CN103715896A - 直流电源装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种直流电源装置及其控制方法。在滤波电容器的初始充电中，能够对滤波电抗器中流动的电流成为过电流、无法实现基于软开关的切断进行防止。此外，通过脉冲间隔剔除动作能防止变压器偏磁。具备禁止主开关元件和谐振用开关元件的门信号从而对接通脉冲进行间隔剔除处理的控制装置，间隔剔除该接通脉冲的处理具备如下单元，即：在与输出侧连接的滤波电容器的电压即直流输出电压从直流输出电压指令值起变大了规定的电压时、或者直流输出电压低于规定的电压的情况下，基于包括谐振电路的DC—DC转换器的电路常数和输入电源电压来决定脉冲的接通次数。

Description

直流电源装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及直流电源装置，尤其涉及基于使用了被设于铁道车辆的半导体开关元件的DC—DC变换的直流电源装置及其控制方法。 

背景技术

在将直流电压的大小改变成任意值的情况下、使不稳定的直流电源稳定化的情况下、或者需要与输入电绝缘的直流电源的情况下等，使用的是绝缘型DC—DC转换器。绝缘型DC—DC转换器由从直流生成交流的初级电路、绝缘用变压器、和将交流变换成直流的次级电路(整流电路)构成。 

在DC—DC转换器中，通过提高施加频率能够使绝缘用变压器小型化，但是伴随着高频化的开关转换损耗的抑制却成为课题。为了解决该课题，利用谐振电路以使开关转换损耗减低的软开关方式被公知，在图10中示出专利文献1所记载的电路构成。该DC—DC转换器由将直流变换成交流的初级电路、变压器、将交流变换成直流的次级电路、和平滑化滤波器构成，并向直流负载供电。 

该DC—DC转换器为使初级电路中的开关转换损耗减低，在次级电路的输出端子之间连接了谐振电容器和开关元件(以下略称为谐振开关)的串联电路。而且，由谐振电容器和变压器的次级侧漏电感来形成谐振电路，先于初级电路的主开关元件的关断而使谐振开关接通，利用谐振电容器的充放电电流而使主开关元件应切断的变压器的次级电流为零，使初级电流减低到只有变压器的励磁电流的电平为止，从而实现准零电流切断(以下称作零电流切断)，能够使初级电路的关断损耗大幅减低。 

另一方面，在这种DC—DC转换器中，在负载为轻负载的情况下、初始启动时存在以下所示的课题。 

第一个课题在于，如果在连续动作中被连接的负载成为轻负载，则初 级电路缩短脉冲宽度以减小所供给的能量，但是根据软开关的情况有时需要使主开关元件和谐振开关的脉冲的宽度比谐振电路的谐振周期的1／2要长，因此所供给的能量也存在下限值。如果相对于该供给能量的下限值而负载所消耗的能量小，则无法将DC—DC转换器的输出侧滤波电容器电压确保为恒定，故存在成为过电压的课题。 

第二个课题在于，在DC—DC转换器的输出侧滤波电容器电压低时，例如在进行输出侧滤波电容器的初始充电之际，由于变压器的次级侧端子电压与输出侧滤波电容器电压之间的电压差大，根据该电压差而流动输出电流，因此难以抑制输出电流，故存在会成为过电流的课题。 

为了解决这两个课题，有通过间隔剔除DC—DC转换器的脉冲而使能量供给停止规定期间的方法，例如在专利文献2中示出如下内容，即：具备脉冲数减低单元，该脉冲数减低单元在平滑电路的输出电压大于所述目标电压的情况下减少占空比信号输出单元所输出的脉冲信号的每单位时间的脉冲数，以使平滑电路的输出电压成为目标电压。 

此外，在专利文献3中示出如下内容，即：如果输出电压超过规定的基准电压，则成组地间隔剔除规定的连续脉冲、即间隔剔除1个周期的脉冲，尽管如此在输出电压还超过基准电压的情况下，进一步持续地间隔剔除1个周期的脉冲、即在输出电压超过了基准电压的情况下，以1周期为单位来停止脉冲信号的输出，直到该输出电压变为基准电压以下为止。 

专利文献1：日本特开平4—368464号 

专利文献2：日本特开2009—296763号 

专利文献3：日本特开2004—159473号 

在应用于以专利文献2以及专利文献3所公开的现有技术作为本发明前提的软开关式DC—DC转换器的情况下，如果是DC—DC转换器的输出侧的滤波电容器被充电成规定的电压值的状态，则防止轻负载状态下的滤波电容器的电压上升较为容易。然而，在输出侧的滤波电容器电压低的情况下(尤其是在滤波电容器以零电压来进行初始充电的情况下)，由于利用谐振电路所产生的谐振能量的同时进行所述电容器的充电，因此尤其在与滤波电容器的电容相比滤波电抗器的电感相对小的情况下，在现有技术的脉冲间隔剔除动作中，存在滤波电容器没有充分充电而输出电流便急 剧增加，最差时以至于过电流会破坏设备的这种技术问题。此外，如果输出电流变得大于谐振电路中流动的谐振电流，则无法实现基于软开关的零电流切断。 

进而，在通常的连续动作中，虽然对变压器正负交替地施加脉冲电压，但是在进行了脉冲间隔剔除动作的情况下，需要注意即将进入脉冲间隔剔除动作之前的最后的脉冲的极性、和脉冲间隔剔除动作被解除而再次被施加脉冲电压之际的脉冲的极性。例如，在即将实施脉冲间隔剔除之前的脉冲的极性、和刚解除脉冲间隔剔除之后的脉冲的极性相同的情况下，在基于脉冲间隔剔除的脉冲的停止时间短时，存在变压器会偏磁的课题。如果偏磁扩大，则变压器引发磁饱和，从而引出励磁电流增大、或者电压波形变形等的问题。 

发明内容

为了解决上述问题，本发明的特征在于，作为主电路而具备：将直流电力变换成交流电力的初级电路、输入初级电路所输出的交流电力的变压器、将所述变压器所输出的交流电力变换成直流电力的次级电路、与所述次级电路的直流输出侧连接且包括谐振用开关元件和谐振电容器的串联电路的谐振电路、以及对所述次级电路的输出进行平滑的滤波电路，另一方面，作为控制电路而具备向所述初级电路内的主开关元件和谐振用开关元件供给被进行过脉冲宽度调制的门信号、并且禁止所述主开关元件和谐振用开关元件的门信号以进行间隔剔除接通脉冲的处理的控制装置，间隔剔除该接通脉冲的处理具备如下单元，即：在与所述次级电路的输出侧连接的滤波电容器的电压即直流输出电压从直流输出电压指令值起变大了规定的电压时、或者直流输出电压低于规定的电压的情况下，基于包括谐振电路的DC—DC转换器的电路常数和输入电源电压来决定脉冲的接通次数。 

此外，其特征在于，在间隔剔除接通脉冲的处理中具备如下单元，即：存储在即将间隔剔除之前的最后所输出的脉冲的符号，在1个周期的中途能够停止并重新开始脉冲输出以使在刚间隔剔除之后的最初所输出的脉冲的符号与所存储的符号成为相反极性。 

其结果，能够防止间隔剔除动作中的变压器的偏磁的同时，通过实施间隔尺寸细的间隔剔除处理来抑制DC—DC转换器的输出侧滤波电容器的初始充电中的过电流，从而在经济方面能够提高可靠性。 

发明效果 

根据本发明的优选实施方式，能够在脉冲间隔剔除处理中防止变压器的偏磁的同时，通过实施间隔尺寸细的间隔剔除处理来抑制初始充电时的过电流，由此能够防止设备的破坏，能够提高系统的可靠性。 

附图说明

图1是表示本发明的实施例1、2中的直流电源装置的主电路的构成例的图。 

图2是表示图1所示的直流电源装置中的动作波形的图。 

图3是表示本发明的实施例1中的控制装置的功能框图。 

图4是本发明的实施例1中的脉冲间隔剔除处理部的功能框图。 

图5是表示图1所示的直流电源装置的以往的、滤波电容器初始充电时的动作波形的图。 

图6是表示图1所示的直流电源装置的以往的、滤波电容器初始充电时的滤波电抗器电流和滤波电容器电压的动作波形的图。 

图7是表示本发明的实施例1中的滤波电容器初始充电时的动作波形的图。 

图8是表示本发明的实施例1中的滤波电容器初始充电时的滤波电抗器电流和滤波电容器电压的动作波形的图。 

图9是本发明的实施例2中的脉冲间隔剔除处理部的功能框图。 

图10是表示直流电源装置的主电路的构成例的图。 

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。 

[实施例1] 

图1是表示能应用本发明的实施例1、2的直流电源装置的主电路的构成例的图。该直流电源装置由DC—DC转换器构成，该DC—DC转换 器通过输入直流电压源10的电压并将直流变换成交流的初级电路13、变压器14、和将交流变换成直流的次级电路15的组合来进行绝缘，并将电压不同的直流电压供给至负载20。 

初级电路13是被连接到与直流电压源10并联连接的2个滤波电容器11(FC11)以及12(FC12)的串联电路上的3电平电路。即，分别具有反并联二极管的4个主开关元件Q1～Q4被串联连接，各2个串联连接体分别形成上下臂，与所述滤波电容器11(FC11)以及12(FC12)并联连接。此外，上下臂内的各自的主开关元件的串联连接点之间用箝位二极管D5、D6的串联连接电路连结，且这些二极管D5、D6的串联连接点被连接到所述2个滤波电容器11(FC11)、12(FC12)的串联连接点上。而且，上下臂的串联连接点a与滤波电容器11(FC11)以及12(FC12)的串联连接点b之间成为交流输出端子，连接有变压器14的初级绕组。另外，在所述直流电压源10连接有检测该电压的第四电压传感器22d，在所述滤波电容器11(FC11)以及12(FC12)连接有检测这些电压的第一、第二电压传感器22a、22b。 

输入初级电路13的交流输出电力的变压器14将降压后的交流电力输出至次级电路15。在次级电路15的直流输出侧连接有谐振开关16(Qz)和谐振电容器17的串联电路，如果谐振开关16接通则由基于变压器14的电感的谐振电抗器Lz形成谐振电路。在此，将谐振开关16(Qz)和谐振电容器17的串联电路称作谐振电路21。另外，设有对变压器14的输出电流进行检测的电流传感器23。此外，连接有对次级电路15所输出的直流电力进行平滑化的滤波电抗器18(Ld)、和滤波电容器19(FC2)，该滤波电容器19的两端电压被供给至负载20。另外，设有对滤波电容器19(FC2)的电压进行检测的第三电压传感器22c。 

针对以上的主电路构成，作为控制电路而具备控制装置24，该控制装置24输入第一～第四电压传感器22a～22d、和电流传感器23的输出信号，并输出构成初级电路13的主开关元件Q1～Q4以及构成谐振开关16的开关元件Qz的门脉冲信号G1～G4以及Gz。 

该DC—DC转换器与初级电路13内的主开关元件Q1、Q4的关断的定时相匹配地使谐振开关16动作，通过使谐振电流Iz叠加于变压器14 的次级电流I2上，由此暂时地使次级电流I2为零，使初级电流I1减低到只有变压器14的励磁电流的电平为止。通过与该定时相匹配地使初级电路13内的主开关元件Q1、Q4关断，从而能够使初级电路13的关断损耗大幅减低。 

在构成初级电路13的主开关元件Q1～Q4断开的期间，虽然初级电流I1以及次级电流I2成为零，但是在构成次级电路15的二极管中却继续流动回流电流。如果自该状态起构成初级电路13的主开关元件Q1和Q2开启(turn-on)、或者Q3和Q4开启，则开始流动初级电流I1和次级电流I2，次级电流I2的大小与负载电流Id一致。此时，在构成次级电路15的二极管的半数中流动大小与次级电流I2相同的电流，剩余半数的二极管的电流成为零。 

在这种DC—DC转换器中，在通常动作的情况下，例如先于主开关元件Q1、Q2断开而谐振开关Qz先接通，在流过了谐振电流之后主开关元件Q1、Q2和谐振开关Qz断开，由此可以实现零电流切断。 

图2是表示图1所示的直流电源装置的主电路中的动作波形的图。使用该动作波形来说明图1的直流电源装置的通常的动作。 

在时刻t0，主开关元件Q1为断开(OFF)，Q2为接通(ON)状态。自该状态起，在时刻t1主开关元件Q1开启，在主开关元件Q1、Q2中流动电流Ip。此时，在次级电路15的二极管D21、D24中流动电流Ir。 

在时刻t2，谐振开关Qz开启。由此，通过谐振电抗器Lz和谐振电容器Cz而流动谐振电流Iz，谐振电容器Cz被充电。与该谐振动作相伴，在主开关元件Q1、Q2中流动的电流Ip、和流经二极管D21、D24的电流Ir也增加。 

然后，在时刻t3，虽然主开关元件Q1和谐振开关Qz的门信号成为断开，但是谐振电容器Cz成为放电状态，此时负载电流Id是从谐振电路21被供给的状态，二极管D21、D24的电流Ir变为零。因此，此时流经主开关元件Q1、Q2的电流Ip也仅流动与变压器Tr的励磁电流相应的量。因此，通过主开关元件Q1和谐振开关Qz断开，从而可以实现软开关。 

在时刻t4，主开关元件Q3开启。此时，在来自谐振电容器Cz的放电已结束的状态下，在次级电路15的二极管D21～D24中回流流动着负 载电流Id。 

在时刻t5，主开关元件Q2关断。由于在通常动作时只流动通过换向而回流的微少电流，Q2中流动的电流几乎为零，因此开关转换损耗极小。 

在时刻t6，主开关元件Q4开启，在主开关元件Q3、Q4中流动电流In。此时，在次级电路15的二极管D22、D23中流动电流Io。 

在时刻t7，谐振开关Qz开启。由此，通过谐振电抗器Lz和谐振电容器Cz而流动谐振电流Iz，谐振电容器Cz被充电。与该谐振动作相伴，在主开关元件Q3、Q4中流动的电流In、和流经二极管D22、D23的电流也增加。 

然后，在时刻t8，虽然主开关元件Q4和谐振开关Qz的门信号成为断开，但是谐振电容器Cz成为放电状态，此时负载电流是从谐振电路21被供给的状态，二极管D22、D23的电流Ir变为零。因此，此时流经主开关元件Q3、Q4的电流In也仅流动与变压器Tr的励磁电流相应的量。因此，通过主开关元件Q4和谐振开关Qz断开，从而可以实现零电流切断，能够使与关断相伴的开关转换损耗极小化。 

在时刻t9，主开关元件Q2开启。此时，在来自谐振电容器Cz的放电已结束的状态下，在次级电路15的二极管D21～D24中回流流动着负载电流Id。 

在时刻t10，主开关元件Q3关断。由于在通常动作时只流过通过换向而回流的微少电流，Q3中流动的电流几乎为零，因此开关转换损耗极小。 

如以上，实现使用了图1所示的DC—DC转换器的直流电源装置中的初级电路的主开关元件的零电流切断。 

图3是表示本发明的实施例1中的控制装置的功能框图，表示图1中的控制装置24的具体构成例。直流电源装置的控制装置24由如下部件构成，即：第一A／D变换器101a，其输入第三电压传感器22c的输出信号；第二A／D变换器101b，其输入第一电流传感器23的输出信号；第三A／D变换器101c，其输入第一电压传感器的输出信号；第四A／D变换器101d，其输入第二电压传感器的输出信号；第五A／D变换器101e，其输入第四电压传感器22d的输出信号；第一减法器102a，其求出直流 输出电压指令Vd*与第一A／D变换器101a的输出信号(直流输出电压)Vd之间的偏差；第一PI控制器104a，其输入第一减法器102a的输出信号，输出负载电流指令Id*；第二减法器102b，其求出第一PI控制器104a所输出的负载电流指令Id*与第二A／D变换器101b的输出信号(负载电流推定值)Id’之间的偏差；第二PI控制器104b，其输入第二减法器102b的输出信号；加法器103a，其相加第二PI控制器104b的输出信号和第一A／D变换器101a的输出信号(直流输出电压)Vd；加法器103b，其相加第三A／D变换器101c的输出信号和第四A／D变换器101d的输出信号；乘法器105a，其将加法器103b的输出信号乘以1／2；除法器106，其将加法器103a的输出信号除以乘法器105a的输出信号；乘法器105b，其将除法器106的输出信号和变压器14的匝数比n相乘来运算导通比(conduction ratio)γ；脉冲间隔剔除处理部108，其输入直流输出电压指令Vd*、第一A／D变换器101a的输出信号(直流输出电压)Vd和第五A／D变换器101e的输出，进行脉冲间隔剔除处理，并输出脉冲关断信号POFF_FLG；以及门脉冲控制装置107，其输入导通比γ、使主开关元件Q1～Q4以及谐振开关Qz接通的接通指令ONc、和脉冲关断信号POFF_FLG，输出主开关元件Q1～4的门脉冲信号G1～4以及谐振开关Qz的接通门信号Gz。 

在此，门脉冲控制装置107在接通指令ONc为接通时，输出与导通比γ相应的脉冲宽度的门脉冲信号G1～G4，以规定的定时输出门脉冲信号Gz。此外，在脉冲关断信号POFF_FLG为接通时，将主开关元件Q1、Q4的门脉冲信号G1、G4、以及谐振开关Qz的门脉冲信号Gz设为断开。进而，门脉冲控制装置107在接通指令ONc为接通的过程中，在脉冲关断信号POFF_FLG接通的定时，存储最后输出的门脉冲信号，然后在脉冲关断信号POFF_FLG断开的定时，输出成为与脉冲即将断开之前所输出的门脉冲信号的极性相反极性的门脉冲信号。例如，在使门脉冲信号G1、G2接通输出以使脉冲关断的情况下，当再次重新开始门脉冲的接通输出时，使门脉冲信号G3、G4最初接通输出地动作。 

图4是本发明的实施例1中的脉冲间隔剔除处理部108的功能框图。比较运算器201a输入直流输出电压Vd、直流输出电压指令Vd*、和间歇 运转基准电压Vd_CINT_BS，如果直流输出电压Vd大于在直流输出电压指令Vd*上相加间歇运转基准电压Vd_CINT_BS之后的结果，则接通输出间歇运转条件成立标记CINT_FLG。此外，如果直流输出电压Vd与直流输出电压指令Vd*一致、或者低于规定的电压(例如在直流输出电压指令Vd*上减去间歇运转基准电压Vd_CINT_BS后的值)，则断开输出间歇条件成立标记CINT_FLG。 

比较运算器201b输入直流输出电压Vd、和脉冲间隔剔除动作电压Vd_PINT_LV，如果直流输出电压Vd低于脉冲间隔剔除动作电压，则输出充电未完标记DNCHG_FLG。 

脉冲间隔剔除数运算部202输入充电未完标记DNCHG_FLG和直流电源电压E，输出脉冲间隔剔除条件成立标记。 

在此，脉冲间隔剔除数运算部202在充电未完标记DNCHG_FLG为接通之时，以直流电压源的电压E为基准，决定能连续地输出的脉冲的个数，如果被输出的脉冲的个数为规定的值以上，则接通输出脉冲间隔剔除条件成立标记PINT_FLG。然后，决定连续地断开的时间，在经过规定的时间后，断开输出脉冲间隔剔除条件成立标记PINT_FLG。 

“或”运算器203输入间歇运转条件成立标记CINT_FLG和脉冲间隔剔除条件成立标记PINT_FLG，输出进行了“或”运算的结果作为脉冲关断信号POFF_FLG。由此，在脉冲关断条件成立标记203为接通的定时，主开关元件Q1、Q4和谐振开关Qz的脉冲输出停止，保持断开的状态不变，进行脉冲的间隔剔除动作。 

以下，对脉冲间隔剔除数运算部202中的脉冲接通次数、脉冲间隔剔除时间的设定方法、和滤波电容器19的初始充电时的动作例进行详细地说明。 

例如，作为变压器、布线、开关元件中没有损耗的情形，将直流电压源10的电压设为Ea，将谐振电抗器Lz的电感设为Lza，将谐振电容器17的电容设为Cza，将变压器14的匝数比设为n(＝初级侧匝数／次级侧匝数)，将滤波电容器19的初始电压值设为零。在初始充电时，由于进行软开关，因此成为以相当于谐振电路的谐振周期的3／4的方式对导通比γ加以限制的最低导通比。因而，相对于图2所示的通常动作的波形， 成为图5所示那样的充电动作特有的电压、电流波形。使用图5来说明该充电时的动作。另外，在图5中，为了简便，省略了主开关元件Q2、Q3的动作。 

在时刻t11，主开关元件Q1接通，与此同时谐振开关Qz接通。由此，流动谐振电流，谐振电容器Cz被充电。如果将此时的电流设为iz，将时刻设为t，将谐振电抗器Lz和谐振电容器17的谐振角频率设为ωz，将谐振周期设为Tz，则iz用式1进行表示。 

[式1] 

数式1 

$i_z=\frac{E_a}{2n}\sqrt{\frac{C_z}{L_z}}\sin {\mathrm{\ω}}_{z}t=\frac{E_a}{2n}\sqrt{\frac{C_z}{L_z}}\sin \frac{1}{\sqrt{L_z{C}_z}}t$

${\mathrm{\ω}}_z=\frac{1}{\sqrt{L_z{C}_z}}=\frac{2\mathrm{\π}}{T_z}$

此外，谐振电容器17的充电电压Vcz用式2进行表示。 

[式2] 

数式2 

$V_{\mathrm{cz}}=\frac{1}{C_z}\∫i_z\·\mathrm{dt}$

当前，如果在时刻为谐振周期Tz的1／2时将式1代入式2，则谐振周期1周期中的谐振电容器17的最大电压Vczm成为式3， 

[式3] 

数式3 

$V_{\mathrm{czm}}=\frac{1}{C_z}{\∫}_0^{T_z/2}{i}_z\·\mathrm{dt}=2\·\frac{E_a}{2n}$

最大电压被充电到变压器14的次级侧输出电压(Ea／2n)的2倍为止。此时的谐振能量Ez成为式4。 

[式4] 

数式4 

$E_z=\frac{1}{2}{C}_z{V}_{\mathrm{czm}}^2$

此外，为了简便，在主开关元件Q1或Q4为接通的期间内，将与滤波电抗器18的二极管D21、D23以及谐振电容器17之间的连接侧的电压设为一定、即变压器14的次级侧输出电压(Ea／2n)，因为滤波电容器19的初始电压为零，所以滤波电抗器18中流动的电流ILda在将滤波电抗器18的电感设为Lda、将脉冲接通时间设为ton时成为式5所示那样，该能量成为ELdx。此外，脉冲接通时间ton成为相当于最低导通比的时间，该最低导通比是以相当于谐振电路的谐振周期的3／4的方式对导通比γ加以限制的结果。 

[式5] 

数式5 

$I_{\mathrm{Lda}}=\frac{\left(\frac{E_a}{2n}\right)-0}{L_{\mathrm{da}}}\·t_{\mathrm{ON}}$

[式6] 

数式6 

$E_{\mathrm{Ldx}}=\frac{1}{2}{L}_{\mathrm{da}}{I}_{\mathrm{Lda}}^2$

在主开关元件Q1和谐振开关Qz断开了之后的时刻t12，在式6上相加式4的谐振能量而得到的能量的电流作为滤波电容器19的最大充电电流而回流流动于滤波电抗器18、滤波电容器19、和谐振电路21。该电流ILdb从电抗器的能量的式子变为式7。也就是说，在初始充电中，每施加一次脉冲，便增加与式7所示的电流相应的量。在只有1个脉冲输出了接通脉冲时，图5的时刻t13的电流ILdb相当于此。 

[式7] 

数式7 

$I_{\mathrm{Ldb}}=\sqrt{\frac{2}{L_{\mathrm{da}}}(E_{\mathrm{Ldx}}+E_z)}$

如果谐振电容器17放电，则电流回流流动于滤波电抗器18、滤波电容器19、和二极管D21～D24。在时刻t14，主开关元件Q4和谐振开关Qz接通，输出第2个脉冲。关于第2个脉冲，在通过式7求出的第1个脉冲的电流ILdb上相加通过式5求出的第2个脉冲的ILda，通过式6求出第2个脉冲的能量ELdx，通过适用于式6而求出第2个脉冲的滤波电抗器18的电流ILdb。图5的时刻t16的电流ILd相当于此。关于第3个脉冲以后，通过反复执行上述动作，来求出基于接通脉冲的次数的滤波电抗器18的电流ILdb。 

通常，相对于谐振电抗器Lz和谐振电容器17的谐振周期而言滤波电抗器18和滤波电容器19的谐振周期足够大(即，相对于谐振电抗器Lz的电感以及谐振电容器17的静电电容而言滤波电抗器18的电感和滤波电容器19的静电电容足够大)，滤波电容器19的静电电容大。因而，如图6所示，因为滤波电容器19未被立刻充电，所以滤波电容器19的电压Vd未立刻上升，脉冲关断的期间内的流经滤波电抗器18的电流ILd几乎未减少，因此每当进行开关转换(输出接通脉冲)时式7所示的充电电流、即图6的ILd便增加，并伴随谐振动作而急剧增加。因而，在从滤波电容器19的电压为零起的初始充电时，滤波电抗器18中流动的电流ILd会急剧增加从而成为过电流。 

进而，如果滤波电抗器18的电流较之谐振电流的最大值、即式1而超过式8， 

[式8] 

数式8 

$\frac{E_a}{2n}\sqrt{\frac{C_z}{L_z}}$

则只有从谐振电路21被放电的电流，在滤波电抗器18中流动的电流(充电电流)不足，所不足的电流在通过滤波电抗器18、变压器14、和二极管D21～D24的路径上流动。因而，无法将变压器14的次级电流设为零，无法将主开关元件Q1～Q4应切断的初级电流减低到励磁电流电平为止，无法进行软开关。因此，为了即便在初始充电时也使软开关得以实现，由脉冲间隔剔除数运算部202来限制接通脉冲的次数，以使滤波电抗器18中流动的电流为谐振电流以下。 

当前，在直流电压源的电压Ea为额定电压时，在初始充电时的最初的脉冲动作中输出接通脉冲例如5次的情况下，假定流经滤波电抗器18的电流ILd达到了输出电流的上限值。 

相反地，在想要将滤波电抗器18中流动过的电流限制在前述的上限值以下的情况下，只要使该接通脉冲连续动作5次(2个半周期)，然后通过间隔剔除处理而使脉冲停止即可。由此一来，只要决定脉冲间隔剔除数运算部中的脉冲接通次数即可。 

此外，在直流电压源的电压Ea较之额定电压而为高电压时，由于基于谐振电流的供给能量变大，因此在想要将滤波电抗器18中流动的电流限制在前述的上限值以下的情况下，需要将连续接通脉冲次数设定得少于额定电压时。另一方面，在直流电压源的电压Ea较之额定电压而为低电压的情况下，由于基于谐振电流的供给能量变小，因此在想要将滤波电抗器18中流动的电流限制在前述的上限值以下的情况下，能够将连续接通脉冲次数设定得比额定电压时多。这样，由于因直流电压源的电压而用于对滤波电抗器的电流进行限制的最大的连续接通脉冲次数发生改变，因此在直流电压源的电压变动大的情况下，最好基于直流电压E来改变接通脉冲数。 

进而，直流电压源的电压E无需一定要直接检测直流电压源的电压，也可以基于滤波电容器11、12的电压和来决定连续接通脉冲次数。 

在初始充电动作中，使直流输出电压指令Vd*相对于目标值而具有规定的变化量地提升，在通过脉冲间隔剔除动作而输出了规定的脉冲数之后，滤波电抗器18的电流减少的同时滤波电容器19的充电电压逐渐增加，在脉冲关断期间中间歇运转条件成立标记CINT_FLG成为接通输出，从 而脉冲关断状态持续。基于脉冲间隔剔除数运算部202的脉冲关断的时间需要在脉冲关断中的滤波电抗器18的电流(该倾斜度成为(输出电压／滤波电抗器的电感))减少某种程度、滤波电容器19的电压上升到某种程度为止的时间内进行断开。其中，通常相对于初始充电动作中的直流输出电压指令Vd*的提升变化量，滤波电抗器18的电流减少和滤波电容器19的电压上升充分快，该脉冲间隔剔除数运算部202的脉冲关断时间无需一定要确保直到滤波电抗器18的电流变为零为止的时间，只要设为比滤波电抗器18和滤波电容器19的谐振周期的1／4以下还小的值即可。在该间歇运转条件成立标记CINT_FLG为接通输出的期间，脉冲间隔剔除数运算部202的输出即脉冲间隔剔除条件成立标记PINT_FLG成为断开输出，然后输出电压指令Vd*上升，间歇运转条件成立标记CINT_FLG成为断开输出，由此重新开始脉冲输出，充电动作持续。在脉冲输出重新开始时间点，因为滤波电容器19的电压上升，所以利用相同的接通脉冲数，较之自滤波电容器19的电压为零的状态起进行充电动作的情形而滤波电抗器18的电流的上升被抑制。 

此外，在该脉冲间隔剔除的动作中，通过门脉冲控制装置107进行如下动作，即：即将进行脉冲间隔剔除之前的脉冲的极性、和脉冲间隔剔除被解除而再次重新开始脉冲输出时的极性如图7的时刻t14、t15、和t21、t22所示那样成为相反极性，由此能够防止变压器14的偏磁。 

这样，通过预先设定初始充电时的接通脉冲数，进行对接通脉冲进行间隔剔除的动作，从而如图7、图8所示那样抑制成在滤波电抗器中流动的电流不会成为过电流，同时也能防止变压器的偏磁。本构成较之检测滤波电抗器18中流动的电流并在成为规定的电流值以上之后间隔剔除脉冲以抑制过电流的这种构成，由于无需对流经滤波电抗器18的电流进行检测的电流传感器，因此能够减低成本，并且在装置的经济方面能够提高可靠性。 

[实施例2] 

图9是本发明的实施例2中的脉冲间隔剔除处理部108的功能框图。与图4的不同点在于，向脉冲间隔剔除数运算部202输入直流输出电压Vd。由此，基于直流输出电压Vd，来进行脉冲关断间隔剔除数运算部202 中的从脉冲间隔剔除条件成立标记PINT—FLG的接通输出向断开输出的切换，而不是在规定的时间后进行。根据脉冲间隔剔除数运算部202中的接通脉冲次数和输出接通脉冲的时间点下的直流输出电压Vd来预测被充电的电压值，一旦达到了预测电压，则从脉冲间隔剔除条件成立标记PINT_FLG的接通输出向断开输出切换，以持续充电动作。在几乎达到预测电压的时间点，由于流经滤波电抗器18的电流变小，因此自该时间点起再次开始脉冲输出以持续充电动作。预测电压设为直流输出电压Vd上升到以通过式7根据接通次数求出的电流值ILdb的能量被充电的充电电压ΔVc程度为止的电压。充电电压ΔVc基于式9。 

[式9] 

数式9 

${\mathrm{\ΔV}}_c=\sqrt{\frac{L_{\mathrm{da}}}{C_{\mathrm{FC}2}}}\·I_{\mathrm{Ldb}}$

在上述的各实施例中，说明了作为初级电路而应用了图1所示那样的3电平输出电路的例子，但是也可应用于图10所示那样的2电平输出电路。此时，图10中的Q1以及Q4的开关转换定时被置换成图2中的Q1，图10中的Q2以及Q3的开关转换定时被置换成图2中的Q4。此外，通过将图5以及图7中的Q1置换成图10中的Q1以及Q4，将图5以及图7中的Q4置换成图10中的Q2以及Q3，也可在图10的电路中应用本发明。 

符号说明 

10…直流电压源，11、12…滤波电容器，13…初级电路，14…变压器，15…次级电路，16…谐振开关(Qz)，17…谐振电容器，18…滤波电抗器，19…滤波电容器，20…负载，21…谐振电路，22a～22d…电压传感器，23…电流传感器，24…控制装置，101a～101e…A／D变换器，102a、102b…减法器，103a、103b…加法器，104a、104b…PI控制器，105a、105b…乘法器，106…除法器，107…门脉冲控制装置，108…脉冲间隔剔除处理部，201a、201b…比较运算器，202…脉冲间隔剔除数运算部，203…“或”运 算器，D5、D6…箝位二极管，D21～D24…整流二极管，E…直流电压源的电压，G1～G4…向Q1～Q4的接通门信号，Gz…向谐振开关Qz的接通门信号，I1…初级电流，I2…次级电流，Id…负载电流，Id*…负载电流指令，Ip、In…逆变器内电流，Io、Ir…转换器内电流，Iz…谐振电流，Lz…谐振电抗器，ONc…接通指令信号，Q1～Q4…逆变器内主开关元件，Qz…谐振开关，Vd…直流输出电压，Vd*…直流输出电压指令，γ…导通比 。

Claims (6)

1.一种直流电源装置，其具备：

直流电压源；

初级电路，其通过开关元件的动作而将所述直流电压源的直流电力变换成交流电力；

变压器，其被输入所述初级电路所输出的交流电力；

次级电路，其将所述变压器所输出的交流电力变换成直流电力；

谐振电路，其与所述次级电路的直流输出侧并联连接，具有谐振用开关元件和谐振电容器被串联连接的串联电路；以及

滤波电路，其具有电抗器和电容器，对所述次级电路所输出的直流电力进行平滑，

所述直流电源装置还具备：控制装置，其对所述初级电路内的开关元件的接通断开状态进行控制，在将所述开关元件设为接通状态的期间将所述谐振用开关元件设为接通状态，

所述直流电源装置的特征在于，

所述控制装置具备：控制单元，其在所述滤波电路的电容器为规定的电压值以下时，将所述开关元件和所述谐振用开关元件设为规定次数的接通状态，然后在所述谐振用开关元件的动作周期以上的规定期间将所述开关元件和所述谐振用开关元件设为断开状态。

2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，

所述谐振用开关元件的动作周期以上的规定期间是直到滤波电路的电抗器中流动的电流减少到规定值以下、所述滤波电路的电容器的电压上升到规定值以上为止的时间。

3.根据权利要求1或2所述的直流电源装置，其特征在于，

基于所述直流电压源的电压和所述滤波电路以及所述谐振电路的常数，来决定所述控制单元将所述开关元件和所述谐振用开关元件设为接通状态的所述规定次数。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的直流电源装置，其特征在于，

决定所述控制单元将所述开关元件和所述谐振用开关元件设为接通状态的所述规定次数，以使所述滤波电路的电抗器中流动的电流成为由所述谐振电路流动的谐振电流的最大电流值以下。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的直流电源装置，其特征在于，

所述控制装置存储将所述开关元件和所述谐振用开关元件设为规定次数的接通状态的最后的输出电压极性，在经过所述规定期间之后将所述开关元件和所述谐振用开关元件再次设为接通状态的情况下，输出与所存储的所述输出电压极性相反的极性。

6.一种直流电源装置的控制方法，该直流电源装置具备：

直流电压源；

初级电路，其通过开关元件的动作而将所述直流电压源的直流电力变换成交流电力；

变压器，其被输入所述初级电路所输出的交流电力；

次级电路，其将所述变压器所输出的交流电力变换成直流电力；

谐振电路，其与所述次级电路的直流输出侧并联连接，具有谐振用开关元件和谐振电容器被串联连接的串联电路；以及

滤波电路，其具有电抗器和电容器，对所述次级电路所输出的直流电力进行平滑，

所述直流电源装置还具备：控制装置，其对所述初级电路的开关元件的接通断开状态进行控制，在将所述开关元件设为接通状态的期间将所述谐振用开关元件设为接通状态，

所述直流电源装置的控制方法的特征在于，

在所述滤波电路的电容器为规定的电压值以下时，将所述开关元件和所述谐振用开关元件设为规定次数的接通状态，然后在直到滤波电路的电抗器中流动的电流减少到规定值以下、所述滤波电路的电容器的电压上升到规定值以上为止的期间，将所述开关元件和所述谐振用开关元件设为断开状态，所述规定次数的接通状态使得所述滤波电路的电抗器中流动的电流成为由所述谐振电路流动的谐振电流的最大电流值以下。

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