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Darlingtonschaltgg
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Die Erftnduiig betrifft eine Darlingtonschaltung mit einem Treibertransistor
und einem Leistungatransistor, deren Kollektoren miteinander verbunden sind.
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Leistungstransistoren mit hohem Kollektorstrom haben einen verhältnismäßig
großen Basisstrombedarf. Sie werden daher im allgemeinen in einer Darlingtonschaltung
verwendet, wobei der Basisstrom mit einem Treibertransistor und gegebenenfalls mit
einem Vortreibertransistor verstärkt wird. Wie in dem Artikel von Rischmüller "The
600 A Transistorchopper for high efficiency Motor Speed Control" ausgeführt wird,
haben Darlingtonschaltungen jedoch den Nachteil, daß auch bei niedrigem Kollektorstrom
die Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungstransistors relativ hoch wird. Die Verstärkung
des Treibertransistors wirkt sich erst bei höheren Kollektor-Emitter-Strömen aus.
Wenn ein Leistungstransistor nur kurze Zeit im Bereich hoher Kollektor-Emitter-Ströme
betrieben wird und die übrige Zeit ein relativ geringer Kollektor-Emitter-Strom
fließt, so erhält man mit der Darlingtonschaltung höhere Verluste als mit der direkten
Ansteuerung des Leistungstransistors. Andererseits kann bei hohen Kollektor-Emitter-Strömen
der erforderliche Basisstrom nur über den Treibertransistor einer Darlingtonschaltung
aufgebracht werden. Das Problem des hohen Spannungsabfalls auch bei kleinen Strömen
wird noch gravierender bei 3- oder mehrstufigen Darlingtonschaltungen. In dem genannten
Artikel wird daher vorgeschlagen, einen Leistungstransistor bei niedrigen Kollektorströmen
direkt und ab einem einstellbaren Kollektorstrom in Darlingtonschaltung
anzusteuern.
Dazu wird die Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungstransistors überwacht und
die Anordnung in Darlingtonschaltung betrieben, sobald die Kollekt.or-Emitter--cpannung
einen bestimmten Wert Uberschreitet, Dafür ist jedoch eine zusätzliche Uberwachungs-und
Ansteuerlogik erforderlich.
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Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Darlingtonschaltung, deren
Leistwlgstransistor nur für kurze Zeit mit einem Spitzenstrom und sonst mit einem
wesentlich niedrigeren Dauerstrom betrieben wird, so auszugestalten, daß die Gesamtverluste
des Leistungstransistors verringert werden, ohne daß hierzu eine gesonderte Uberwachungsschaltung
erforderlich ist.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Kollektor
des Treibertransistors und der Kollektor des Leistungstransistors über eine Diode
verbunden sind, deren Kathode dem Kollektor des Treibertransistors zugewandt ist.
Dabei wird die Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungstransistors für den kleinen
Dauerstrom deutlich verringert. FUr den Spitzenstrom wird zwar die Kollektor-Emitter-Spannung
etwas erhöht. Das wirkt sich jedoch auf die Gesamtverluste kaum aus, da die höhere
Verlustleistung nur für kurze Zeit auftritt. Auch die durch die Erwärmung des Leistungstransistors
gegebene Grenzleistung des Leistungstransistors wird praktisch nicht beeinflußt,
da die kurzzeitig erhöhte Verlustleistung nicht zu einer nennenswerten Erwärmung
des Leistungstransistors führt.
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Bei einer Darlingtonschaltung mit einem Vortreibertransistor,einem
Treibertransistor und einem Leistungstransistor, bei der die Kollektoren aller drei
Transistoren miteinander verbunden sind, können der Kollektor des Vortreibertransistors
und des Treibertransistors über eine Diode verbunden sein, deren Kathode dem Kollektor
des
Vortreibertranslstors zugewandt ist. Bei einer derartigen dreistfigen
Darlingtonschaltung wird ebenfalls die Ko'l1ektor-Emitter-Spannung des Leistungstransistors
für kleinen Dauerstrom verringert und für den Spitzenstrom etwas erhöht.
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Als Diode wird zweckmäßigerweise eine Schottky-Diode verwendet. Da
eine derartige Diode eine niedrige Durchlaßspannung aufweist,wird die Erhöhung der
Kollektor-Emitter-Spannung im Bereich hoher Kollektorströme gering.
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Ein Ausührungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand der Figuren
1 bis 4 näher erläutert.
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Fig. 1 zeigt zur Erläuterung der Problemstellung eine herkömmliche
dreistufige Darlington-Transistorschaltung.
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Dabei sind die Kollektoren eines Vortreibertransistors T7, eines Treibertransistors
T2 und eines Leistungstransistors T3 miteinander verbunden. Der Emitter des Vortreibertransistors
T7 ist mit der Basis des Treibertransistors T2 und der Emitter des Treibertransistors
T2 ist mit der Basis des Leistungstransistors T3 verbunden. Die Anordnung wird über
die Basis des Vortreibertransistors T1 angesteuert. Der Letstungstransistor T3 liegt
in Reihenschaltung mit einer Last L an einer Versorgungsspannungsquelle V.
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Wenn die dargestellte Anordnung durch einen positiven Strom 1B1 in
die Basis des Vortreibertransistors T1 angesteuert wird, wird der Vortreibertransistor
T1 leitend.
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Damit wird auch der Treibertransistor T2 und schließlich der Leistungstransistor
T3 leitend. Wenn der Kollektorstrom des Leistungstransistor3 T3 und damit auch dessen
Kollektor-Emitter-Spannung UcE ausreichend hoch ist, so ist der Basisstrom iB3 des
Leistungstransistors T3 gegenüber dem in den Vortreibertransistor T1 eingespeisten
Basisstrom iB durch die Transistoren T1 und T2 verstärkt.
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Dabei stellt sich die Kollektor-Emitter-Spannung UcED des Leistungstransistor3
T3 so ein, daß gilt: UCED = UBE3 + UBE2 4. UCE1 Während die Kollektor-Emitter-Spannung
UCE1 des Vortreibertransistors T1 stark vom Kollektorstrom ic abhänglg ist, sind
die Basis-Emitter-Spannungen UBE2 und UBE3 des Treibertransistors T2 und des Leistungstransistors
T3 praktisch vom Strom unabhangig. Für einen geringen Kollektorstrom ic ist UCEI
zu vernachlässigen und es gilt: UCE # UBE3 + UBE2 Auch bei niedrigen Kollektorströmen
bleibt also eine verhältnismäßig hohe, entsprechende Verluste verursachende Kollektor-Emitter-Spannung
UCE3 erhalten. Bei niedrigen Kollektorströmen erweist sich daher die Darlingtonschaltung
als nachteilig, da sie hohe Verluste verursacht. Dies läßt sich auch dadurch erklären,
daß der in den Vortreibertransistor T1 eingespeiste Basisstrom iB1 bei niedrigem
Kollektorstrom ic nicht nur über die Basis-Emitter-Strecke des Vortreibertransistors
T1 in die Basis des Treibertransistors T2 fließt, sondern daß ein Teil dieses Basisstroms
iB1 über die Basis-Kollektor-Diode des Vortreibertransistors T1 in den Leistungstransistor
T3 umgeleitet wird, so daß die Gleichung CE3 UBE3 + UBE2 + UCE1 erfüllt ist. Der
Vortreibertransistor T1 wirkt also nicht als Verstärker, sondern als Abschwächer
für den Basisstrom iB. Erst wenn die Verstärkung des Treibertransistors T2 nicht
mehr ausreicht, um einen für den Kollektorstrom i ausreichenden Basisstrom i33 zu
liefern, steigt die Spannung UCE3 soweit an, daß der Vortreibertransistor T1 als
Verstärker wirkt.
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Während also auf der einen Seite zur Erzielung eines ausreichenden
Basisstroms i33 r hohe Kollektorströme eine Darlingtonanordeung notwendig ist, bringt
diese andererseits für kleinere Kollektorströme ic erhöhte Verluste mit sich. Dieser
Nachteil kommt insbesondere dann zum Tragen, wenn der Leistungstransistor T3 nur
für kurze Zeitspannen mit hohem Kollektorstrom ic betrieben wird und wenn die Differenz
zwischen dem Spitzenwert des Kollektorstroms ic, auf den die Schaltung auszulegen
ist, und dem Normalwert des Kollektorstroms ic groß ist. Eine derartige Betriebsweise
liegt z.B. bei Transistorstellern für Motorantriebe vor, da hierbei kurzzeitig hohe
Anlaufströme auftreten und im Normalbetrieb ein wesentlich kleinerer Strom fließt.
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thnliche Verhältnisse gelten auch für eine normale zweistufige Darlingtonschaltung,
die man bei Weglassung des Vortreibertransistors T1 bei der Schaltung nach Bild
1 erhält. Hierbei stellt sich die Kollektor-Emitter-Spannung UCE des Leistungstransistors
T3 so ein, daß gilt: UCE3 UBE3 + UCE2 Bei niedrigen Kollektorströmen ist UcE2 zu
vernachlässigen und es wird Uc3 = UBE3 Auch hierbei bleibt bei kleinen Strömen eine
verhältnismäßige hohe, Verluste verursachende Kollektor-Emitter-Spannung UCE3 er
halten, die i.a. über 1 Volt beträgt.
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Fig. 2 zeigt ein Ausführugsbeispiel der Erfindung mit einer Diode
D zwischen Kollektor des Treibertransistors T2 und Kollektor des Leistungstransistors
T3. Mit dieser Diode D wird verhindert, daß bei niedrigen Kollektorströmen ic ein
Teil des Basisstroms iB2 über die Basis-
Kollektorstrecke des Treibertransistors
T2 abfließt. Bei kleinen Kollektorströmen -1C ist also der Treibertransistor T2
vom Kollektor des Leistung3transistors T3 abgekoppelt. Die Schaltung arbeitet also
praktisch nur noch als normale Transistorschaltung, wobei die Kollektor-Emitter-Spannung
UCE3 am Leistungstransistor T3 gleich dessen Sättigungsspannung UCE3sat ist, solange
der Basisstrom iB3 ausreichend ist.
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UCE3 UCE3sat Anstelle der Basis-Emitter-Spannung UBE3 des Leistungstransistor.
T3 bei der Schaltungsanordnung ohne Diode D tritt die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung
UCE3sat des Leistungstransistors T3. Da die Kollektor-Emitter Sättigungsspannung
E3sat nur bei einigen 100 mV liegt, die Basis-Emitter-Spannung UBE3 dagegen über
1 V, wird bei niedrigen Kollektorströmen ic der Spannungsabfall am Leistungstransistor
T3 und damit die Verlustenergie deutlich verringert.
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Bei höherem Kollektorstrom ic reicht der Basisstrom iB2 nicht mehr
aus, den Leistungstransistor T3 in Sättigung zu halten. Damit wird der Leistungstransistor
T3 entsättigt und seine Kollektor-Emitter-Spannung UCE3 steigt soweit an, daß die
Diode D leitend wird. Damit erfolgt durch den Treibertransistor T2 eine Verstärkung
des Basisstroms iB2. Die Schaltung wirkt also als Darlingtonschaltung. Da der Treibertransistor
T2 nunmehr an den Kollektor des Leistungstransistors T3 angekoppelt ist, ergibt
sich folgende Kollektor-Emitter-Spannung UCE UCE3 UBE3 + UCE2 + UD In Bereich hoher
Kollektorströme ic ist also der Spannungsabfall am Leistungstransistor T3 um die
Durchlaßspannung UD der Diode D erhöht. Damit ergibt sich also
eine
Erhöhung der Verlustleistung im Bereich hoher Kollektorströme i. Wenn ran als Diode
D eine Schottky-Diode mit niedriger Durchlaßspannung verwendet, kann diene Verlustleistung.serhöhung
jedoch niedrig gehalten werden.
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Unter den eingangs genannten Voraussetzungen, daß der Leistangatransistor
T3 nur kurzzeitig mit hohen Kollektorströmen betrieben wird, wird die Verlustleistung
des Leistungstransistors T3 insgesamt verringert. Im Bereich niedriger Ströme wird
die Verlustleistung bis zu 40 % reduziert. Damit kann der Leistungstransistor T3
insgesamt höher belastet werden. Die Verlustleistungserhöhung bei kurzzeitigen Spitzenströmen
wirkt sich wegen der thermischen Trägheit von Kühikörpern des Leistungatransistors
T3 auf die Belastbarkeit praktisch nicht aus.
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In Fig. 3 ist eine dreistufige Darlingtonschaltung mit einer Diode
D zwischen Kollektor des Treibertransistors T2 und Kollektor des Vortreibertransistors
T1 dargestellt.
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Mit der Diode D wird analog zum Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 erreicht,
daß bei kleinen Kollektorströmen ic der Vortreibertransistor T1 vom Leistungstransistor
T3 abgekoppelt ist, Die Schaltung arbeitet also bei kleinen Kollektorströmçn ic
nur noch als zweistufige Darlington-Schaltung, wobei für die Kollektor-Emitter-Spannung
UCE3 am Leistungstransistor T3 gilt: UCE3 5 UBE3 + UCE2 In die Kollektor-Emitter-Spannung
UcE3 geht also nur noch ein Basis-Emitter-Schwellwert UBE3 ein. Anstelle der Basts-Emitter-Spannung
des Treibertransistors T2 bei der Schaltungsanordnung ohne Diode D tritt die niedrigere
Kollektor-Emitter-Spannung UcE2 des Treibertransistors.
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Damit wird bei niedrigen Kollektorströmen ic der Spannungsabfall am
Leistungstransistor T3 und damit die Verlustenergie deutlich verringert.
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Bei höherem Kollektorstrom ic reicht dieVerstärkurg des Treibertransistors
T2 allein nicht mehr aus, einen ausreichenden Basisstrom iB3 zu erzeugen. Damit
steigt die Kollektor-Emitter-Spannung UCE3 des Leistungstransistors T3 so weit an,
daß die Diode D leitend wird. Die Anordnung wirkt damit wieder als dreistufige Darlington-Schaltung.
Da der Vortreibertransistor T1 nunmehr wieder an den Kollektor des Leistungstransistors
T3 angekoppelt ist, ergibt sich folgende Kollektor-Emitter-Spannung Uns5: UCE3 =
UBE2 + UBE3 + UCE1 + UD Dabei ist also ebenfalls im Bereich hoher Kollektorströme
iC der Spannungsabfall am Leistungstransistor T3 um die Durchlaßspannung UD der
Diode D erhöht.
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Alternativ kann man entsprechend Fig. 4 die Diode bei einer dreistufigen
Darlingtonschaltung auch zwischen Leistungstransistor T3 und Treibertransistor T2
einfügen. In diesem Fall wird bei kleinen Kollektorströmen ic sowohl der Treibertransistor
T2 als auch der Vortreibertransistor T1 vom Leistungstransistor T3 abgekoppelt.
Die Schaltung arbeitet dann also als normale Transistorschaltung, wobei die Kollektor-Emitter-Spannung
UCE3 am Leistungstransistor T3 gleich dessen Sättigungsspannung UCE3sat ist, solange
der Basisstrom iB3 für den fließenden Kollektorstrom ic ausreicht. Bei kleinen Strömen
1c ist also der Spannungsabfall am Leistungstransistor T3 bei der Schaltung nach
Fig. 4 geringer als bei der Schaltung nach Fig. 3. Da Jedoch bei der Schaltung nach
Fig. 4 bei kleinen Kollektorströmen ic keinerlei Verstärkung des Basisstroms erfolgt,
wird der Leistungstransistor T3 bei geringeren Kollektorströmen 1c als bei der Schaltung
nach Fig. 3 entsättigt. Damit ist also der Punkt, bei dem die Schaltung als dreistufige
Darlington-Schaltung mit entsprechend höheren Verlusten arbeitet, früher erreicht.
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Im einzelnen ist bei dreistufigen Darlingtonschaltungen
anhand
des normalen Betriebsstroms abzuwägen, welche der beiden gezeigten Schaltungen günstiger
ist. Der mögliche Spitzenstrom ist in beiden Schaltungen derselbe. Liegt der normale
Betriebsstrom des Leistungstransistors T3 in einem Bereich, in dem der Basisstrom
iBl ohne Verstärkung ausreicht, den Leistungstransistor T3 in Sättigung zu halten,
so ist die Schaltung nach Fig. 4 günstiger. Ist dagegen beim normalen Betriebsstrom
bereits eine Verstärkung des Basisstroms iBl erforderlich, so wird zweckmäßig die
Schaltung nach Fig. 3 eingesetzt.
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4 Figuren 3 Patentansprüche