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Transistor-Schaltverstärker, insbesondere zur Anwendung bei sich selbst
steuernden Uhrenantrieben Transistoren und insbesondere Flächentransistoren werden
wegen ihrer günstigen Eigenschaften in zunehmendem Maße in Schaltverstärkern verwendet.
So lassen sie sich mit Vorteil in elektrischen Impuls-bzw. Schwingungsgeneratoren
oder auch in Verbindung mit rotierenden oder schwingenden mechanischen Systemen
als aktive Verstärkerelemente zur Unterhaltung einer Schwing- oder Drehbewegung
verwenden. Sie werden unter anderem auch als Schaltverstärker in zeithaltenden Anlagen
benutzt.
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So ist es beispielsweise bekannt, zur Unterhaltung einer mechanischen
Schwing- oder Drehbewegung eine Transistorschaltung vorzusehen, bei der zwischen
der Basis und dem Emitter eine Steuerwicklung und zwischen dem Kollektor und dem
Emitter eine Arbeitswicklung vorgesehen ist und bei der lediglich in Serie zu der
Arbeitswicklung eine Gleichspannungsquelle, insbesondere in Foren einer Trockenbatterie
liegt. Ein in der Steuerwicklung erzeugter Spannungsimpuls ruft hierbei in der Arbeitswicklung
einen verstärkten Impuls hervor, der zur Aufrechterhaltung der Schwing- oder Drehbewegung
benutzt werden kann. Ein solches System kann entweder direkt auf das zeithaltende
Glied, z. B. ein Pendel oder eine Unruh einwirken, es kann aber auch das Antriebssystem
eines periodisch oder dauernd umlaufenden Motors bilden, der beispielsweise über
eine Pufferfeder zum Antrieb einer Uhr benutzt wird.
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In allen diesen Fällen liegt die Aufgabe vor, mit Hilfe einer Trockenbatterie,
insbesondere einer Monozelle, eine Uhr über einen längeren Zeitraum anzutreiben,
wobei der Strom in der Arbeitswicklung so konstant wie möglich gehalten werden soll.
Diese Forderung läßt sich mit den heute bekannten Transistorschaltungen auf einfache
Weise nicht erfüllen. Die Ursache hierfür liegt vor allem darin, daß bei den bekannten
mit einem Transistor bestückten Schaltverstärker der Emitter- bzw. Kollektorstrom
in hohem Maße von der angelegten Spannung und von der Temperatur am Transistor abhängig
ist. Die Betriebsspannung einer Trockenbatterie beträgt, so lange sie frisch ist,
etwa 1,7 Volt und sinkt mit zunehmender Erschöpfung und Alterung bei noch ausreichender
Stromlieferung bis auf etwa 0,8 Volt ab. Auch in einem Wohnraum ändert sich die
Temperatur etwa zwischen 10 bis 30' C. Die durch diese Einflüsse hervorgerufene
Änderung des Emitter- oder Kollektorstromes des Transistors bedingen Änderungen
in der Antriebsleistung, welche die Zeitkonstanz dieser Anlagen beeinträchtigen
und mehr oder weniger teuere und komplizierte Kompensationseinrichtungen erforderlich
machen.
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Bei einem Transistorschaltverstärker der oben beschriebenen Art ist
es bereits bekannt, parallel zu der Eingangsimpedanz sogenannte NTC-Widerstände
zu schalten, die die Eigenschaft haben, ihren Widerstand mit wachsender Temperatur
zu verringern. Auch hat man in Serie zu einem oder mehreren dieser NTC-Widerstände
bereits eine Diode geschaltet. Die Temperaturkompensation durch diese NTC-Widerstände
ist jedoch nur unzureichend und der Einfluß der hierzu in Serie geschalteten Diode
vernachlässigbar klein. Die vorgeschlagene Maßnahme hat weiterhin keinerlei Einfluß
auf die Wirkung der im Laufe der Zeit abnehmenden Betriebsspannung. Es müssen also
auch hier noch zusätzliche Maßnahen an der Uhr getroffen werden, um den schädlichen
Einfluß des Absinkens der Betriebsspannung zu kompensieren.
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich ebenfalls auf einen Transistor-Schaltverstärker,
insbesondere zur Anwendung bei sich selbst steuernden Uhrenantrieben, bei dem im
Arbeitskreis des Verstärkers eine nicht konstante Gleichspannungsquelle, insbesondere
eine Trockenbatterie als Energiequelle vorgesehen ist, bei denn zwischen Basis und
Emitter eine Steuerwicklung angeordnet ist und bei dem die im Arbeitsstromkreis
erzeugten Schaltimpulse zum Antrieb eines mechanisch schwingenden oder rotierenden
Systems dienen, durch dessen Bewegung dem Transistor periodisch Steuerimpulse zugeführt
werden. Zur Vermeidung der geschilderten Nachteile wird nach der Erfindung vorgeschlagen,
in den Ar= beitsstromkreis einen relativ niederohrnigen Spannungsteiler einzuschalten
und einen nichtlinearen, insbesondere von einem Halbleiter gebildeten Widerstand
mit exponentiell verlaufender Strom-Spannungs-Charakteristik zwischen einem Punkt
des Spannungsteilers und der Basis des Transistors einzuschalten,
der
oberhalb einer bestimmten Klemmenspannung und damit oberhalb einer vorgegebenen
unteren Grenzspannung für die Gleichspannungsquelle einen relativ niederohmigen
Nebenschluß zur Basis-Emitter-Diode bzw. zur Kollektor-Basis-Diode des Transistors
und damit in Serie liegenden Teilwiderstand des Spannungsteilers bildet.
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Der nichtlineare Widerstand kann hierbei aus einer Halbleiterdiode
mit ausgeprägtem Knick in der Strom-Spannungs-Kennlinie bestehen, die gleichsinnig
zur Emitter-Basis-Strecke des Transistors gepolt mit der Basis des Transistors und
einer Anzapfung des Spannungsteilers verbunden ist.
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Arbeitet der Transistorverstärker in Emitterschaltung, so kann in
der Emitterzuleitung des Transistors ein Widerstand vorgesehen sein, an dem die
Diode an geeigneter Stelle angeschlossen ist. Dieser Widerstand kann jedoch eingespart
werden, wenn die im Kollektorkreis des Transistors vorgesehene Arbeitswicklung selbst
als Spannungsteiler ausgebildet wird, derart, daß die Diode an eine Anzapfung der
Arbeitswicklung angeschlossen wird.
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Eine besonders günstige Schaltung mit hohem Wirkungsgrad ergibt sich,
wenn die Arbeitswicklung des Schaltverstärkers ganz oder zu einem überwiegenden
Teil in der Emitterzuleitung liegt und hierbei auch den Spannungsteiler zum Anschluß
der Diode bildet.
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Hierbei ist es günstig, die Impedanz der Steuerwicklung größer als
die der Arbeitswicklung vorzusehen und auch den Ohmschen Widerstand der Steuerwicklung
größer als den des Spannungsteilers bzw. der als Spannungsteiler ausgebildeten Arbeitswicklung
zu machen.
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Die Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung
von Ausführungsbeispielen an Hand der Zeichnung. In der Zeichnung stellt dar F i
g. 1. eine Transistorschaltung nach der Erfindung mit einer von dem Spannungsteiler
getrennten Arbeitswicklung, F i g. 2 eine Transistorschaltung nach der Erfindung,
bei der der Spannungsteiler und die Arbeitswicklung miteinander vereinigt sind,
F i g. 3 ein Ersatzschaltbild für die Schaltanordnung gemäß F i g. 1 und 2, F i
g. 4 ein Diagramm von Strom-Spannungs-Kennlinien von Transistor und Diode.
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F i g. 5 ein Diagramm von Strom-Spannungs-Kennlinien des Transistors
zur Erläuterung der Wirkungsweise der vorgeschlagenen Schaltung.
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In F i g. 1 stellt Ziffer 1 z. B. einen pnp-Flächentransistor
dar, in dessen Stromkreis zwischen Basis und Emitter eine Steuerspule 2 liegt. In
dem Arbeitskreis des Transistors zwischen dem Kollektor und dem Emitter liegt eine
Spannungsquelle 3 und in Serie dazu eine Arbeitswicklung 4. Mit diesen Elementen
allein stellt die Schaltung gemäß F i g. 1 eine normale Emitterschaltung dar. Nach
der Erfindung liegt nun in der gemeinsamen Zuleitung zu dem Emitter des Transistors
1 ein Spannungsteiler 5. Weiterhin ist zwischen einem Punkt 6 der Basiszuleitung
und einem Punkt 7 auf dem Spannungsteiler 5 eine Diode 8 eingeschaltet.
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Bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 ist an Stelle des Spannungsteilers
5 eine Arbeitswicklung 9 in die Emitterzuleitung des Transistors 1 eingeschaltet,
wobei an einer geeigneten Stelle 7 dieser Arbeits wicklung 9 wieder die eine Zuleitung
der Diode 8 angeschlossen ist. Im übrigen liegt auch hier zwischen der Basis des
Transistors und dem positiven Pol der Spannungsquelle die Steuerwicklung 2. Ohne
die zwischen den Stellen 6 und 7 eingeschaltete Diode 8 stellt die Schaltung in
F i g. 2 eine normale Kollektorschaltung dar, wie sie als sogenannter Impedanzwandler
bekannt ist. Bei dieser Schaltung fließt der Steuerstrom auch durch die Arbeitswicklung,
und es ist die Spannungsverstärkung immer kleiner als 1.
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Zur Erläuterung der in F i g. 1 und 2 dargestellten Schaltungen wird
im folgenden auch auf das Ersatzschaltbild in F i g. 3 und die Diagramme in F i
g. 4 und 5 Bezug genommen. In F i g. 3 stellt im einzelnen dar: Wz den Ohmschen
Widerstand der Steuerwicklung 2, W4 den Ohmschen Widerstand der Arbeitswicklung
4, Wlo und W11 den Ohmschen Widerstand des Spannungsteilers, W l, den mit
der angelegten Spannung veränderlichen Widerstand der Basis-Emitter-Diode in Durchlaßrichtung,
W1. den veränderlichen Widerstand der Kollektor-Basis-Diode im leitenden Zustand
des Transistors, Ws den veränderlichen Widerstand der zwischen den Punkten 6 und
7 eingeschalteten Halbleiterdiode in Durchlaßrichtung. Der innere Widerstand der
Spannungsquelle 3 kann bei dieser Betrachtung vernachlässigt werden. Mit Ziffer
10 ist noch die Impulsspannungsquelle in Serie zu dem Widerstand Wz bezeichnet.
Das in F i g. 3 gezeigte Ersatzschaltbild ist auch auf die Schaltung gemäß F i g.
2 anwendbar, wobei lediglich der Arbeitswiderstand W4 zu Null wird und, wie dies
in F i g. 2 angedeutet ist, die Arbeitswicklung 9 selbst die beiden Widerstände
Wlo und W11 des Spannungsteilers in der Emitterzuleitung bildet.
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Zunächst soll die Wirkungsweise der benutzten Transistorschaltungen
als Schaltverstärker ohne die vorgeschlagene Kompensation betrachtet werden. Liegt
kein Schaltimpuls oder ein Schaltimpuls mit falschem Vorzeichen zwischen Basis und
Emitter, so ist der Transistor 1 gesperrt, d. h., dessen Widerstand ist im Vergleich
zu dem Widerstand der Arbeitswicklung so hoch, daß der gesamte Spannungsabfall an
dem Transistor liegt. Erhält jedoch die Basis im vorliegenden Fall eine ausreichend
hohe negative Steuerspannung, so fließt durch die in Durchlaßrichtung gepolte Basis-Emitter-Diode
mit dem Widerstand Wlz ein mit wachsender Spannung zunehmender Strom, bis der Transistor
durchgesteuert ist. Dieser Arbeitspunkt ist in F i g. 5 mit b bezeichnet. Im durchgesteuerten
Zustand liegt der Arbeitspunkt immer am Knick der U("/Ic-Kennlinie. Je nach der
Spannung der Spannungsquelle 3 ist der maximale Basisstrom verschieden, und zwar
wächst er mit zunehmender Batteriespannung. In F i g. 4 stellt die Kurve
11 den Verlauf des Basisstromes in Abhängigkeit von der Batteriespannung
dar. Das Mitziehen des Basisstromes durch die zwischen Kollektor und Emitter liegende
Batteriespannung zeigt sich auch in dem Strom-Spannungs-Diagramm gemäß F i g. 5,
in dem in Abhängigkeit von der Batteriespannung die bei einem konstanten Arbeitswiderstand
auftretenden Stromstärken bei zwei verschiedenen Spannungen zwischen Basis und Emitter
(Kurven 13 und 14) dargestellt sind.
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Hat nun die Batterie z. B. eine Spannung von 1,7 Volt, so liegt im
gesperrten Zustand des Transistors diese gesamte Spannung an den Widerständen W1,=
und W13, wobei der durch den Arbeitswiderstand fließende Strom Null ist (Punkt a
in F i g. 5).
Beim Auftreten einer negativen Impulsspannung an der
Basis des Transistors wird dieser durchgesteuert, so daß jetzt durch den Arbeitswiderstand
ein Strom 1i fließt (Punkt b der Kennlinie), wobei an dem Transistor der Spannungsabfall
UT und an dem Arbeitswiderstand der Spannungsabfall Uw auftritt. Nimmt im Laufe
der Zeit die Betriebsspannung ab, etwa bis auf einen Wert von 1,0 Volt, so ist der
im durchgesteuerten Zustand des Transistors auftretende Strom 12 entsprechend dem
Punkt c der Strom-Spannungs-Kennlinie 13 bzw. 14 des Transistors. Es zeigt sich,
daß entsprechend der Abnahme der Betriebsspannung im durchgesteuerten Zustand auch
der durch den Arbeitswiderstand fließende Strom abgenommen hat.
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Mit dem in Serie zu dem.Basis-Emitter-Widerstand liegenden Spannungsgeiler
5 bzw: den Widerständen W10 und W11 einerseits und der parallel hierzu liegenden
Diode 8 bzw. dem Widerstand W8 andererseits treten nun folgende Verhältnisse ein:
Bis zu einem gewissen Spannungsabfall in der Diode 8 leitet diese praktisch nicht
oder weniger als die Basis-Emitter-Diode, wodurch sich die Verhältnisse gegenüber
dem bisherigen Zustand kaum unterscheiden. Von einer gewissen Spannung ab jedoch
nimmt die Leitfähigkeit der Diode 8 stark zu und soll wesentlich größer werden als
die Leitfähigkeit der Basis-Emitter-Diode. In F i g. 4 ist mit Ziffer 12 die Kennlinie
dieser parallel geschalteten Diode 8 dargestellt, die etwa bei 1 Volt Betriebsspannung
und einem entsprechenden Bruchteil Klemmspannung einen scharfen Knick aufweist.
Da im durchgesteuerten Zustand des Transistors an dem Spannungsteiler w101
W il ein gewisser von dem Arbeitsstrom hervorgerufener Spannungsabfall liegt,
wird die Diode 8 mit einer höheren Spannung als die Basis-Emitter-Diode Wl. beaufschlagt.
Dies bewirkt, daß von einer Spannung, größer als etwa 1 Volt der Batteriespannung
ab, der überschuß des Basisstromes praktisch vollständig von der Diode 8 aufgenommen
wird, so daß also bei einer Betriebsspannung größer als 1 Volt der durch die Basis-Emitter-Diode
fließende Strom konstant gehalten und eventuell sogar mit wachsender Spannung verkleinert
werden kann. Dies bedeutet weiterhin, daß auch mit über 1 Volt zunehmender Batteriespannung
der Arbeitspunkt die zur UB-Achse parallele Gerade 15 nicht verläßt und somit der
Arbeitspunkt bei UB =1,7 Volt bei d liegt (F i g. 5). Mit wachsender
Betriebsspannung wird somit der zusätzliche Spannungsabfall vollständig von dem
Transistor aufgenommen, wobei durch den Arbeitswiderstand immer der gleiche Strom
12 fließt.
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Da der in F i g. 1 vorgesehene Spannungsteiler 5 einen Teil der in
dem Arbeitsstromkreis entstehenden Leistung verbraucht, ist man bestrebt, die Größe
dieses Widerstandes so klein wie möglich zu halten. Dies bedingt jedoch eine auf
relativ kleine Spannungen ansprechende Diode B. Günstiger liegen die Verhältnisse
bei dem Ausführungsbeispiel gemäß F i g 2, bei dem der Arbeitswiderstand mit diesem
Spannungsteiler vereinigt ist. Hierbei kann der Punkt 7 auf der Arbeitswicklung
9 ebenfalls so gewählt werden, daß der Beginn der Kompensation von einer bestimmten
Spannung an erfolgt. Zweckmäßig wird hier der Widerstand der Steuerwicklung 2 im
Vergleich zu der Arbeitswicklung 9 größer gewählt bzw. dessen Ohmscher Widerstand
größer als der Ohmsche Widerstand des Spannungsteilers bzw. der Arbeitswicklung.
Bei der in F i g. 2 dargestellten. Schaltung tritt zwar eine Spannungsverstärkung
nicht auf, durch den relativ kleinen Widerstand der Arbeitswicklung 9 kann jedoch
erreicht werden, daß in dieser ein sehr viel höherer Strom fließt als in der Steuerwicklung
2. Die Impedanz der Steuerwicklung 2 muß deshalb hoch gewählt werden, damit eine
ausreichend hohe Steuerspannung an dem Basispunkt 6 auftritt, da erst, wenn diese
Steuerspannung negativer ist 21s die Spannung an dem Emitter, der Transistor leitend
wird.
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Wird diese minimale Steuerspannung überschritten, so wird der Transistor
leitend, wobei jedoch die Größe des Basisstromes sich unabhängig von der Größe der
Steuerspannung auf einen konstanten Wert einstellt. Die parallel zur Basis-Emitter-Diode
geschaltete Diode 8 bewirkt somit auch, daß die Anordnung oberhalb einer .Mindestspannung
völlig unempfindlich gegen Schwankungen der Steuerspannung wird.
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Ein weiterer wesentlicher Vorteil der vorgeschlagenen Schaltung besteht
darin, daß diese gegen Exemplarstreuungen der Transistoren sehr unempfindlich ist
und daß bei geeigneter Wahl der Dioden auch eine vollständige Temperaturkompensation
erreicht werden kann. So können Halbleiterdioden benutzt werden, deren Temperaturabhängigkeit
etwa gleich der des Transistors ist, so daß also mit zunehmender Temperatur und
zunehmender Leitfähigkeit des Transistors die Leitfähigkeit der Diode in gleichem
Maß zunimmt.
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Statt einen besonderen Spannungsteiler 5 in die Emitterzuleitung des
Transistors zu legen oder an dieser Stelle den Arbeitswiderstand 9 der Schaltung
vorzusehen, kann der Punkt 7 der Diodenzuleitung bei der Schaltung gemäß F i g.
1 auch an einen Punkt der Arbeitswicklung .4 gelegt werden. Der nichtlineare Widerstand
bildet hierbei einen Nebenschluß zur Kollektor-Basis-Diode des Transistors, der
Spannungsquelle und dem danach in Serie liegenden Teilwiderstand des Spannungsteilers.
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Bei einer entsprechenden Charakteristik der Halbleiterdiode 8 könnte
bei dem Beispiel in F i g. 2 der Abgriffpunkt 7 auch an dem einen oder anderen Ende
des als Spannungsteiler ausgebildeten Arbeitswiderstandes 9 liegen.
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Die nach der Erfindung vorgeschlagene Kompensationsschaltung eignet
sich in allen den Fällen, wo es auf eine besonders hohe Konstanz des Emitter-bzw.
Kollektorstromes ankommt. Dies ist vor allem bei Impulsmotoren zum Antrieb von Uhren
oder bei Schaltanordnungen zum direkten Antrieb des Gangordners einer Uhr, z. B.
eines Pendels oder einer Unruh, der Fall. Die vorgeschlagene Schaltung eignet sich
aber auch zum Bau von Kipp- und Schwingschaltungen aller Art mit einer Rückkopplung
zwischen Arbeits- und Steuerwicklung oder ganz oder teilweise vorhandener Fremderregung.
Wesentlich erscheint hierbei immer, daß durch den beim Durchschalten des Transistors
auftretenden Arbeitsstrom an einem nicht zu großen Widerstand eines Spannungsteilers
ein Spannungsgefälle erzeugt wird und an einem definierten Punkt dieses Spannungsgefälles
ein mit der Basis verbundener weiterer Widerstand, z. B. eine Diode, gelegt wird,
der oberhalb einer bestimmten Klemmenspannung und damit oberhalb einer vorgegebenen
Betriebsspannung einen relativ niederohmigen Nebenschiuß zu dem Widerstand der Basis-Emitter-Diode
bzw. der Kollektor-Basis-Diode
und dem damit in Serie liegenden
Teilwiderstand des Spannungsteilers bildet.