JPS58178422A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPS58178422A JPS58178422A JP57062042A JP6204282A JPS58178422A JP S58178422 A JPS58178422 A JP S58178422A JP 57062042 A JP57062042 A JP 57062042A JP 6204282 A JP6204282 A JP 6204282A JP S58178422 A JPS58178422 A JP S58178422A
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- JP
- Japan
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- output voltage
- voltage
- power supply
- load
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はテレビジョン受儂機や各種のオーディオ機器
に適用して好適な電源回路に関する。
に適用して好適な電源回路に関する。
例えば、テレビジョン受僚機において用いられる電源回
路では入力電源たる商用交流源とテレビセット側とを絶
縁する必要があるため絶縁トランスの使用され九回路が
使われている。
路では入力電源たる商用交流源とテレビセット側とを絶
縁する必要があるため絶縁トランスの使用され九回路が
使われている。
第１図はスイッチング型の電源回路の要部の一例を示す
ものであって、絶縁トランス（１）の１次コイル（１＆
）にはスイッチングトランジスタＱ、が接続され、その
２次コイル（１ｂ）側にはダイオード（２１）、コンデ
ンサ（２ｂ）で構成された整流回路（２）が接続され、
出力端子（３ｍ） 、 （３ｂ） Ｋ所定の出力電圧■
。が得られるよう罠なっている。
ものであって、絶縁トランス（１）の１次コイル（１＆
）にはスイッチングトランジスタＱ、が接続され、その
２次コイル（１ｂ）側にはダイオード（２１）、コンデ
ンサ（２ｂ）で構成された整流回路（２）が接続され、
出力端子（３ｍ） 、 （３ｂ） Ｋ所定の出力電圧■
。が得られるよう罠なっている。
この回路では、トランジスタＱ、は例えば水平周波数の
矩形波信号によってスイッチング制御されるために、１
次コイル（１ａ）には矩形波状の電流が流れる。
矩形波信号によってスイッチング制御されるために、１
次コイル（１ａ）には矩形波状の電流が流れる。
そのだめ、この矩形波信号がスプリアス信号となって電
源回路の周辺に設けられた回路系に影響を及ぼす場合が
ある０例えば、電子同調チューナや映像中間周波増幅回
路にこのスプリアス信号が混入してその結果画質を大幅
に劣化させていることがある。
源回路の周辺に設けられた回路系に影響を及ぼす場合が
ある０例えば、電子同調チューナや映像中間周波増幅回
路にこのスプリアス信号が混入してその結果画質を大幅
に劣化させていることがある。
このような欠点を除去するために第２図に示すようなフ
ライバックパルス方式の電源回路が開発されている。こ
の電源回路は図に示すように１次コイル（１ａ）に設け
られたスイッチングトランジスタＱ、と並列に、即ち１
次コイル（１ａ）と直列に共振用のコンデンサＣａが接
続されたもので、このコンデンサＣ１を接続するととく
よってトランジスタＱ１を矩形波信号によりスイッチン
グ制御しても１次コイル（１１）にはサイン波状のコイ
ル電流が流れる。
ライバックパルス方式の電源回路が開発されている。こ
の電源回路は図に示すように１次コイル（１ａ）に設け
られたスイッチングトランジスタＱ、と並列に、即ち１
次コイル（１ａ）と直列に共振用のコンデンサＣａが接
続されたもので、このコンデンサＣ１を接続するととく
よってトランジスタＱ１を矩形波信号によりスイッチン
グ制御しても１次コイル（１１）にはサイン波状のコイ
ル電流が流れる。
そのため、トランジスタＱ１を矩形波信号によってスイ
ッチング制御してもスジリアス信号が発生しないから、
それによる周辺機器への影響をほぼ除去することができ
る。
ッチング制御してもスジリアス信号が発生しないから、
それによる周辺機器への影響をほぼ除去することができ
る。
ところが、このようにフライバックパルス方式の電源回
路においては出力端子（３ｍ） 、 （３ｂ）間に得ら
れる出力電圧の安定化を図ることができない。
路においては出力端子（３ｍ） 、 （３ｂ）間に得ら
れる出力電圧の安定化を図ることができない。
まだ、第１図及び第２図に示す電源回路では任意の出力
電圧■。を簡単に形成することができない。
電圧■。を簡単に形成することができない。
そこで、この発明ではこのような点を考慮しスｆ Ｉ）
７ ｘ信号の発生を抑えると共に、オープンルーゾ制
御によって任意の出力電圧ｖ０が得られ、クローズドル
ー！制御によって出力電圧の安定化が図れるようにした
ものである。
７ ｘ信号の発生を抑えると共に、オープンルーゾ制
御によって任意の出力電圧ｖ０が得られ、クローズドル
ー！制御によって出力電圧の安定化が図れるようにした
ものである。
続いて、この発明の一例をテレビジョン受像機の電源（
ロ）路、特に出力電圧■。の安定化を図る電源回路に適
用した場合につき、第３図以下を参照して説明する。
ロ）路、特に出力電圧■。の安定化を図る電源回路に適
用した場合につき、第３図以下を参照して説明する。
第３図において、（ト）はこの発明にかかわる安定化電
源回路の一例を示すものであって、絶縁トランス（１）
の１次コイル（１凰）ＫはスイッチングトランジスタＱ
ａが接続されると共に、この１次コイル（１ａ）と直列
共振回路を構成するための第１の共振用コンデンサＣ８
が接続される。Ｄｌはダンパーダイオードである。
源回路の一例を示すものであって、絶縁トランス（１）
の１次コイル（１凰）ＫはスイッチングトランジスタＱ
ａが接続されると共に、この１次コイル（１ａ）と直列
共振回路を構成するための第１の共振用コンデンサＣ８
が接続される。Ｄｌはダンパーダイオードである。
絶縁トランス（１）の２次コイル（ｌｂ）側にはこの２
次コイル（１ｂ）と並列共振回路αｐを構成するため、
第２の共振用コンデンサＣｂが接続される。
次コイル（１ｂ）と並列共振回路αｐを構成するため、
第２の共振用コンデンサＣｂが接続される。
直列共振回路を構成する第１のコンデンサＣ１と並列共
振回路αｐを構成する第２のコンデンサＣｂの容量は前
者より後者の方が相当大きな値に選定されている。
振回路αｐを構成する第２のコンデンサＣｂの容量は前
者より後者の方が相当大きな値に選定されている。
この発明においてはこの第２のコンデンサＣｂの導通角
即ち、第２のコンデンサＣｂに流れる電流の期間を出力
端子（３ｍ） 、 （３ｂ）に得られる出力電圧ｖ０の
変動に応じて制御するようにしたものである。
即ち、第２のコンデンサＣｂに流れる電流の期間を出力
端子（３ｍ） 、 （３ｂ）に得られる出力電圧ｖ０の
変動に応じて制御するようにしたものである。
そのため、出力電圧検出用の抵抗器（至）が設けられ、
これより得られる出力電圧の変動分、即ち検出電圧ＶＤ
が差動増幅器α◆に供給されて基準電圧ｖＲと比較され
、その出力がＰＷＭｆ調器（ト）Ｋ供給されて出力電圧
ｖ０に応じて・ぐルス幅制御された制御ノ臂ルスＰ０が
形成され、この制御ノ臂ルスＰｃによって第２のコンデ
ンサＣｂと接地間に接続されたスイッチング用のトラン
ジスタＱｂの導通期間が制御される。
これより得られる出力電圧の変動分、即ち検出電圧ＶＤ
が差動増幅器α◆に供給されて基準電圧ｖＲと比較され
、その出力がＰＷＭｆ調器（ト）Ｋ供給されて出力電圧
ｖ０に応じて・ぐルス幅制御された制御ノ臂ルスＰ０が
形成され、この制御ノ臂ルスＰｃによって第２のコンデ
ンサＣｂと接地間に接続されたスイッチング用のトラン
ジスタＱｂの導通期間が制御される。
尚、２次コイル（１ｂ）と並列接続された第３のコンデ
ンサＣｃは出力電圧■。の最高電圧を規制するためのも
のであり、スイッチングトランジスタＱｂのコレクタ・
エミッタ間に接続されたダイオードＤｂはダン／母御用
のものである。又りはチョークコイルを示す。
ンサＣｃは出力電圧■。の最高電圧を規制するためのも
のであり、スイッチングトランジスタＱｂのコレクタ・
エミッタ間に接続されたダイオードＤｂはダン／母御用
のものである。又りはチョークコイルを示す。
第４図は第３図の動作説明に供する波形図であって、こ
の図は出力電圧ｖ０が安定化しているときの各部の動作
波形図を示す、第４図ＡのスイッチングノタルスＰ８の
供給により１次コイル（１ａ）には第４図Ｂに示すよう
なフライバックパルス状の１次共振電圧Ｅ、が得られ、
それに伴って同図Ｃのような１次共振電流工、が流れる
。その結果、２次コイル（１ｂ）の両端には同図りに示
すような２次電圧Ｅｂが得られ、同図Ｅに示すような共
振波形をもつコイル電流Ｉｂが流れる。
の図は出力電圧ｖ０が安定化しているときの各部の動作
波形図を示す、第４図ＡのスイッチングノタルスＰ８の
供給により１次コイル（１ａ）には第４図Ｂに示すよう
なフライバックパルス状の１次共振電圧Ｅ、が得られ、
それに伴って同図Ｃのような１次共振電流工、が流れる
。その結果、２次コイル（１ｂ）の両端には同図りに示
すような２次電圧Ｅｂが得られ、同図Ｅに示すような共
振波形をもつコイル電流Ｉｂが流れる。
この第４図りにおいて、曲線ｔ１は主として２次コイル
（１ｂ）と第３のコンデンサＣｅとによる共振波形であ
り、曲線ｔ！は主として２次コイル（１ｂ）と第２のコ
ンデンサＣｂとによる共振波形である。
（１ｂ）と第３のコンデンサＣｅとによる共振波形であ
り、曲線ｔ！は主として２次コイル（１ｂ）と第２のコ
ンデンサＣｂとによる共振波形である。
又、曲線ｔ３は平滑用のコンデンサ（２ｂ）によるもの
で、図のように２次電圧Ｆ、ｂの波高値がクリップされ
た状態となる。
で、図のように２次電圧Ｆ、ｂの波高値がクリップされ
た状態となる。
定常状態の出力電圧ｖ０が得られているときには、第４
図Ｆに示すような制御・ぐルスＰ０が得られる。
図Ｆに示すような制御・ぐルスＰ０が得られる。
このときのトランジスタＱｂのコレクタ・エミッタ間電
圧■。、は同図Ｇのようになり、その結果整流用ダイオ
ード（２ａ）には同図Ｈに示すような整流電流Ｉｄが流
れる。
圧■。、は同図Ｇのようになり、その結果整流用ダイオ
ード（２ａ）には同図Ｈに示すような整流電流Ｉｄが流
れる。
さて、出力電圧ｖ０の変動に応じて制御・豐ルスＰｅの
ノ９ルス幅を変えてトランジスタＱｂのスイッチング期
間を制御すれば、第２のコンデンサＣｂＫ対する導通角
が変化するため、この第２のコンデンサＣｂに蓄積され
る静電エネルギーが制御されてこれＫより出力端子（３
ａ） 、（３ｂ）儒に供給される電力が変わる。
ノ９ルス幅を変えてトランジスタＱｂのスイッチング期
間を制御すれば、第２のコンデンサＣｂＫ対する導通角
が変化するため、この第２のコンデンサＣｂに蓄積され
る静電エネルギーが制御されてこれＫより出力端子（３
ａ） 、（３ｂ）儒に供給される電力が変わる。
即ち、今負荷（至）が軽くな）出力電圧ｖ０が標準負荷
時の電圧値よシ高くなった場合を考えると、それに比例
して制御ノ９ルスＰｅの・母ルス幅が広がって（第４図
Ｆ）、トランジスタＱｂの導通期間が長くなるために第
２のコンデンサＣｂの導通角が大きくなる（第４図破線
ｔＨ）。導通角が大きくなると、その９第２のコンデン
サＣｂに蓄えられる静電エネルギーが増加する。
時の電圧値よシ高くなった場合を考えると、それに比例
して制御ノ９ルスＰｅの・母ルス幅が広がって（第４図
Ｆ）、トランジスタＱｂの導通期間が長くなるために第
２のコンデンサＣｂの導通角が大きくなる（第４図破線
ｔＨ）。導通角が大きくなると、その９第２のコンデン
サＣｂに蓄えられる静電エネルギーが増加する。
並列共振回路α■に蓄積されるエネルギーが多くなれば
なる程、負荷（Ａ９ＡＫ供給される電力即ち、負荷供給
電力が減少する。負荷供給電力が減少すれば出力電圧ｖ
０が低下することになるので、トランジスタＱｂの導通
期間を制御・ぐルスＰｅによって制御することＫより出
力電圧■。が安定化する。
なる程、負荷（Ａ９ＡＫ供給される電力即ち、負荷供給
電力が減少する。負荷供給電力が減少すれば出力電圧ｖ
０が低下することになるので、トランジスタＱｂの導通
期間を制御・ぐルスＰｅによって制御することＫより出
力電圧■。が安定化する。
このように、ＰｌｉｖＭｆ調器（ロ）においては検出電
圧ＶＤが基準電圧ｖ１よシも高くなったとき、制御ｔ４
ルスＰｅの・９４７幅が広くなるよう々変調が行なわれ
る。
圧ＶＤが基準電圧ｖ１よシも高くなったとき、制御ｔ４
ルスＰｅの・９４７幅が広くなるよう々変調が行なわれ
る。
従って、出力電圧ｖ０が標準負荷時の電圧値よシ低下し
て制御・９ルスＰｃの幅が狭くなり、その結果２次コイ
ル（１ｂ）に得られる電圧Ｅｂが第４図りの破線ｔＬの
ようになったときには、第２のコンデンサＣｂへの静電
エネルギーの蓄積期間が短かくなり、それに応じて負荷
側に供給される電力が増加するからそれに伴って出力電
圧ｖ０が上昇する。
て制御・９ルスＰｃの幅が狭くなり、その結果２次コイ
ル（１ｂ）に得られる電圧Ｅｂが第４図りの破線ｔＬの
ようになったときには、第２のコンデンサＣｂへの静電
エネルギーの蓄積期間が短かくなり、それに応じて負荷
側に供給される電力が増加するからそれに伴って出力電
圧ｖ０が上昇する。
このように、出力電圧Ｖ。が標準負荷時の電圧値から外
れるとこの電圧値に一致するような安定化制御が行われ
る。
れるとこの電圧値に一致するような安定化制御が行われ
る。
尚、第５図は最大負荷時の各部の波形図を示す。
この場合にはスイッチングトランジスタＱｂが常時オフ
するような制御が行われる。
するような制御が行われる。
第６図は微少負荷時の各部の波形図を示すものであって
、このときスイッチングトランジスタＱｂは常時オンの
状態に制御される。
、このときスイッチングトランジスタＱｂは常時オンの
状態に制御される。
負荷０呻が一定で、トランス（１）の１次コイル（１１
）に加えられる電源電圧Ｂ十が変動して出力電圧ｖ０が
変動した場合においても、上述と同様な制御動作が行な
われて出力電圧ｖ０の安定化が図られる。
）に加えられる電源電圧Ｂ十が変動して出力電圧ｖ０が
変動した場合においても、上述と同様な制御動作が行な
われて出力電圧ｖ０の安定化が図られる。
さて、第３図の例では第２のコンデンサＣｂの導通角を
ＰＷＭ変調器（ト）によって得られ九制御／ヤルスＰｃ
により変更するようＫした場合であるが、第７図はトラ
ンジスタＱｂのストレージタイムの違いを利用して第２
のコンデンサＣｂの導通角を制御するようにした場合で
ある。
ＰＷＭ変調器（ト）によって得られ九制御／ヤルスＰｃ
により変更するようＫした場合であるが、第７図はトラ
ンジスタＱｂのストレージタイムの違いを利用して第２
のコンデンサＣｂの導通角を制御するようにした場合で
ある。
そのため、差動増幅器（至）のマイナス端子に検出電圧
ＶＤが供給され、グラス側端子に基準電圧ｖｌｌが供給
される。差動増幅器α◆の出力は直接トランジスタＱｂ
Ｋ供給される。
ＶＤが供給され、グラス側端子に基準電圧ｖｌｌが供給
される。差動増幅器α◆の出力は直接トランジスタＱｂ
Ｋ供給される。
従って、今出力電圧ｖ０が高くなった場合には、差動増
幅器α◆の出力電流が増えるので、トランジスタＱｂの
ストレーツタイムが長くなり、これによりトランジスタ
Ｑｂの導通期間が長くなるから、２次コイル（１ｂ）の
出力電圧Ｅｂは第３図りの曲ｍｔつで示すようになり第
２のコンデンサＣｂに蓄えられる静電エネルギーが増加
して負荷側に供給される電力がその分減少し、もって出
力電圧■。が低下する。
幅器α◆の出力電流が増えるので、トランジスタＱｂの
ストレーツタイムが長くなり、これによりトランジスタ
Ｑｂの導通期間が長くなるから、２次コイル（１ｂ）の
出力電圧Ｅｂは第３図りの曲ｍｔつで示すようになり第
２のコンデンサＣｂに蓄えられる静電エネルギーが増加
して負荷側に供給される電力がその分減少し、もって出
力電圧■。が低下する。
又、出力電圧ｖ０が低下すると、差動増幅器α◆の出力
電流が減少してその結果、トランジスタＱｂのストレー
ジタイムが短かくなり、第２のコンデンサＣｂの導通角
が小さくなって、負荷Ｈに供給される電力が増加し、こ
れに伴って出力電圧Ｖ。が上昇する。
電流が減少してその結果、トランジスタＱｂのストレー
ジタイムが短かくなり、第２のコンデンサＣｂの導通角
が小さくなって、負荷Ｈに供給される電力が増加し、こ
れに伴って出力電圧Ｖ。が上昇する。
このようにトランジスタＱｂのストレーツタイムを制御
することによって、出力電圧Ｖ。を安定化することがで
きる。
することによって、出力電圧Ｖ。を安定化することがで
きる。
第８図はこの発明の更に他の実施例を示す。この例では
チョークコイルＬを省略する代りに、絶縁トランス（１
）の１次、２次コイル（１ｍ） 、 （ｌｂ）間が疎結
合となるように構成したものである。結合係数には０．
７５程度でよい。
チョークコイルＬを省略する代りに、絶縁トランス（１
）の１次、２次コイル（１ｍ） 、 （ｌｂ）間が疎結
合となるように構成したものである。結合係数には０．
７５程度でよい。
このように構成しても第３図と同様の効果を奏し得る。
以上説明したようＫこの発明によれば、フライバンク／
４ルス方式をとる電源回路において、その２次側に並列
共振回路を設けると共に１共振用コンデンサの導通角を
出力電圧に応じて制御することにより、出力側に供給さ
れる電力を制御して出力端子間の電圧を安定化するよう
にしたものである。
４ルス方式をとる電源回路において、その２次側に並列
共振回路を設けると共に１共振用コンデンサの導通角を
出力電圧に応じて制御することにより、出力側に供給さ
れる電力を制御して出力端子間の電圧を安定化するよう
にしたものである。
従って、この発明によればまずフライバックパルス方式
であるためにスイッチングノヤルスＰＫよ９回路を駆動
してもスイッチング時にスジリアス信号が発生しないか
ら周辺回路への影響を除去できる。そして、２次側共振
回路の導通角を制御することＫよって出力電圧ｖ０の安
定化を図ることができる。
であるためにスイッチングノヤルスＰＫよ９回路を駆動
してもスイッチング時にスジリアス信号が発生しないか
ら周辺回路への影響を除去できる。そして、２次側共振
回路の導通角を制御することＫよって出力電圧ｖ０の安
定化を図ることができる。
従って、この発明に係わる電源回路は冒頭でも述べたよ
うに各種のテレビジ爾ン受儂機やオーディオ機器の安定
化電源回路に適用して極めて好適である。
うに各種のテレビジ爾ン受儂機やオーディオ機器の安定
化電源回路に適用して極めて好適である。
なお、上述した実施例はいずれもこの発明に係る電源回
路を安定化電源回路に適用した場合であるが、出力電圧
ｖ０を可変できる可変電源回路にもこの発明を適用でき
る。
路を安定化電源回路に適用した場合であるが、出力電圧
ｖ０を可変できる可変電源回路にもこの発明を適用でき
る。
この場合には、出力側をクローズトループ制御するので
はなく、オープンループ制御すればよい・例えば可変構
成のモノマルチバイブレータなトラ使用し、その・母ル
ス出力でトランジスタＱｂの導通期間を制御すれば、任
意の出力電圧ｖｏを得ることができる。第３図の回路構
成を利用するならば、抵抗器Ｑ３を固定電源に接続し、
その出力電圧■。
はなく、オープンループ制御すればよい・例えば可変構
成のモノマルチバイブレータなトラ使用し、その・母ル
ス出力でトランジスタＱｂの導通期間を制御すれば、任
意の出力電圧ｖｏを得ることができる。第３図の回路構
成を利用するならば、抵抗器Ｑ３を固定電源に接続し、
その出力電圧■。
を可変することによって、任意の出力電圧Ｖ。を得るこ
とができる。
とができる。
第１図及び第２図は絶縁形電源回路の一例を示す接続図
、第３図はこの発明の一例を示す絶縁形電源安定化回路
の接続図、第４図乃至第６図はその動作脱明に供する波
形図、第７図及び第８図は夫々この発明の他の実施例を
示す第３図と同様な接続図である。 （１）はｌｌＩ２縁トランス、Ｑｌはスイッチングトラ
ンジスタ、Ｃａは第１のコンデンサ、０ρは並列共振回
路、Ｃｂは第２のコンデンサ、Ｑｂは制御トランジスタ
、Ｃｃは第３のコンデンサである。 １
、第３図はこの発明の一例を示す絶縁形電源安定化回路
の接続図、第４図乃至第６図はその動作脱明に供する波
形図、第７図及び第８図は夫々この発明の他の実施例を
示す第３図と同様な接続図である。 （１）はｌｌＩ２縁トランス、Ｑｌはスイッチングトラ
ンジスタ、Ｃａは第１のコンデンサ、０ρは並列共振回
路、Ｃｂは第２のコンデンサ、Ｑｂは制御トランジスタ
、Ｃｃは第３のコンデンサである。 １
Claims (1)
- 絶縁トランスの１次側にスイッチングトランジスタと共
振用の第１のコンデンサが接続されて所定の直流電圧が
このスイッチングトランジスタにてスイッチング制御さ
れると共に１上記絶縁トランスの２次側にはその２次コ
イルと並列に共振回路を構成する第２のコンデンサが接
続され、この第２のコンデンサの導通角を変更すること
Ｋよって出力電圧を制御するようにした電源回路・
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57062042A JPS58178422A (ja) | 1982-04-14 | 1982-04-14 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57062042A JPS58178422A (ja) | 1982-04-14 | 1982-04-14 | 電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58178422A true JPS58178422A (ja) | 1983-10-19 |
Family
ID=13188708
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57062042A Pending JPS58178422A (ja) | 1982-04-14 | 1982-04-14 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58178422A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0382366A (ja) * | 1989-08-22 | 1991-04-08 | Fujitsu Denso Ltd | 複合共振形コンバータ |
| JPH04368464A (ja) * | 1991-06-12 | 1992-12-21 | Sanyo Denki Co Ltd | 直流電源装置 |
| WO1996036102A1 (fr) * | 1995-05-10 | 1996-11-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Alimentation electrique |
| JP2002027748A (ja) * | 2000-06-09 | 2002-01-25 | Alcatel | 共振切替え電力変換器 |
-
1982
- 1982-04-14 JP JP57062042A patent/JPS58178422A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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