイッチング素子ＱＡ，ＱＤの組とＱＢ，ＱＣの組を交互にオン／オフする。

このようにパルストランスＴ２を用いてディジタル制御回路が出力する前記制御パルス信号を絶縁状態で１次側に伝達するようにしたことにより、パルスしか伝達しないので、経時劣化の影響を受けにくいという効果を奏する。

［入力電源電圧の検知］
トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の巻数をＮ１，２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２の巻数をそれぞれＮ２、出力電圧をＶｏ、入力電源電圧をＶｉｎ、スイッチング回路のオンデューティをＤｏｎで表せば、入力電源電圧は次の関係で求める。

Ｖｉｎ＝Ｖｏ（Ｎ１／Ｎ２）／Ｄｏｎ …（１）
すなわち、このコンバータはフルブリッジ型のコンバータであるので、入力電源電圧と出力電圧とは比例関係にあり、その比例係数は（１）式のとおりである。ディジタル制御回路１０は、ディジタル制御回路１０自身の制御によってスイッチング回路ＳＷのオンデューティを定めているのでオンデューティは既知であり、（１）式の演算によって入力電源電圧を高精度に求めることができる。

図２に示した例では、ディジタル制御回路１０がアナログ信号である出力電圧検出信号を入力して内部でディジタルデータに変換するようにしたが、外部にＡ／Ｄコンバータを設けて、出力電圧のディジタル値を入力するように構成してもよい。

（１）式では損失等を考慮していないが、実際にはトランスＴ１での損失等があるので、その損失等も考慮した補正演算を行えば、より正確な入力電源電圧が算出できる。

なお、フルブリッジ回路以外にハーフブリッジ回路やセンタータップ（プッシュプル）回路についても入力電源電圧と出力電圧との間には比例関係が成り立つので、同様にしてそれぞれの回路形式に応じた比例係数で入力電源電圧を算出することができる。

［２次側電流の検知］
負荷回路２に流れる電流が大電流である場合、それを直接検出することは実質上不可能であることが多い。図２に示した回路では、カレントトランスＣＴを用いて１次側に流れる電流が検出できるので、カレントトランスＣＴの２次側出力電圧を入力して、１次側に流れる電流を検出し、この１次側に流れる電流を基にして２次側に流れる電流を算出する。ここで、１次側に流れる電流の実効値をＩｉｎ、２次側に流れる電流の実効値をＩｏ、で表し、損失を無視すれば、
Ｉｏ＝Ｉｉｎ（Ｎ１／Ｎ２） …（２）
の関係が成り立つ。

これらの演算によって出力電流Ｉｏを求める。

［定電圧制御］
抵抗Ｒ１，Ｒ２による出力電圧検出回路からの信号を基に出力電圧Ｖｏを検出するとともに、内部でディジタルデータに変換し、その値が所定値を保つようにスイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのオンデューティを制御する。

［定電流制御］
前記「２次側電流の検知」によって求めた２次側に流れる電流Ｉｏが所定の一定電流となるようにスイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのオンデューティを制御する。

［負荷回路との通信］
ディジタル制御回路１０は、負荷回路２との間でデータの通信または信号の入出力を行うためのポートを備えていて、例えば負荷回路（電子機器）に対してコンバータの状態等を常に送信したり、負荷回路側の負荷状態等を受信してスイッチング制御に反映したりする。

［過電流保護］
図３は図２に示した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護特性を示す図である。出力電流Ｉｏが上限値Ｉｃに達するまでは定電圧制御により出力電圧Ｖｏは所定の一定電圧Ｖｃを保つ。
出力電流Ｉｏが上限値Ｉｃを超えようとしたとき、定電流制御に移行して出力電圧Ｖｏを低下させる。これにより図３に示すような垂下特性を実現する。

なお、図２に示した例ではディジタル制御回路１０が出力する制御パルス信号を絶縁状態で１次側に伝達する絶縁手段としてパルストランスＴ２を用いたが、フォトカプラを用いて絶縁してもよい。すなわち、ディジタル制御回路１０が出力する制御パルス信号を絶縁状態で伝達すれば良いので、フォトカプラを用いても経時劣化の影響を殆ど受けることなく使用できる。また、フォトカプラを用いればパルストランスに比べて省スペース化が図れるという効果を奏する。

図４・図５はディジタル制御回路１０の主たる制御内容を示すフローチャートである。
所定のサンプリング周期では図４（Ａ）に示すように、カレントトランスＣＴからの電圧をサンプリングして入力電流Ｉｉｎを求め、また出力電圧検出回路からの出力電圧をサンプリングして出力電圧Ｖｏを求める。

また、図４（Ｂ）に示すように、スイッチング回路ＳＷのオンデューティＤｏｎが定まれば、スイッチング周波数の周期でオンデューティＤｏｎに応じたタイミングでスイッチング素子ＱＡ〜ＱＤをスイッチングするための制御パルス信号を出力する。

図５は前記定電圧制御、定電流制御、および過電流保護制御を行うための処理手順を示している。まず、前記（２）式に従って入力電流Ｉｉｎから出力電流Ｉｏを算出する（Ｓ１）。この出力電流Ｉｏが予め定めた上限値Ｉｃを超えているか否かを判定し、超えていなければ、出力電圧Ｖｏが予め定めた一定電圧ＶｃとなるためのオンデューティＤｏｎを決定する（Ｓ２→Ｓ３）。

出力電流Ｉｏが上限値Ｉｃを超えた場合には、その時の出力電圧Ｖｏから入力電源電圧Ｖｉｎを前記（１）式に基づいて算出する（Ｓ４）。そしてこの入力電源電圧Ｖｉｎを過電流保護開始直前の入力電源電圧Ｖｍとして記憶する（Ｓ４→Ｓ５）。その後、出力電流Ｉｏが上限値ＩｃとなるためのオンデューティＤｏｎを決定する（Ｓ６）。すなわち過電流保護状態では出力電圧を制御しないので出力電圧Ｖｏが変動しやすくなるため、それを基に入力電源電圧Ｖｉｎを安定的に求めることができない。そこで、過電流保護を開始する直前の入力電源電圧ＶｉｎをデータＶｍとして保持し、入力電源電圧はその値で変動しないものとして扱う。

一般的にスイッチング電源回路は入力電源電圧の値がある所定値である時に電力変換効率が最大となるように設計されるため、入力電源電圧が該所定値から大きく外れた場合には電力変換効率は通常悪化する。電力変換効率が低下すれば、負荷に対して同じ出力電圧、同じ出力電流を得るのに必要な入力電流が増大する。よって、一般的に入力電源電圧が変動した場合、過電流保護回路の動作点（出力電流が所定のしきい値に達したときに定電流制御に切り換える点）が変動する場合がある。よって、入力電源電圧が変動しても、過電流保護回路の動作点を一定にするため、入力電源電圧の値に応じた補正値をディジタル制御回路の内部に予め保持しておくという方法を採ってもよい。

なお、算出して求めた入力電源電圧Ｖｉｎを記憶するのではなく、過電流保護開始直前の出力電圧Ｖｏ（≒Ｖｃ）を記憶しておき、この記憶した値を前記（１）式のＶｏに代入して入力電源電圧Ｖｉｎを求めるようにしてもよいし、入力電源電圧に応じた過電流保護動作点の補正値を記憶しておいても良い。

Claims (1)

1. 少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、前記トランスの１次巻線に接続されて入力電源をスイッチングするスイッチング回路と、該スイッチング回路に対する制御パルス信号を出力するスイッチング制御手段を備えるディジタル制御回路と、前記スイッチング回路のオン／オフによって前記トランスの２次巻線に生じた交流電圧を整流平滑して出力端子へ出力する整流平滑回路と、該整流平滑回路を介して出力される出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、を有する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記ディジタル制御回路が出力する前記制御パルス信号を絶縁状態で１次側に伝達する絶縁手段および前記トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
   前記ディジタル制御回路は前記トランスの２次側に配置され、
   前記ディジタル制御回路は、前記出力電圧検出回路の検出信号またはそのディジタル値を入力する手段と、
   少なくとも前記制御パルス信号のオンデューティと、前記出力電圧と、前記トランスの１次巻線と２次巻線の巻数比とから前記入力電源の電圧値を演算する入力電源電圧演算手段と、
   出力電圧が一定になるように前記オンデューティを制御することにより定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
   前記出力端子に流れる出力電流が一定になるように前記オンデューティを制御し、前記入力電源の電圧または前記出力電圧の値、前記電流検出手段により検出された電流値、および前記トランスの１次巻線と２次巻線の巻数比を基にして定電流制御を行う定電流制御手段と、
   前記電流検出手段により検出された電流値が所定値以上となったとき、前記定電圧制御から前記定電流制御へ制御を切り換える過電流保護手段と、
   前記電流検出手段により検出された電流値が所定値以上になったことを検出した時点の前記入力電源の電圧を保持する電圧値保持手段と、
   を備えたことを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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