JP2002027748A - 共振切替え電力変換器 - Google Patents

共振切替え電力変換器

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 共振期間の終了が、第1のスイッチング要素
11−4の導通期間の開始と一致し、自己励起型同期整
流器11−6の動作中の望ましくないデッドタイムが回
避される、共振切替え電力変換器を提供する。 【解決手段】 これを達成するためには、容量が、第1
のスイッチング要素11−4のデューティーサイクルに
より変化するという特性を有する第1のコンデンサ11
−8を加える。第1のコンデンサ11−8の容量の値の
変化は、これに、第2のコンデンサ11−8−1と第2
のスイッチング要素11−8−2との直列の組合せを並
列に加えることによって実行される。容量の値は、第1
の値と第2の値の間で変化する。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力部と出力部と
の間のエネルギー転送が、共振切替え(resonan
t switched)電力変換器の一次側に位置する
スイッチング要素によって支配される、単一出力共振切
替え電力変換器に関する。
【0002】
【従来の技術】この変換器の二次側は、変圧器のコアの
消磁を行う共振回路を含み、これは、共振切替え電力変
換器の入力部を出力部から電気的に隔離する。
【0003】この共振切替え電力変換器は、限定はしな
いが、プリント回路板にもう1つの電子構成要素として
搭載されるので、低電圧および低電力消費の切替え電力
変換器が必要とされる分散電源システムにおいて特に利
用され、したがって高い集積密度および小さい寸法が必
要とされる。
【0004】切替え電源変換器は、参照により本特許出
願に組み込まれるXia他に許可された米国特許第5,
886,881号から知られる。これは、一次側に、変
圧器の一次側巻線と第1のスイッチング要素との直列の
組合せを含む、単一出力順方向変換器であり、これは、
直流電源によって供給される入力電圧に接続される。
【0005】二次側には、変圧器の二次巻線が、自己励
起型同期整流器と、負荷に出力電圧を印加するフィルタ
とにカスケード接続される。このフィルタの出力部は、
切替え電力変換器の出力部を構成する。
【0006】コンデンサと第2のスイッチング要素を含
む直列の組合せは、第3のスイッチング要素に並列に接
続され、自己励起型同期整流器の整流器ブランチを形成
する。
【0007】第1のスイッチング要素が導通状態にある
時、入力電圧は、変圧器を通じて自己励起型同期整流器
の入力に印加される。この期間の間、入力部と出力部と
の間では直接的なエネルギー転送が行われる。
【0008】第1のスイッチング要素が導通していない
状態にある時、第2のスイッチング要素は導通してお
り、磁化電流が二次巻線からコンデンサに流れ、入力電
圧に比例した電圧に充電される。その結果、二次巻線の
電圧は一定に維持されるか、またはクランプされ、変圧
器のコアは消磁されるか、またはリセットされる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】順方向切替え電力変換
器の欠点は、第1スイッチング要素の非導通期間が一定
であり、したがって変圧器のコアの消磁は、第1スイッ
チング要素の非導通期間全体の間では行われなず、した
がって入力電圧に大きな変化があった場合、自己励起型
同期整流器のスイッチングに望ましくないデッドタイム
が現れる。
【0010】こうした理由のため、広範な入力電圧を受
容し、そのすべてに対して、変圧器のコアの消磁が、第
1のスイッチング要素の非導通期間全体を通じて、入力
電圧の全範囲にわたって自己励起型同期整流器の動作に
ついて、デッドタイムが現れないような形で行われるこ
とを保証する、切替え順方向電力変換器を開発すること
が必要である。これらのすべては、順方向変換器の性能
を強化する一方、順方向変換器の構成と動作の両方の簡
単さを維持する。
【0011】上述した問題を克服するため、共振期間の
終了を、第1のスイッチング要素の導通期間の開始と一
致させることができ、これにより、自己励起型同期整流
器の動作の間の望ましくないデッドタイムを排除する、
共振切替え電力変換器を提案する。
【0012】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
め、容量が、第1のスイッチング要素のデューティーサ
イクルにより変化するという特性を有する第1のコンデ
ンサが加えられる。前記の目的を達成するため、第1の
コンデンサは、変圧器の第2の巻線に並列に接続され
る。
【0013】第1のコンデンサの容量の値の変化は、第
2のコンデンサと第2のスイッチング要素との直列の組
合せを、前記第1のコンデンサに並列に加えることによ
って行われる。容量の値は、第1の値と第2の値の間で
変化する。
【0014】第1のコンデンサの容量の値を制御するこ
とによって、共振期間の終了は、第1のスイッチング要
素の非導通期間の終了と一致される。
【0015】以下で、添付の図面を参照しながら本発明
についてより詳細に説明する。
【0016】
【発明の実施の形態】図1において、入力端子11−
1、11−2を含み、入力端子を通じて、所定の直流電
圧などの電圧を供給する電源に接続される、共振切替え
電力変換器の実施形態を示す。
【0017】変圧器は、共振変換器の入力部と出力部の
間を隔離する。この変圧器は、終端の1つが入力端子の
1つ、例えば入力端子11−1に接続され、他の終端が
第1のスイッチング要素11−4の第1の端子に接続さ
れるような第1の巻線11−3を有し、第1のスイッチ
ング要素11−4の第2端子が、電源の他の入力端子1
1−2に接続される。
【0018】第1のスイッチング要素11−4のデュー
ティーサイクルは、例えば出力部に制御信号を発生する
パルス幅モジュラによって制御され、この制御信号は,
第1のスイッチング要素11−4の制御端子に印加され
る。前述の説明は、共振切替え電力変換器の一次側の構
成である。
【0019】共振変換器の二次側は、変圧器の第2の巻
線11−5、整流手段11−6、およびフィルタ手段1
1−7のカスケード接続によって構成される。
【0020】例えば、整流器11−6は、2つの整流器
ブランチ、つまり、整流を実際に行う第1のブランチ、
および、フリーフローブランチである第2のブランチに
よって構成された自己励起型同期整流器である。フィル
タ手段11−7は、第1のインダクタと第3のコンデン
サを有するフィルタである。
【0021】第1のコンデンサ11−8は、第2の巻線
11−5と並列に接続され、さらに、この第1のコンデ
ンサ11−8に並列に、第2のコンデンサ11−8−1
と第2のスイッチング要素11−8−2によって形成さ
れる直列の組合せが加えられる。第1のスイッチング要
素11−4と第2のスイッチング要素11−8−2は、
ともにそれぞれ電界効果トランジスタ、MOSFETで
ある。
【0022】共振転換器の動作を、図1および図2に関
して説明する。第1のスイッチング要素11−4が導通
状態(ON)にある時、入力端子11−1および11−
2の間の両端間の入力電圧は、第2の巻線11−5の電
圧を含めて、第1巻線11−3に印加される。このよう
にして、エネルギーは、整流器11−6に向かって流
れ、整流器11−6の出力部においては、方形交流電圧
が発生され、この電圧はフィルタ11−7によってフィ
ルタをかけられ、フィルタの出力部において、共振変換
器の出力に対応する直流電圧を得る。
【0023】さらに、第1のスイッチング要素11−4
のこの導通期間(ON)の間、ある程度のエネルギー
が、電流によって変圧器の自己インダクタンスに保存さ
れる。前記エネルギーは、変圧器から除かれなければ、
変圧器に保存されるエネルギーの量が次第に増加し、変
圧器の破壊を必然的に招くため、取り除かれるべきであ
る。
【0024】この状態において、変圧器に保存された磁
気エネルギーは、変圧器の自己インダクタンス、第1の
コンデンサ11−8、および第1スイッチング要素11
−4の第1および第2端子の間に形成された漂遊容量の
間に構成された共振プロセスを通じて放出される。この
プロセスは、第1スイッチング要素11−4の非導通期
間中に展開される。
【0025】導通期間(ON)の後に、第1スイッチン
グ要素11−4の非導通期間が続き、この非導通期間内
に、フィルタ11−7の入力の電圧はゼロであり、第1
インダクタの末端の両端間の電圧は、第1インダクタの
電流が減少するように、この時点で反転される。
【0026】さらに、この非導通期間の間、共振回路が
放電路を作り出すため、変圧器の自己インダクタンスは
放電される。この放電路には、変圧器を消磁し、突然妨
害されるようなことのない電流が流れる。その結果、第
1のコンデンサ11−8は、負の電圧で充電を開始す
る。
【0027】共振期間または非導通期間の、例えば、中
間点など、これらの期間の特定の瞬間において、この電
流はゼロの値に到達し、第1のコンデンサ11−8が負
の電圧で充電されるため、電流は逆の方向に流される。
したがって、第1のコンデンサ11−8を充電するため
に使用されたエネルギーは、この時点で、負の電流を誘
導するため、および変圧器を負の飽和点に持っていくた
めに使用される。この第1のコンデンサ11−8は放電
され、続く第1のスイッチング要素11−4の導通期間
(ON)が開始する。
【0028】第1のコンデンサ11−8の放電期間の終
了に、デッドタイムTmの間隔が続く場合、第1スイッ
チング要素11−4のスイッチングは行われず、そのた
め、自己励起型同期整流器11−6のスイッチング要素
のスイッチングを誘発するための十分なゲート電圧はな
い。図2aを参照。
【0029】この状況は望ましくなく、提案される共振
転換器によって取り除かれる。したがって、第1スイッ
チング要素11−4の導通期間(ON)は、正確に第1
コンデンサ11−8が放電した瞬間に開始し、これは、
共振期間の終了と一致する。図2bを参照。
【0030】図1に戻り、この最後の状態に到達するた
めに、第2のコンデンサ11−8−1と第2のスイッチ
ング要素11−8−2との直列の組合せが、第1のコン
デンサ11−8と並列に加えられる。第2のスイッチン
グ要素11−8−2は、その特性曲線の直線領域で動作
する。
【0031】このようにして、第2のコンデンサ11−
8−1が到達した最大容量を、次に、第1のコンデンサ
11−8の容量を固定することが可能となる。
【0032】したがって第1のコンデンサ11−8の容
量は、第1の値と第2の値の間で変化し、非導通期間に
適合された第1のコンデンサ11−8の共振期間が延長
または短縮される。これは、後者の充電/放電時間が、
その容量により変化するためである。
【0033】図2aに示すように、共振期間の終了は、
それに続く第1のスイッチング要素11−4の導通期間
(ON)の開始に一致される。すなわち、共振期間の継
続時間は、第1のスイッチング要素11−4のデューテ
ィーサイクル、したがって共振変換器の出力電圧により
変化する。これは第1のスイッチング要素11−4のデ
ューティーサイクルが、出力電圧により変化するためで
ある。
【0034】共振変換器の他の実施形態について説明す
る。第1のコンデンサ11−8の容量を、第1のスイッ
チング要素11−4のデューティーサイクルに応じて変
化させる他の方法は、第2のスイッチング要素11−8
−2が、その特性曲線の以下の2つの領域、すなわち飽
和領域またはカットオフ領域の1つにおいて動作するよ
うにすることで達成される。
【0035】例えば、入力電圧の第1の電圧レベルから
第2電圧レベルまでの特定の値に対して、第2のスイッ
チング要素11−8−2は、カットオフ領域で動作す
る。
【0036】これらの電圧値に対して、第1スイッチン
グ要素11−4の作動時間(ON)は大きくなる。した
がって、変圧器の消磁はそれより短い時間で行われる。
これは、スイッチング速度が一定に保たれるためであ
る。第2のスイッチング要素11−8−2がカットオフ
状態にあれば、共振が、変圧器の消磁に必要とする時間
は最小になる。これは、変圧器の消磁が第1のコンデン
サ11−8のみで行われるためである。
【0037】第2の電圧レベルと第3の電圧レベルの間
にある電圧レベルに対して、第1のスイッチング要素1
1−4の作動時間(ON)は徐々に短縮される。したが
って、これらの入力電圧レベルに対して、第2のスイッ
チング要素11−8−2は、飽和領域で動作する。
【0038】このようにして、この例の共振は、第1の
コンデンサ11−8のみより大きい、第1のコンデンサ
11−8と第2のコンデンサ11−8−1の合計の間で
発生する。このようにして、変圧器の消磁共振はより長
く継続し、この入力電圧の範囲で発生する電圧レベルに
適合できる。これは、電圧レベルがより高く、同期整流
器11−6の切替えのゲート電圧に現れる望ましくない
デッドタイムもないためである。
【0039】第1の電圧レベルは、入力電圧が取れる最
低値を表し、第3の電圧レベルは、入力電圧が取れる最
大の値を表す。
【0040】入力電圧の範囲が過剰に広い場合は、必要
と考えられるだけ多くのコンデンサとスイッチング要素
との直列の組合せを、前述の素子に並列に配置して、前
述の考え方を繰り返すことが可能である。このようにし
て、入力電圧の範囲を、入力電圧のいずれの点でも、同
期整流器11−6の切替えのゲート電圧にデッドタイム
が現れないことを保証するために必要な部分に分割する
ことができる。
【0041】本実施形態から得られる主な利点は、実行
がより容易になったことである。これは、スイッチング
要素11−8−2の線形状態を変化させることが不要で
あり、前記スイッチング要素を飽和またはカットオフさ
せるだけで済むためである。さらに、これは、切替えの
線形状態に関する公差を条件とせず、切替えの線形状態
に関する損失がないため、より高い信頼性を保証する。
【0042】しかし、主な欠点は、変圧器の消磁周期
が、スイッチング要素11−4の非導通期間に正確に適
合しないことである。これは、コンデンサ11−8の損
失をわずかに増加させ、前記コンデンサの電圧がゼロに
到達する前に共振に妨害をもたらす。同様に、変圧器
は、考えられる飽和の最も負の点に持っていかれること
がなく、この理由のために、利用可能な最大磁束は用い
られない。
【0043】したがって、特定の用途に応じて、本共振
変換器の最も好適な実施形態を選択すべきである。いず
れにせよ、可変コンデンサを製造する可能な実施形態は
他にも多数ある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による共振切替え電力変換器の電気回路
図を示す図である。
【図2a】デッドタイムのある非導通期間の間の第1の
スイッチング要素の2つの端子の両端間の電圧の波形を
図式的に示す図である。
【図2b】本発明による共振期間の間の第1のスイッチ
ング要素の2つの端子の両端間の電圧の波形を図式的に
示す図である。
【符号の説明】
11−1、11−2 入力端子 11−3 第1の巻線 11−4 第1のスイッチング要素 11−5 第2の巻線 11−6 整流手段 11−7 フィルタ手段 11−8 第1のコンデンサ 11−8−1 第2のコンデンサ 11−8−2 第2のスイッチング要素
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5H730 BB75 BB80 BB98 CC16 DD32 EE01 EE08 EE60 FG02 FG07

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 第1の巻線(11−3)と第2の巻線
    (11−5)とを含む変圧器、および前記第1の巻線
    (11−3)と第1のスイッチング要素(11−4)と
    の直列の組合せを含んでいる、共振切替え電力変換器で
    あって、前記第2の巻線(11−5)が、整流手段(1
    1−6)とフィルタ手段(11−7)とにカスケード接
    続され、出力部において直流電圧が得られ、第1のコン
    デンサ(11−8)が前記第2の巻線(11−5)に並
    列に接続されており、前記共振切替え電力変換器が、前
    記第1のスイッチング要素(11−4)のデューティー
    サイクルに関して前記第1のコンデンサ(11−8)の
    容量を変化させるための手段を少なくとも含むことを特
    徴とする、共振切替え電力変換器。
  2. 【請求項2】 前記第1のコンデンサ(11−8)の容
    量を変化させるための前記手段が、前記第1のコンデン
    サ(11−8)と並列に接続されていることを特徴とす
    る、請求項1に記載の共振切替え電力変換器。
  3. 【請求項3】 前記第1のコンデンサ(11−8)の容
    量を変化させるための前記手段が、第2のコンデンサ
    (11−8−1)と第2のスイッチング要素(11−8
    −2)との直列の組合せを含むことを特徴とする、請求
    項2に記載の電力変換器。
  4. 【請求項4】 前記第1のコンデンサ(11−8)の共
    振の期間の継続時間が可変であり、前記第1のスイッチ
    ング要素(11−4)の導通期間(ON)が開始する時
    に終了することを特徴とする、請求項1から3のいずれ
    か一項に記載の電力変換器。
  5. 【請求項5】 前記第1のコンデンサ(11−8)の容
    量が、所定の第1の容量値と所定の第2の容量値との間
    で変化することを特徴とする、請求項4に記載の電力変
    換器。
  6. 【請求項6】 前記第2のスイッチング要素(11−8
    −2)が、電界効果トランジスタMOSFETであり、
    導通期間の間、特性曲線の線形領域において動作するこ
    とを特徴とする、請求項4に記載の電力変換器。
  7. 【請求項7】 前記第2のスイッチング要素(11−8
    −2)が、導通期間の間、特性曲線の飽和領域またはカ
    ットオフ領域において動作することを特徴とする、請求
    項6に記載の電力変換器。
  8. 【請求項8】 前記共振期間の間、電流が前記変圧器を
    通って流れることを特徴とする、請求項4に記載の電力
    変換器。
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