JP2002027748A - 共振切替え電力変換器 - Google Patents
共振切替え電力変換器Info
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 共振期間の終了が、第１のスイッチング要素
１１−４の導通期間の開始と一致し、自己励起型同期整
流器１１−６の動作中の望ましくないデッドタイムが回
避される、共振切替え電力変換器を提供する。 【解決手段】 これを達成するためには、容量が、第１
のスイッチング要素１１−４のデューティーサイクルに
より変化するという特性を有する第１のコンデンサ１１
−８を加える。第１のコンデンサ１１−８の容量の値の
変化は、これに、第２のコンデンサ１１−８−１と第２
のスイッチング要素１１−８−２との直列の組合せを並
列に加えることによって実行される。容量の値は、第１
の値と第２の値の間で変化する。
１１−４の導通期間の開始と一致し、自己励起型同期整
流器１１−６の動作中の望ましくないデッドタイムが回
避される、共振切替え電力変換器を提供する。 【解決手段】 これを達成するためには、容量が、第１
のスイッチング要素１１−４のデューティーサイクルに
より変化するという特性を有する第１のコンデンサ１１
−８を加える。第１のコンデンサ１１−８の容量の値の
変化は、これに、第２のコンデンサ１１−８−１と第２
のスイッチング要素１１−８−２との直列の組合せを並
列に加えることによって実行される。容量の値は、第１
の値と第２の値の間で変化する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力部と出力部と
の間のエネルギー転送が、共振切替え（ｒｅｓｏｎａｎ
ｔ ｓｗｉｔｃｈｅｄ）電力変換器の一次側に位置する
スイッチング要素によって支配される、単一出力共振切
替え電力変換器に関する。
の間のエネルギー転送が、共振切替え（ｒｅｓｏｎａｎ
ｔ ｓｗｉｔｃｈｅｄ）電力変換器の一次側に位置する
スイッチング要素によって支配される、単一出力共振切
替え電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】この変換器の二次側は、変圧器のコアの
消磁を行う共振回路を含み、これは、共振切替え電力変
換器の入力部を出力部から電気的に隔離する。
消磁を行う共振回路を含み、これは、共振切替え電力変
換器の入力部を出力部から電気的に隔離する。
【０００３】この共振切替え電力変換器は、限定はしな
いが、プリント回路板にもう１つの電子構成要素として
搭載されるので、低電圧および低電力消費の切替え電力
変換器が必要とされる分散電源システムにおいて特に利
用され、したがって高い集積密度および小さい寸法が必
要とされる。
いが、プリント回路板にもう１つの電子構成要素として
搭載されるので、低電圧および低電力消費の切替え電力
変換器が必要とされる分散電源システムにおいて特に利
用され、したがって高い集積密度および小さい寸法が必
要とされる。
【０００４】切替え電源変換器は、参照により本特許出
願に組み込まれるＸｉａ他に許可された米国特許第５，
８８６，８８１号から知られる。これは、一次側に、変
圧器の一次側巻線と第１のスイッチング要素との直列の
組合せを含む、単一出力順方向変換器であり、これは、
直流電源によって供給される入力電圧に接続される。
願に組み込まれるＸｉａ他に許可された米国特許第５，
８８６，８８１号から知られる。これは、一次側に、変
圧器の一次側巻線と第１のスイッチング要素との直列の
組合せを含む、単一出力順方向変換器であり、これは、
直流電源によって供給される入力電圧に接続される。
【０００５】二次側には、変圧器の二次巻線が、自己励
起型同期整流器と、負荷に出力電圧を印加するフィルタ
とにカスケード接続される。このフィルタの出力部は、
切替え電力変換器の出力部を構成する。
起型同期整流器と、負荷に出力電圧を印加するフィルタ
とにカスケード接続される。このフィルタの出力部は、
切替え電力変換器の出力部を構成する。
【０００６】コンデンサと第２のスイッチング要素を含
む直列の組合せは、第３のスイッチング要素に並列に接
続され、自己励起型同期整流器の整流器ブランチを形成
する。
む直列の組合せは、第３のスイッチング要素に並列に接
続され、自己励起型同期整流器の整流器ブランチを形成
する。
【０００７】第１のスイッチング要素が導通状態にある
時、入力電圧は、変圧器を通じて自己励起型同期整流器
の入力に印加される。この期間の間、入力部と出力部と
の間では直接的なエネルギー転送が行われる。
時、入力電圧は、変圧器を通じて自己励起型同期整流器
の入力に印加される。この期間の間、入力部と出力部と
の間では直接的なエネルギー転送が行われる。
【０００８】第１のスイッチング要素が導通していない
状態にある時、第２のスイッチング要素は導通してお
り、磁化電流が二次巻線からコンデンサに流れ、入力電
圧に比例した電圧に充電される。その結果、二次巻線の
電圧は一定に維持されるか、またはクランプされ、変圧
器のコアは消磁されるか、またはリセットされる。
状態にある時、第２のスイッチング要素は導通してお
り、磁化電流が二次巻線からコンデンサに流れ、入力電
圧に比例した電圧に充電される。その結果、二次巻線の
電圧は一定に維持されるか、またはクランプされ、変圧
器のコアは消磁されるか、またはリセットされる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】順方向切替え電力変換
器の欠点は、第１スイッチング要素の非導通期間が一定
であり、したがって変圧器のコアの消磁は、第１スイッ
チング要素の非導通期間全体の間では行われなず、した
がって入力電圧に大きな変化があった場合、自己励起型
同期整流器のスイッチングに望ましくないデッドタイム
が現れる。
器の欠点は、第１スイッチング要素の非導通期間が一定
であり、したがって変圧器のコアの消磁は、第１スイッ
チング要素の非導通期間全体の間では行われなず、した
がって入力電圧に大きな変化があった場合、自己励起型
同期整流器のスイッチングに望ましくないデッドタイム
が現れる。
【００１０】こうした理由のため、広範な入力電圧を受
容し、そのすべてに対して、変圧器のコアの消磁が、第
１のスイッチング要素の非導通期間全体を通じて、入力
電圧の全範囲にわたって自己励起型同期整流器の動作に
ついて、デッドタイムが現れないような形で行われるこ
とを保証する、切替え順方向電力変換器を開発すること
が必要である。これらのすべては、順方向変換器の性能
を強化する一方、順方向変換器の構成と動作の両方の簡
単さを維持する。
容し、そのすべてに対して、変圧器のコアの消磁が、第
１のスイッチング要素の非導通期間全体を通じて、入力
電圧の全範囲にわたって自己励起型同期整流器の動作に
ついて、デッドタイムが現れないような形で行われるこ
とを保証する、切替え順方向電力変換器を開発すること
が必要である。これらのすべては、順方向変換器の性能
を強化する一方、順方向変換器の構成と動作の両方の簡
単さを維持する。
【００１１】上述した問題を克服するため、共振期間の
終了を、第１のスイッチング要素の導通期間の開始と一
致させることができ、これにより、自己励起型同期整流
器の動作の間の望ましくないデッドタイムを排除する、
共振切替え電力変換器を提案する。
終了を、第１のスイッチング要素の導通期間の開始と一
致させることができ、これにより、自己励起型同期整流
器の動作の間の望ましくないデッドタイムを排除する、
共振切替え電力変換器を提案する。
【００１２】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
め、容量が、第１のスイッチング要素のデューティーサ
イクルにより変化するという特性を有する第１のコンデ
ンサが加えられる。前記の目的を達成するため、第１の
コンデンサは、変圧器の第２の巻線に並列に接続され
る。
め、容量が、第１のスイッチング要素のデューティーサ
イクルにより変化するという特性を有する第１のコンデ
ンサが加えられる。前記の目的を達成するため、第１の
コンデンサは、変圧器の第２の巻線に並列に接続され
る。
【００１３】第１のコンデンサの容量の値の変化は、第
２のコンデンサと第２のスイッチング要素との直列の組
合せを、前記第１のコンデンサに並列に加えることによ
って行われる。容量の値は、第１の値と第２の値の間で
変化する。
２のコンデンサと第２のスイッチング要素との直列の組
合せを、前記第１のコンデンサに並列に加えることによ
って行われる。容量の値は、第１の値と第２の値の間で
変化する。
【００１４】第１のコンデンサの容量の値を制御するこ
とによって、共振期間の終了は、第１のスイッチング要
素の非導通期間の終了と一致される。
とによって、共振期間の終了は、第１のスイッチング要
素の非導通期間の終了と一致される。
【００１５】以下で、添付の図面を参照しながら本発明
についてより詳細に説明する。
についてより詳細に説明する。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１において、入力端子１１−
１、１１−２を含み、入力端子を通じて、所定の直流電
圧などの電圧を供給する電源に接続される、共振切替え
電力変換器の実施形態を示す。
１、１１−２を含み、入力端子を通じて、所定の直流電
圧などの電圧を供給する電源に接続される、共振切替え
電力変換器の実施形態を示す。
【００１７】変圧器は、共振変換器の入力部と出力部の
間を隔離する。この変圧器は、終端の１つが入力端子の
１つ、例えば入力端子１１−１に接続され、他の終端が
第１のスイッチング要素１１−４の第１の端子に接続さ
れるような第１の巻線１１−３を有し、第１のスイッチ
ング要素１１−４の第２端子が、電源の他の入力端子１
１−２に接続される。
間を隔離する。この変圧器は、終端の１つが入力端子の
１つ、例えば入力端子１１−１に接続され、他の終端が
第１のスイッチング要素１１−４の第１の端子に接続さ
れるような第１の巻線１１−３を有し、第１のスイッチ
ング要素１１−４の第２端子が、電源の他の入力端子１
１−２に接続される。
【００１８】第１のスイッチング要素１１−４のデュー
ティーサイクルは、例えば出力部に制御信号を発生する
パルス幅モジュラによって制御され、この制御信号は，
第１のスイッチング要素１１−４の制御端子に印加され
る。前述の説明は、共振切替え電力変換器の一次側の構
成である。
ティーサイクルは、例えば出力部に制御信号を発生する
パルス幅モジュラによって制御され、この制御信号は，
第１のスイッチング要素１１−４の制御端子に印加され
る。前述の説明は、共振切替え電力変換器の一次側の構
成である。
【００１９】共振変換器の二次側は、変圧器の第２の巻
線１１−５、整流手段１１−６、およびフィルタ手段１
１−７のカスケード接続によって構成される。
線１１−５、整流手段１１−６、およびフィルタ手段１
１−７のカスケード接続によって構成される。
【００２０】例えば、整流器１１−６は、２つの整流器
ブランチ、つまり、整流を実際に行う第１のブランチ、
および、フリーフローブランチである第２のブランチに
よって構成された自己励起型同期整流器である。フィル
タ手段１１−７は、第１のインダクタと第３のコンデン
サを有するフィルタである。
ブランチ、つまり、整流を実際に行う第１のブランチ、
および、フリーフローブランチである第２のブランチに
よって構成された自己励起型同期整流器である。フィル
タ手段１１−７は、第１のインダクタと第３のコンデン
サを有するフィルタである。
【００２１】第１のコンデンサ１１−８は、第２の巻線
１１−５と並列に接続され、さらに、この第１のコンデ
ンサ１１−８に並列に、第２のコンデンサ１１−８−１
と第２のスイッチング要素１１−８−２によって形成さ
れる直列の組合せが加えられる。第１のスイッチング要
素１１−４と第２のスイッチング要素１１−８−２は、
ともにそれぞれ電界効果トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴで
ある。
１１−５と並列に接続され、さらに、この第１のコンデ
ンサ１１−８に並列に、第２のコンデンサ１１−８−１
と第２のスイッチング要素１１−８−２によって形成さ
れる直列の組合せが加えられる。第１のスイッチング要
素１１−４と第２のスイッチング要素１１−８−２は、
ともにそれぞれ電界効果トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴで
ある。
【００２２】共振転換器の動作を、図１および図２に関
して説明する。第１のスイッチング要素１１−４が導通
状態（ＯＮ）にある時、入力端子１１−１および１１−
２の間の両端間の入力電圧は、第２の巻線１１−５の電
圧を含めて、第１巻線１１−３に印加される。このよう
にして、エネルギーは、整流器１１−６に向かって流
れ、整流器１１−６の出力部においては、方形交流電圧
が発生され、この電圧はフィルタ１１−７によってフィ
ルタをかけられ、フィルタの出力部において、共振変換
器の出力に対応する直流電圧を得る。
して説明する。第１のスイッチング要素１１−４が導通
状態（ＯＮ）にある時、入力端子１１−１および１１−
２の間の両端間の入力電圧は、第２の巻線１１−５の電
圧を含めて、第１巻線１１−３に印加される。このよう
にして、エネルギーは、整流器１１−６に向かって流
れ、整流器１１−６の出力部においては、方形交流電圧
が発生され、この電圧はフィルタ１１−７によってフィ
ルタをかけられ、フィルタの出力部において、共振変換
器の出力に対応する直流電圧を得る。
【００２３】さらに、第１のスイッチング要素１１−４
のこの導通期間（ＯＮ）の間、ある程度のエネルギー
が、電流によって変圧器の自己インダクタンスに保存さ
れる。前記エネルギーは、変圧器から除かれなければ、
変圧器に保存されるエネルギーの量が次第に増加し、変
圧器の破壊を必然的に招くため、取り除かれるべきであ
る。
のこの導通期間（ＯＮ）の間、ある程度のエネルギー
が、電流によって変圧器の自己インダクタンスに保存さ
れる。前記エネルギーは、変圧器から除かれなければ、
変圧器に保存されるエネルギーの量が次第に増加し、変
圧器の破壊を必然的に招くため、取り除かれるべきであ
る。
【００２４】この状態において、変圧器に保存された磁
気エネルギーは、変圧器の自己インダクタンス、第１の
コンデンサ１１−８、および第１スイッチング要素１１
−４の第１および第２端子の間に形成された漂遊容量の
間に構成された共振プロセスを通じて放出される。この
プロセスは、第１スイッチング要素１１−４の非導通期
間中に展開される。
気エネルギーは、変圧器の自己インダクタンス、第１の
コンデンサ１１−８、および第１スイッチング要素１１
−４の第１および第２端子の間に形成された漂遊容量の
間に構成された共振プロセスを通じて放出される。この
プロセスは、第１スイッチング要素１１−４の非導通期
間中に展開される。
【００２５】導通期間（ＯＮ）の後に、第１スイッチン
グ要素１１−４の非導通期間が続き、この非導通期間内
に、フィルタ１１−７の入力の電圧はゼロであり、第１
インダクタの末端の両端間の電圧は、第１インダクタの
電流が減少するように、この時点で反転される。
グ要素１１−４の非導通期間が続き、この非導通期間内
に、フィルタ１１−７の入力の電圧はゼロであり、第１
インダクタの末端の両端間の電圧は、第１インダクタの
電流が減少するように、この時点で反転される。
【００２６】さらに、この非導通期間の間、共振回路が
放電路を作り出すため、変圧器の自己インダクタンスは
放電される。この放電路には、変圧器を消磁し、突然妨
害されるようなことのない電流が流れる。その結果、第
１のコンデンサ１１−８は、負の電圧で充電を開始す
る。
放電路を作り出すため、変圧器の自己インダクタンスは
放電される。この放電路には、変圧器を消磁し、突然妨
害されるようなことのない電流が流れる。その結果、第
１のコンデンサ１１−８は、負の電圧で充電を開始す
る。
【００２７】共振期間または非導通期間の、例えば、中
間点など、これらの期間の特定の瞬間において、この電
流はゼロの値に到達し、第１のコンデンサ１１−８が負
の電圧で充電されるため、電流は逆の方向に流される。
したがって、第１のコンデンサ１１−８を充電するため
に使用されたエネルギーは、この時点で、負の電流を誘
導するため、および変圧器を負の飽和点に持っていくた
めに使用される。この第１のコンデンサ１１−８は放電
され、続く第１のスイッチング要素１１−４の導通期間
（ＯＮ）が開始する。
間点など、これらの期間の特定の瞬間において、この電
流はゼロの値に到達し、第１のコンデンサ１１−８が負
の電圧で充電されるため、電流は逆の方向に流される。
したがって、第１のコンデンサ１１−８を充電するため
に使用されたエネルギーは、この時点で、負の電流を誘
導するため、および変圧器を負の飽和点に持っていくた
めに使用される。この第１のコンデンサ１１−８は放電
され、続く第１のスイッチング要素１１−４の導通期間
（ＯＮ）が開始する。
【００２８】第１のコンデンサ１１−８の放電期間の終
了に、デッドタイムＴｍの間隔が続く場合、第１スイッ
チング要素１１−４のスイッチングは行われず、そのた
め、自己励起型同期整流器１１−６のスイッチング要素
のスイッチングを誘発するための十分なゲート電圧はな
い。図２ａを参照。
了に、デッドタイムＴｍの間隔が続く場合、第１スイッ
チング要素１１−４のスイッチングは行われず、そのた
め、自己励起型同期整流器１１−６のスイッチング要素
のスイッチングを誘発するための十分なゲート電圧はな
い。図２ａを参照。
【００２９】この状況は望ましくなく、提案される共振
転換器によって取り除かれる。したがって、第１スイッ
チング要素１１−４の導通期間（ＯＮ）は、正確に第１
コンデンサ１１−８が放電した瞬間に開始し、これは、
共振期間の終了と一致する。図２ｂを参照。
転換器によって取り除かれる。したがって、第１スイッ
チング要素１１−４の導通期間（ＯＮ）は、正確に第１
コンデンサ１１−８が放電した瞬間に開始し、これは、
共振期間の終了と一致する。図２ｂを参照。
【００３０】図１に戻り、この最後の状態に到達するた
めに、第２のコンデンサ１１−８−１と第２のスイッチ
ング要素１１−８−２との直列の組合せが、第１のコン
デンサ１１−８と並列に加えられる。第２のスイッチン
グ要素１１−８−２は、その特性曲線の直線領域で動作
する。
めに、第２のコンデンサ１１−８−１と第２のスイッチ
ング要素１１−８−２との直列の組合せが、第１のコン
デンサ１１−８と並列に加えられる。第２のスイッチン
グ要素１１−８−２は、その特性曲線の直線領域で動作
する。
【００３１】このようにして、第２のコンデンサ１１−
８−１が到達した最大容量を、次に、第１のコンデンサ
１１−８の容量を固定することが可能となる。
８−１が到達した最大容量を、次に、第１のコンデンサ
１１−８の容量を固定することが可能となる。
【００３２】したがって第１のコンデンサ１１−８の容
量は、第１の値と第２の値の間で変化し、非導通期間に
適合された第１のコンデンサ１１−８の共振期間が延長
または短縮される。これは、後者の充電／放電時間が、
その容量により変化するためである。
量は、第１の値と第２の値の間で変化し、非導通期間に
適合された第１のコンデンサ１１−８の共振期間が延長
または短縮される。これは、後者の充電／放電時間が、
その容量により変化するためである。
【００３３】図２ａに示すように、共振期間の終了は、
それに続く第１のスイッチング要素１１−４の導通期間
（ＯＮ）の開始に一致される。すなわち、共振期間の継
続時間は、第１のスイッチング要素１１−４のデューテ
ィーサイクル、したがって共振変換器の出力電圧により
変化する。これは第１のスイッチング要素１１−４のデ
ューティーサイクルが、出力電圧により変化するためで
ある。
それに続く第１のスイッチング要素１１−４の導通期間
（ＯＮ）の開始に一致される。すなわち、共振期間の継
続時間は、第１のスイッチング要素１１−４のデューテ
ィーサイクル、したがって共振変換器の出力電圧により
変化する。これは第１のスイッチング要素１１−４のデ
ューティーサイクルが、出力電圧により変化するためで
ある。
【００３４】共振変換器の他の実施形態について説明す
る。第１のコンデンサ１１−８の容量を、第１のスイッ
チング要素１１−４のデューティーサイクルに応じて変
化させる他の方法は、第２のスイッチング要素１１−８
−２が、その特性曲線の以下の２つの領域、すなわち飽
和領域またはカットオフ領域の１つにおいて動作するよ
うにすることで達成される。
る。第１のコンデンサ１１−８の容量を、第１のスイッ
チング要素１１−４のデューティーサイクルに応じて変
化させる他の方法は、第２のスイッチング要素１１−８
−２が、その特性曲線の以下の２つの領域、すなわち飽
和領域またはカットオフ領域の１つにおいて動作するよ
うにすることで達成される。
【００３５】例えば、入力電圧の第１の電圧レベルから
第２電圧レベルまでの特定の値に対して、第２のスイッ
チング要素１１−８−２は、カットオフ領域で動作す
る。
第２電圧レベルまでの特定の値に対して、第２のスイッ
チング要素１１−８−２は、カットオフ領域で動作す
る。
【００３６】これらの電圧値に対して、第１スイッチン
グ要素１１−４の作動時間（ＯＮ）は大きくなる。した
がって、変圧器の消磁はそれより短い時間で行われる。
これは、スイッチング速度が一定に保たれるためであ
る。第２のスイッチング要素１１−８−２がカットオフ
状態にあれば、共振が、変圧器の消磁に必要とする時間
は最小になる。これは、変圧器の消磁が第１のコンデン
サ１１−８のみで行われるためである。
グ要素１１−４の作動時間（ＯＮ）は大きくなる。した
がって、変圧器の消磁はそれより短い時間で行われる。
これは、スイッチング速度が一定に保たれるためであ
る。第２のスイッチング要素１１−８−２がカットオフ
状態にあれば、共振が、変圧器の消磁に必要とする時間
は最小になる。これは、変圧器の消磁が第１のコンデン
サ１１−８のみで行われるためである。
【００３７】第２の電圧レベルと第３の電圧レベルの間
にある電圧レベルに対して、第１のスイッチング要素１
１−４の作動時間（ＯＮ）は徐々に短縮される。したが
って、これらの入力電圧レベルに対して、第２のスイッ
チング要素１１−８−２は、飽和領域で動作する。
にある電圧レベルに対して、第１のスイッチング要素１
１−４の作動時間（ＯＮ）は徐々に短縮される。したが
って、これらの入力電圧レベルに対して、第２のスイッ
チング要素１１−８−２は、飽和領域で動作する。
【００３８】このようにして、この例の共振は、第１の
コンデンサ１１−８のみより大きい、第１のコンデンサ
１１−８と第２のコンデンサ１１−８−１の合計の間で
発生する。このようにして、変圧器の消磁共振はより長
く継続し、この入力電圧の範囲で発生する電圧レベルに
適合できる。これは、電圧レベルがより高く、同期整流
器１１−６の切替えのゲート電圧に現れる望ましくない
デッドタイムもないためである。
コンデンサ１１−８のみより大きい、第１のコンデンサ
１１−８と第２のコンデンサ１１−８−１の合計の間で
発生する。このようにして、変圧器の消磁共振はより長
く継続し、この入力電圧の範囲で発生する電圧レベルに
適合できる。これは、電圧レベルがより高く、同期整流
器１１−６の切替えのゲート電圧に現れる望ましくない
デッドタイムもないためである。
【００３９】第１の電圧レベルは、入力電圧が取れる最
低値を表し、第３の電圧レベルは、入力電圧が取れる最
大の値を表す。
低値を表し、第３の電圧レベルは、入力電圧が取れる最
大の値を表す。
【００４０】入力電圧の範囲が過剰に広い場合は、必要
と考えられるだけ多くのコンデンサとスイッチング要素
との直列の組合せを、前述の素子に並列に配置して、前
述の考え方を繰り返すことが可能である。このようにし
て、入力電圧の範囲を、入力電圧のいずれの点でも、同
期整流器１１−６の切替えのゲート電圧にデッドタイム
が現れないことを保証するために必要な部分に分割する
ことができる。
と考えられるだけ多くのコンデンサとスイッチング要素
との直列の組合せを、前述の素子に並列に配置して、前
述の考え方を繰り返すことが可能である。このようにし
て、入力電圧の範囲を、入力電圧のいずれの点でも、同
期整流器１１−６の切替えのゲート電圧にデッドタイム
が現れないことを保証するために必要な部分に分割する
ことができる。
【００４１】本実施形態から得られる主な利点は、実行
がより容易になったことである。これは、スイッチング
要素１１−８−２の線形状態を変化させることが不要で
あり、前記スイッチング要素を飽和またはカットオフさ
せるだけで済むためである。さらに、これは、切替えの
線形状態に関する公差を条件とせず、切替えの線形状態
に関する損失がないため、より高い信頼性を保証する。
がより容易になったことである。これは、スイッチング
要素１１−８−２の線形状態を変化させることが不要で
あり、前記スイッチング要素を飽和またはカットオフさ
せるだけで済むためである。さらに、これは、切替えの
線形状態に関する公差を条件とせず、切替えの線形状態
に関する損失がないため、より高い信頼性を保証する。
【００４２】しかし、主な欠点は、変圧器の消磁周期
が、スイッチング要素１１−４の非導通期間に正確に適
合しないことである。これは、コンデンサ１１−８の損
失をわずかに増加させ、前記コンデンサの電圧がゼロに
到達する前に共振に妨害をもたらす。同様に、変圧器
は、考えられる飽和の最も負の点に持っていかれること
がなく、この理由のために、利用可能な最大磁束は用い
られない。
が、スイッチング要素１１−４の非導通期間に正確に適
合しないことである。これは、コンデンサ１１−８の損
失をわずかに増加させ、前記コンデンサの電圧がゼロに
到達する前に共振に妨害をもたらす。同様に、変圧器
は、考えられる飽和の最も負の点に持っていかれること
がなく、この理由のために、利用可能な最大磁束は用い
られない。
【００４３】したがって、特定の用途に応じて、本共振
変換器の最も好適な実施形態を選択すべきである。いず
れにせよ、可変コンデンサを製造する可能な実施形態は
他にも多数ある。
変換器の最も好適な実施形態を選択すべきである。いず
れにせよ、可変コンデンサを製造する可能な実施形態は
他にも多数ある。
【図１】本発明による共振切替え電力変換器の電気回路
図を示す図である。
図を示す図である。
【図２ａ】デッドタイムのある非導通期間の間の第１の
スイッチング要素の２つの端子の両端間の電圧の波形を
図式的に示す図である。
スイッチング要素の２つの端子の両端間の電圧の波形を
図式的に示す図である。
【図２ｂ】本発明による共振期間の間の第１のスイッチ
ング要素の２つの端子の両端間の電圧の波形を図式的に
示す図である。
ング要素の２つの端子の両端間の電圧の波形を図式的に
示す図である。
１１−１、１１−２ 入力端子 １１−３ 第１の巻線 １１−４ 第１のスイッチング要素 １１−５ 第２の巻線 １１−６ 整流手段 １１−７ フィルタ手段 １１−８ 第１のコンデンサ １１−８−１ 第２のコンデンサ １１−８−２ 第２のスイッチング要素
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 BB75 BB80 BB98 CC16 DD32 EE01 EE08 EE60 FG02 FG07
Claims (8)
- 【請求項１】 第１の巻線（１１−３）と第２の巻線
（１１−５）とを含む変圧器、および前記第１の巻線
（１１−３）と第１のスイッチング要素（１１−４）と
の直列の組合せを含んでいる、共振切替え電力変換器で
あって、前記第２の巻線（１１−５）が、整流手段（１
１−６）とフィルタ手段（１１−７）とにカスケード接
続され、出力部において直流電圧が得られ、第１のコン
デンサ（１１−８）が前記第２の巻線（１１−５）に並
列に接続されており、前記共振切替え電力変換器が、前
記第１のスイッチング要素（１１−４）のデューティー
サイクルに関して前記第１のコンデンサ（１１−８）の
容量を変化させるための手段を少なくとも含むことを特
徴とする、共振切替え電力変換器。 - 【請求項２】 前記第１のコンデンサ（１１−８）の容
量を変化させるための前記手段が、前記第１のコンデン
サ（１１−８）と並列に接続されていることを特徴とす
る、請求項１に記載の共振切替え電力変換器。 - 【請求項３】 前記第１のコンデンサ（１１−８）の容
量を変化させるための前記手段が、第２のコンデンサ
（１１−８−１）と第２のスイッチング要素（１１−８
−２）との直列の組合せを含むことを特徴とする、請求
項２に記載の電力変換器。 - 【請求項４】 前記第１のコンデンサ（１１−８）の共
振の期間の継続時間が可変であり、前記第１のスイッチ
ング要素（１１−４）の導通期間（ＯＮ）が開始する時
に終了することを特徴とする、請求項１から３のいずれ
か一項に記載の電力変換器。 - 【請求項５】 前記第１のコンデンサ（１１−８）の容
量が、所定の第１の容量値と所定の第２の容量値との間
で変化することを特徴とする、請求項４に記載の電力変
換器。 - 【請求項６】 前記第２のスイッチング要素（１１−８
−２）が、電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴであり、
導通期間の間、特性曲線の線形領域において動作するこ
とを特徴とする、請求項４に記載の電力変換器。 - 【請求項７】 前記第２のスイッチング要素（１１−８
−２）が、導通期間の間、特性曲線の飽和領域またはカ
ットオフ領域において動作することを特徴とする、請求
項６に記載の電力変換器。 - 【請求項８】 前記共振期間の間、電流が前記変圧器を
通って流れることを特徴とする、請求項４に記載の電力
変換器。
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|---|---|---|---|
| ES200001462 | 2000-06-09 | ||
| ES200001462 | 2000-06-09 | ||
| ESP200001462 | 2000-06-09 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002027748A true JP2002027748A (ja) | 2002-01-25 |
| JP4688346B2 JP4688346B2 (ja) | 2011-05-25 |
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|---|---|---|---|
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| DE (1) | DE60102179T2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| CN100492830C (zh) * | 2004-04-05 | 2009-05-27 | 张治平 | 它激固态变换器 |
| TW200733523A (en) * | 2005-10-25 | 2007-09-01 | Koninkl Philips Electronics Nv | Power converter |
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| US8934210B1 (en) * | 2012-06-28 | 2015-01-13 | U.S. Department Of Energy | Demagnetization using a determined estimated magnetic state |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58178422A (ja) * | 1982-04-14 | 1983-10-19 | Sony Corp | 電源回路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3641367A (en) * | 1970-12-24 | 1972-02-08 | Ibm | Pulse driving circuit for inductive load |
| EP0756779A1 (en) * | 1995-02-16 | 1997-02-05 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Device for converting a resistance value into a control signal which depends on the resistance value, and electrical apparatus comprising such a device |
| US5781420A (en) * | 1996-07-18 | 1998-07-14 | International Power Devices, Inc. | Single ended forward DC-to-DC converter providing enhanced resetting for synchronous rectification |
| JP3201324B2 (ja) * | 1997-12-22 | 2001-08-20 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JPH11289766A (ja) * | 1998-04-03 | 1999-10-19 | Toshiba Ave Co Ltd | 電源装置 |
| ES2157784B1 (es) * | 1999-05-06 | 2002-02-16 | Cit Alcatel | Convertidor de alimentacion conmutado a tension cero. |
-
2001
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- 2001-05-22 EP EP01401339A patent/EP1162724B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-05-22 DE DE60102179T patent/DE60102179T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-05-23 US US09/862,519 patent/US6366477B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-05-25 JP JP2001156981A patent/JP4688346B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-06-07 CA CA002349899A patent/CA2349899C/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
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|---|---|---|---|---|
| JPS58178422A (ja) * | 1982-04-14 | 1983-10-19 | Sony Corp | 電源回路 |
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