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Bistabile Kippanordnung mit Tunneldioden und Schalttransistoren Die
Erfindung betrifft eine bistabile Kippanordnung, die auf dem Zusammenwirken von
Esaki-Dioden und Halbleiterschaltvorrichtungen beruhen.
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Die Eigenschaften und die Arbeitsweise der Esaki-oder Tunnel-Dioden
sind der Fachwelt hinreichend bekannt, da seit der ersten Veröffentlichung über
diesen Gegenstand durch Leo E s a k i (Physical Review, January l95@ S. 603/604,
»New Phenomenon in Narrow Gernianiüfii P-N Junctions«) eine große Zahl von Schaltungen
bekannt wurden, welche von den Eigenschaften dieses Diodentyps, insbesondere von
dessen teilweiser negativen Kennlinie Gebrauch machen.
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1m allgemeinen läßt man bei solchen Schaltanordnungen die Tunneldiode
auf eine in der Regel lineare Last arbeiten, deren Kennlinie so zur Diodenkennlinie
orientiert ist, daß von den entstehenden drei Schnittpunkten je einer in den ersten
und zweiten positiven Teil und der dritte in den negativen Teil der Tunneldiodenkennlinie
fallen. Diese Anordnung wird aber besonders bei Benutzung hoher Stromwerte für die
erste stabile Lage im ersten positiven Kennliniengebiet der Diode, welches den kleineren
Spannungen zugeordnet ist, störanfällig, da bereits geringe, z. B. durch Rauscheffekte
oder eine unstabilisierte Stromquelle verursachte Spannungsschwankungen ein unbeabsichtigtes
Kippen des Arbeitspunktes aus der ersten in die zweite stabile Lage bewirken können,
was einer Fehlschaltung entspricht. Zur Vermeidung dieses Übelstandes müßte man
hohe Toleranzen einhalten und Störsignale von der Schaltung fernhalten. Als weitere
Gegenmaßnahme besteht die Möglichkeit, die Kennlinie der linearen Last parallel
zu sich selbst relativ zur Diodenkennlinie zu verschieben, derart, daß die von der
Lastgeraden auf der Strom- und Spannungskoordinate gebildeten Achsenabschnitte einen
kleineren Betrag erhalten. Hierdurch wird zwar die Störanfälligkeit in der Gegend
der ersten stabilen, den geringen Spannungen zugeordnete Lage beseitigt, daf ür
rückt jedoch die zweite, den höheren Spannungen zugeordnete stabile Lage näher an
den negativen Teil der Diodenkennlinie, wodurch nunmehr die obengenannten Nachteile
für den zweiten stabilen Punkt der Kippanordnung zutreffen.
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Alle genannten Nachteile werden dadurch beseitigt, daß man die Tunneldiode
auf eine Last arbeiten läßt, welche durch die Emitter-Basisstrecke eines Schalttransistors
realisiert wird, deren Widerstand sehr viel größer als derjenige der Diode ist,
so daß der genannte Parallelzweig im Grenzfall eine Leerlaufbelastung darstellt.
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Weitere den Erfindungsgegenstand betreffende Einzelheiten ergeben
sich aus der Beschreibung, den Unteransprüchen sowie aus den Schaltzeichnungen.
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Fig. 1 stellt ein grundsätzliches Ausführungsbeispiel der Erfindung
dar; Fig. 2 zeigt die Kennlinie einer Esaki-Diode, wie sie in dem Ausführungsbeispiel
von Fig. 1 verwendet wird; Fig. 3 veranschaulicht die Schaltmerkmale eines in dem
Ausführungsbeispiel von Fig.l verwendeten Halbleiterschaltelements; Fig.4 stellt
ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung dar; Fig.5 zeigt die Strom-Spannungs-Charakteristik
der in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 4 verwendeten Esaki-Dioden; Fig.6 veranschaulicht
ein weiteres Ausführungsbeispiel, Fig. 7 stellt ein zusätzliches Ausführungsbeispiel
dar; Fig.8 zeigt eine zeitliche Folge von Eingangssignalen und von Ausgangssignalen,
die beim Betrieb des Ausführungsbeispiels von Fig. 7 erzeugt werden.
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Gemäß Fig. 1 ist eine Esaki-Diode E mit einem Transistor T1 gekoppelt,
der eine Basiselektrode 10, eine Kollektorelektrode 12 und eine Emitterelektrode
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besitzt. Die Kollektorelektrode 12 ist über einen Widerstand RL mit einer
Spannung -f- Y verbunden. Die Basiselektrode 10 des Transistors TI ist an
eine
Klemme 16 angeschlossen, die mit der Esaki=Diode E verbunden
ist. Eine ebenfalls mit der Klemme 16 verbundene Stromquelle Is legt den Arbeitspunkt
der Tunneldiode und des Schalttransistors T, fest.
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In Fig.2 sind verschiedene Spannungen mit den Bezeichnungen V,., VZ,
V3 und V4 versehen. Diese Spannungswerte entsprechen dem Maximal- und Minimalstrom
der Charakteristik 18 bzw. deren Schnittpunkten P und Q mit der Leerlauflastkennlinie
20 der Stromquelle Is. Die Kurve 18 von Fig. 2 weist einen ersten Bereich positiven
Widerstandes für einen Bereich niedriger Spannungen auf, dann folgt ein Maximalstrom
InLax bei der Spannung V2, dann ein weiterer Bereich negativen Widerstandes bis
zu einem Stromwert Imin bei der Spannung V3 und dann ein Bereich positiven Widerstandes.
Wie die Belastungslinie 20 erkennen läßt, besitzt die Diode E die Eigenschaft, leerlaufbistabil
und kurzschlußstabil zu sein.
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Kurve 22 in Fig. 3 zeigt den Emitterstrom 1e in Abhängigkeit von der
Basisspannung (Vb) des Transistors T,. Der Basisspannungswert V5 entspricht einem
Emitterstrom, der die Sättigung des Transistors T, bewirkt. Der Strom i, durch den
Kollektor 12 ist gleich <x - 1e und erzeugt einen Spannungsabfall über
RL, der etwa gleich + V ist. Hierbei erreicht der Kollektorstrom i, einen Höchstwert.
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Die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Bereichen positiven Widerstands
in der Kennlinie 18 für die Esaki-Diode E ist abhängig von dem Halbleitermaterial,
aus dem sie besteht. Wenn daher eine Esaki-Diode so ausgewählt wird, daß die Spannung
V4 in Fig. 2 der Spannung Y, von Fig. 3 gleicht oder größer ist, kann die Esaki-Diode
den Transistor T,. zur Sättigung vorspannen. Dabei wird angenommen, daß dem Transistor
die Leerlauf-Belastungskurve 20 entspricht. Diese Annahme ist berechtigt, da es
Esaki-Dioden gibt, die einen Maximalstrom angrenzend an den Bereich negativen Widerstandes
aufweisen, der zwischen einigen Miniampere und mehreren Ampere liegt. Die Esaki-Diode
wird so ausgewählt, daß der vom Transistor während des leitenden Zustandes aufgenommene
Basisstrom ein kleiner Bruchteil des maximalen Diodenstroms ist.
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Die in Fig. 1 gezeigte Schaltung ist so bemessen, daß beim Betreiben
der Esaki-Diode E im P-Zustand der Transistor abgeschaltet wird; wenn dagegen die
Diode E im Q-Zustand betrieben wird; ist der Transistor T1 gesättigt bei einer entsprechenden
Kollektorspannung von etwa 0 V.
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Durch die Verwendung einer Vorrichtung, die eine Leerlauf-Belastungskurve
aufweist, wie sie in Fig. 2 durch die Belastungslinie 20 dargestellt ist, ist daher
jetzt eine starke Reduzierung der Toleranzerfordernisse möglich. Bei Verwendung
einer Last, die eine Kennlinie gemäß der gestrichelten Kurve 24 in Fig. 2 aufweist,
würde eine leichte Schwankung der Stromversorgung oder ein kleines Rauschsignal
aus der Eingangsleitung die Diode durch ihren Bereich negativen Widerstandes hindurch
aus dem Bereich niedriger Spannung in den Bereich höherer Spannung schalten. Dieser
Nachteil läßt sich verringern durch Erniedrigung des Stromflusses durch die Esaki-Diode,
dabei wird jedoch der stabile Arbeitspunkt auf der Seite hoher Spannung des Bereichs
negativen Widerstandes näher an ihre Schaltschwelle gebracht, und Schwankungen -in
der Energieversorgung oder Rauschsignale würden wieder falsche Schaltvorgänge auslösen.
Im Falle der Lastlinie 20 von Fig. 2 werden eine maximale Rauschabweisung sowie
höhere Toleranzen erreicht und die vorgenannten Nachteile beseitigt. Wegen der Lage
der Kennlinie der Leerlauflast hat die Spannungsdifferenz zwischen den P- und Q-Betriebszuständen
einen Höchstwert und erzeugt so eine Spannungsänderung zur Steuerung des Zustandes
von T,_. Dies ist insofern vorteilhaft, als Esaki-Dioden und Transistoren aus demselben
Halbleitermaterial zusammen verwendet werden können. Zum Beispiel erstreckt sich
für einen Germanium-Drift-Transistor der Spannungsabfall zwischen Emitter und Basis,
wenn etwa 6 mA durch den Emitter des Transistors fließen, von 0,22 bis 0,32 V. Für
die gegenwärtig verfügbaren Germanium-Esaki-Dioden betragen die Spannungen an den
beiden Schwellen des Bereichs negativen Widerstandes (V2 und V3 in Fig. 2) etwa
0;05 und 0,25 V, so daß der Betrieb nahe diesen Punkten eine zum Betreiben des obengenannten
Transistors ungenügende Änderung erzeugen würde. Durch Verwendung der Leerlauf-Lastlinie
betragen jedoch die Vl und V4 in Fig. 2 entsprechenden Spannungen etwa 0,03 und
0,45 V. Deshalb können Esaki-Dioden und Transistoren aus Germanium-Halbleitermaterial
bestehen.
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Infolge der oben beschriebenen Belastungsverhältnisse besitzt die
Esaki-Diode keine Stromverstärkungswirkung, die für die Schaltung erforderliche
Verstärkung wird vielmehr durch den Transistor bewirkt, wobei die Esaki-Diode wegen
ihrer Speicherwirkung sowie zur Überwindung der genannten Toleranz- und Störschwierigkeiten
benutzt wird.
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Nun sei wieder auf die Schaltung von Fig. 1 Bezug genommen. Wenn die
Diode E im stabilen Arbeitszustand P arbeitet, dessen Lage auf der I-Achse durch
die Stromquelle 1s festgelegt wird, ist der Transistor T, nichtleitend. Bei Anlegung
eines Eingangssignals lin positiver Polarität an die Klemme 16, das gleich
dem Wert (Im"" - IL) oder größer ist, wird nach Fig. 2 der Arbeitspunkt der
Esaki-Diode E zwangläufig in Richtung auf den Bereich negativen Widerstandes bewegt.
Die Diode E schaltet um, wodurch der Arbeitspunkt in die Lage Q übergeht. Hierbei
wird die Spannung V4 an die Emitter-Basis-Elektroden 14-10 des Transistors T; gelegt.
Da die Spannung V9 gleich der Spannung V5 in Fig. 3 oder größer ist, wird der Transistor
T, in den Sättigungszustand geschaltet. Bleibt der Eingangsstrom bestehen, so liegt
der Arbeitspunkt über dem Punkt Q um einen Wert, der gleich der Größe des Eingangsstroms
ist. Da der Transistor gesättigt ist, beeinflußt das aber nicht seinen Ausgang.
Daher ist der Kollektorausgang von T, konstant, unabhängig davon, ob das Eingangssignal
bestehen bleibt oder nicht. Wenn die Schaltung im Q-Zustand arbeitet und ein negativer
Eingangsstromimpuls litt der Klemme 16 zugeleitet wird, der imstande ist, den Strom
durch die Esaki-Diode auf den Wert Imin oder darunter zu reduzieren, schaltet die
Diode zurück in den Bereich niedriger Spannung, und der Transistor wird in den nichtleitenden
Zustand geschaltet. Die Abschaltung des Transistors T, tritt wieder ein, ohne Rücksicht
darauf, ob der negative Eingangsstrom endet oder nicht.
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Die Schaltung von Fig. 4 enthält einen mit hoher Geschwindigkeit arbeitenden
komplementären Trigger (Flip-Flop), der die im Ausführungsbeispiel von Fig. 1 erklärten
Grundsätze verwendet. Diese Schaltung ist in der Lage, mit hoher Widerholungsfrequenz
zu
arbeiten (> 10 Megahertz). Für einige Elemente werden in Fig.
1 und 4 gleiche Bezugszeichen verwendet, da ihre Funktion und Wirkungsweise in der
Schaltung übereinstimmen. Bei der Triggerschaltung von Fig. 4 sind zwei Tunneldioden
El und E2 vorgesehen, die durch eine Quelle 1's und zwei Widerstände RE, und
RE, zur Festlegung ihres Arbeitsruhepunktes mit Gleichstrom versorgt werden.
Die Schaltung ist so aufgebaut, daß sich der Strom 1s zwischen den Widerständen
RL, und R1"2 so aufteilt, daß 2 . Is durch jede Tunneldiode E, und E2 fließt. Zwei
PNP-Transistoren T, und T2 sind vorgesehen, deren Basiselektroden 40 bzw. 42 an
zwei Klemmen 44 bzw. 46 angeschlossen sind. Die Transistoren T, und T2 haben
außerdem Emitterelektroden 48 bzw. 50 und Kollektorelektroden 52 bzw. 54. Die Kollektorelektroden
52 und 54 sind jede über zwei Kollektorwiderstände R,, bzw. R" an eine Quelle
- V, angeschlossen.
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Die Emitter 48 und 50 der Transistoren T, bzw. T2 sind gemeinsam an
eine Emitterstromquelle 1e angeschlossen. Eine Quelle 56 ist an die Klemme
44 des Triggers angeschlossen und dient zu dessen »Einstellung«, d. h. zu
Umschaltung des Triggers von seinem ersten in seinen zweiten stabilen Zustand, während
eine an die Klemme 16 angeschlossene Quelle 58 den Trigger »zurückstellt«.
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Fig. 5 stellt die Abhängigkeit 1= f (V) für die Tunneldioden
El und E2 von Fig. 4 dar. Die Kurve 60 zeigt die Kennlinie für jede der Tunneldioden
E. Mehrere Lastlinien 62, 64 und 66 stellen die verschiedenen Lastkurven zur Tunneldiode
Ei und E2 dar, und zwar ist bei diesen Kurven angenommen worden, daß die Transistoren
T, und T2 keine Belastung darstellen. (Leerlauf). Die Linie 64 schneidet die Kurve
60 an den Punkten P und Q, die zwei stabilen Arbeitszuständen der Tunneldioden E
bei den Spannungswerten V, und V4 entsprechen.
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Es sei nun angenommen, daß die Diode Ei im stabilen Zustand Q und
die Diode E2 im stabilen Zustand P arbeiten. In diesem Zustand ist die Basis 42
von T2 um den Wert (V4- V,) negativer als die Basis 40 von T,. Die Tunneldioden
E sind so gewählt, daß (V4- V) größer ist als der Emitter-Basis-Abfall jedes
Transistors. Daher leitet T2, und T, bleibt nichtleitend. Um die Erklärung zu erleichtern,
bezeichnet nachstehend der Ausdruck »EIN« den leitenden und »AUS« den nichtleitenden
Zustand eines Transistors. Die Widerstände RE, und RE2 sind so groß, daß die durch
E, und E2 fließenden Ströme trotz der unterschiedlichen Spannung über diese Tunneldioden
nicht stark voneinander abweichen. Diese Verhältnisse sind in Fig. 5 durch die verschiedenen
Lastlinien 62 und 66 dargestellt. Die Lastlinie 62 stellt die Operation der Tunneldiode
E, oder E2 dar, die im stabilen Zustand P ist, während die Lastlinie 66 den Betrieb
der Tunneldiode E, oder E2 im stabilen Zustand Q veranschaulicht. Daher bleiben
die Dioden E, und E2 beide im bistabilen Wirkungsbereich.
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Wenn in Fig. 4 die Quelle 58 einen Stromimpuls mit einer Amplitude
von Is oder größer liefert, teilt sich dieser Strom zwischen RE, und RE, auf. Daher
fließt ein Strom Z . Is oder größer durch die Diode E2 und schaltet sie in den Q-Zustand,
während die Diode E, in den P-Zustand geschaltet wird, wodurch der Transistor T,
leitend »EIN« und der Transistor T2 nichtleitcnd »AUS« werden. Befindet sich der
Trigger im beschriebenen »rückgestellten« Zustand, und die Quelle 56 sendet zur
Klemme 44 einen Stromimpuls von 1s oder einem größeren Wert, teilt sich dieser Strom
wieder zwischen den Widerständen. RE, und RE-. auf, und es fließt ein Strom Z
. Is oder größer durch El und schaltet diese Diode aus dem P- in den 0-Zustand,
während gleichzeitig die Diode E2 aus dem Q-in den P-Zustand gebracht wird, wodurch
die Transistoren T2 EIN- und T, AUS-geschaltet werden.
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Wird nun ein Stromimpuls durch die Quelle 56 angelegt, während der
Trigger im Einstellzustand ist, oder durch die Quelle 58, wenn er im Rückstellzustand
ist, wird die Diode E, bzw. E2 weiter in den Q-Zustand hineingetrieben, während
die andere weiter in den P-Zustand gelangt. Der Zustand des Triggers bleibt also
unverändert.
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Wenn die Triggerschaltung von Fig. 4 »eingestellt« ist und in diesem
Zustand arbeitet, befindet sich Transistor T2 im EIN- und T, im AUS-Zustand. Wird
nun ein negativer Strom durch die Quelle 56 an die Klemme 44 gelegt, so erfolgt
eine »Rückstellung« des Triggers. Dieser Strom hat wieder mindestens die Größe Is
und teilt sich auf zwischen den Widerständen RE, und RE2. Durch den negativen Strom
wird der die Diode E2 durchfließende Strom erhöht, und die Diode E2 wird daher aus
dem P- in den Q-Zustand geschaltet. Ähnlich wird durch einen negativen Stromimpuls,
der der Klemme 46 durch die Quelle 58 zugeführt wird, wenn die Triggerschaltung
im »Rückstell«-Zustand ist, der Trigger »eingestellt«. Es können also entweder positive
oder negative Eingangsströme benutzt werden.
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Die Entscheidung, welcher der Transistoren T, oder T2 in den EIN-Zustand
geschaltet wird, erfolgt durch die Spannungsdifferenz an den Tunneldioden El und
E2. Daher arbeitet der Trigger ebensogut, wenn El und E2 in der Schaltung ausgetauscht
und die Quelle 1s entsprechend umgekehrt werden. Außerdem können NPN-Transistoren
an Stelle von PNP-Transistoren ebensogut verwendet werden.
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Fig. 6 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel für eine bistabile Kippschaltung,
in. dem zwei PNP-Transistoren T', und T'2 vorgesehen sind, die jeweils eine Basiselektrode
40' bzw. 42', eine Emitterelektrode 48' bzw. 50' und eine Kollektorelektrode
52' bzw. 54' besitzen, wobei die Emitter 48' und 50' an eine Emitterstromquelle
I', angeschlossen sind. Die Kollektorelektroden 52' und 54' von T'2 bzw. T', sind
beide an eine Quelle -V'" über Widerstände R',, bzw. R"2 angeschlossen. Die Basis
40' von T', ist an eine Klemme 44' und die Basis 42' von T'2 über einen Widerstand
R, an eine Klemme 46' angeschlossen. Eine Spannungsquelle + VE ist zwischen der
Basis 42' von T'2 und R, über einen Widerstand R2 angeschlossen. Eine Quelle 56'
ist an die Klemme 44' und eine Quelle 58' an die Klemme 46' angeschlossen, und zwar
liefert diese bei ihrer Erregung Stromimpulse der Größe Is, wie sie in Fig. 5 gezeigt
sind. Die Quellen 56' und 58' dienen zur »Einstellung« und »Rückstellung« der Triggerschaltung.
Außerdem enthält die Schaltung zwei Widerstände R3 und R'3, deren eines Ende an
die Klemmen 44' bzw. 46' angeschlossen ist. Das andere Ende des Widerstandes R'3
ist geerdet, während das andere Ende von R; an eine Quelle + VE angeschlossen ist.
Zwischen den Klemmen 44' und 46' ist eine Tunneldiode E3 angeschlossen, die normalerweise
in den stabilen Zustand P (Fig.2 und 5) vorgespannt ist.
Letzteres
erfolgt durch die Quelle + VE und die Widerstände R3 und R'3, wobei
Die Widerstände R, und R2 spannen mittels der Quelle + VB den Transistor
T'2 in den nichtleitenden oder AUS-Zustand in bezug auf die Basiselektrode von T',
vor, wenn die Diode E3 im stabilen Zustand P ist.
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Da die Diode E3 normalerweise im P-Zustand ist, während die Basis
42' positiv vorgespannt ist, ist die Basis 40' von T1 negativ im Hinblick auf die
Basis von T'2 und läßt so T'1 leitend werden. Zur Sicherstellung dieser Vorspannungsverhältnisse
muß, wenn die Diode E3 im P-Zustand ist, der Spannungsabfall über R1 größer sein
als die Spannung V1 an der Diode E3. Bei Betätigung der Quelle 56' wird ein Impuls
der Größe 1,s an die Klemme 44' angelegt und teilt sich zwischen R3 und R'3 auf,
um die Diode E3 in den Q-Zustand zu schalten. Die Spannungsänderung V4 - V1 genügt,
um die Vorspannung an T'2 um einen Wert zu übersteigen, der größer ist als der Emitter-Basis-Abfall
der Transitoren T', und T'2, und daher wird T'1 nichtleitend, (AUS), während T'2
leitend wird (EIN).
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Ist nun die Diode E3 im stabilen Zustand Q, und die Quelle 58' liefert
einen Stromimpuls der Größe IS, so wird die Diode E3 in den P-Zustand zurückversetzt
und schaltet T'1 EIN und T'2 AUS.
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Wie in dem Ausführungsbeispiel von Fig.4 kann die Schaltung von Fig.
6 gleich gut mit negativen Stromeingangsimpulsen aus den Quellen 56' und 58' oder
mit abwechselnden positiven und negativen Stromimpulsen aus jeder Eingangsquelle
betrieben werden. Wie bei Fig. 4 kann die Diode E3 in der Schaltung umgekehrt werden
bei gleichzeitiger Umkehrung der Vorspannung VE. In diesem Falle muß auch die Polarität
der Quelle Vr so umgekehrt werden, daß T'2 in den EIN- und T'1 in den AUS-Zustand
vorgespannt werden. Auch hier muß die Diode E3 eine Spannungsdifferenz zwischen
dem P- und dem Q-Zustand erzeugen, die gleich oder größer ist als der , doppelte
Emitter-Basis-Spannungsabfall von T'1 und T'2. Für die gegenwärtig verfügbaren Gerrnaniurntransistoren
kann die Tunneldiode E;; aus einem Material bestehen, dessen Energiebandlücke etwa
doppelt so groß wie die des Germaniums ist, um diese Spannungsdifferenz zu gewährleisten.
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In beiden Ausführungsbeispielen von Fig. 1 und 3 erfolgt die Arbeitsweise
mit hoher Geschwindigkeit infolge der sehr kurzen Schaltzeit der Tunneldiode. Die
Tunneldiode folgt den Eingangsimpulsen nur von deren Gleichstrom-Vorspannungspunkt
bis zum Bereich negativen Widerstands, und nach Erreichen dieses Bereichs schaltet
die Diode um mit der für Esaki-Dioden charakteristischen Geschwindigkeit, während
die Zustandsänderung der Triggerschaltung von den Eigenschaften der benutzten Transistoren
abhängt.
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Die oben beschriebenen Triggerschaltungen sind anwendbar für den Aufbau
binärer Triggerschaltungen. Eine solche binäre Kippschaltung ist in dem Ausführungsbeispiel
von Fig. 7 dargestellt. In Fig. 7 wird die Triggerschaltung von Fig. 4 verwendet,
und die Bezugsziffern sind gleich. In Kombination mit der Schaltung von Fig. 4 sind
in der Schaltung von Fig. 7 zwei NPN-Transistoren T3 und T4 vorgesehen, die jeweils
eine Basiselektrode 68 bzw. 70, eine Kollektorelektrode 72 bzw. 76 und eine Emitterelektrode
78 bzw. 80 besitzen. Die Emitterelektroden 78 und 80 von T3 bzw. T4 sind an die
Eingangsklemme 82 angeschlossen, der Eingangssignale lin zugeführt werden. Die Kollektorelektroden
72 und 76 von T3 und T4 sind an geerdete Widerstände Rc, und Rc, und an Klemmen
44" und 46" über zwei Kondensatoren C1 bzw. C2 angeschlossen. Die Basiselektrode
68 von T3 ist an eine Vorspannungsquelle -Vb, und die Basiselektrode 70 von T4 an
den Kollektor 54" von T"2 angeschlossen. Letztere wird ebenfalls durch die Quelle
- Vbl über einen Widerstand Rb, und außerdem durch eine Quelle - Vb2 über einen
Widerstand Rb2 vorgespannt, und zwar ist - Vbz negativer als - Vb,-Klemme 82 ist
zunächst spannungslos. Weiter sei angenommen, daß E'1 im stabilen Zustand Q und
E'2 im stabilen Zustand P arbeiten. Unter diesen Umständen befindet sich nach dem
Vorhergehenden T"2 im EIN- und T", im AUS-Zustand. Deshalb ist die Basis 70 von
T4 in den EIN-Zustand vorgespannt, da sie jetzt positiver als die Basis 68 von T3
ist. Da aber kein Einitterstrom vorliegt (Klemme 82 ist spannungslos), kann T4 nichtleitend
werden. Ebenso liegen die Dinge, wenn die stabilen Zustände von El und E2 ausgetauscht
werden und T", sich im EIN-Zustand befindet. Dann spannen Rbl und Rb2 T4 gegenüber
T3 in den AUS-Zustand vor.
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Wie die Schaltung von Fig. 7 bei Anlegung von Eingangsimpulsen an
die Klemme 82 arbeitet, ist aus Fig; 8 ersichtlich. In Fig. 8 ist eine fortlaufende
Folge von Eingangsimpulsen Ii.. dargestellt, die den Emittern 78 und 80 der Transistoren
T3 bzw. T4 zugeführt werden. In zeitlicher Beziehung zum Eingangsimpuls Iin sind
ein am Kollektor 52" von T"1 erscheinendes Spannungsschema, das über den Widerstand
Re", abgreifbar ist, und ein am Kollektor 54" von T"2 erscheinendes Spannungsschema,
das über den Widerstand Rc", abgreifbar ist, dargestellt. Die an den Widerständen
Re", und RB", erscheinenden Spannungen sind der Form nach komplementär. Eine Änderung
findet statt nach dem Empfang von zwei Eingangsimpulsen, so daß im Verhältnis zu
den Eingangsimpulsen ein binärer Ausgangsimpuls entsteht.
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Wie aus Fig. 7 und 8 hervorgeht, wird zur Zeit t,_ die Eingangsklemme
82 der Schaltung durch einen Eingangsimpuls lin erregt, der genügend groß ist, um
die Transistoren T3 und T4 leitend zu machen, und daher wird je nach dem Zustand
von T"2 einer der Transistoren T3 oder T4 leitend.
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Wenn die Schaltung von Fig.7 im »Einstelle-Zustand ist, bei dem E'1
im Q- und E'2 im P-Zustand arbeiten, (T"1 AUS und T" EIN) und der Eingangsimpuls
lin die Eingangsklemme 82 erregt, spannt der Ausgang von T"2 die Basis 70 von T4
positiv im Verhältnis zur Basis 68 von T3 vor und schaltet so T4 EIN; Bei leitendem
Transistor T4 wird der Kondensator C2 aufgeladen und bewirkt einen Stromfuß negativer
Polarität zur Klemme 46". Diese Einschwingstrom hat dieselbe Wirkung wie ein positiver
Stromimpuls aus der Quelle 56 in Fig. 3, und daher bleibt der Zustand der Schaltung
unverändert. Wenn zur Zeit t2 der Eingangsimpuls Iin auf Null zurückgeht, entlädt
sich der Kondensator C2 und sendet einen Strom positiver Polarität zu der Klemme
46", wodurch E'2 in den Q- und E'1 in den P-Zustand geschaltet, der Transistor T"2
AUS- und der Transistor T", EIN-geschaltet werden. Da T"2 AUS ist, wird T3
jetzt zum Leitendwerden vorbereitet. Eine Leitung erfolgt aber nicht, da Iin gleich
Null ist. Zur Zeit t3 läßt der nächst der Eingangsklemme 82 zugeführte Eingangsimpuls
lin;
T3 leitend werden und lädt dabei den Kondensator Cl auf, wodurch ein Eingangsimpuls
negativer Polarität der Klemme 44" zugeführt wird. Dieser Einschwingimpuls ist einem
positiven Impuls zur Klemme 46" gleichwertig und hat keine Wirkung, wie oben für
das Ausführungsbeispiel von Fig.4 beschrieben. Zur Zeit t4 endet der Impuls Iin,
und der Kondensator Cl entlädt sich und schickt einen positiven Impuls zur Klemme
44", der die Diode E'" in den Q- und E'2 in den P-Zustand schaltet, wodurch wiederum
T", AUS- und T"2 EIN-geschaltet werden.
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Die Transistoren T3 und T4 dienen also zur binären Torsteuerung von
Eingangsimpulsen der Klemme 82 und schalten abwechselnd die Tunneldioden E',. und
E', zwischen ihren stabilen Arbeitszuständen P und Q hin und her, wobei die Transistoren
T",. und T"2 EIN- und AUS-geschaltet werden. Die Torschaltung wird durch den vorherigen
Zustand des Einstell-Rückstell-Triggers so beeinflußt, daß die erforderliche binäre
Torsteuerung des Eingangs-Impulszuges bewirkt wird.
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Um das Verständnis und die praktische Anwendung der Erfindung zu erleichtern
und Fachleuten einen Ausgangspunkt bei der Herstellung der erfindungsgemäßen Schaltung
zu geben, werden nachstehend nähere Angaben für verschiedene Ausführungsbeispiele
gemacht. Dadurch soll aber keine einschränkende Wirkung erzielt werden, da auch
andere Werte für die Bauelemente verwendet werden können.
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In jedem der Ausführungsbeispiele kann es sich bei den Transistoren
T-T4 um Germanium-Drift-Transistoren mit einer oberen Grenzfrequenz im Bereich von
70 Megahertz handeln. Die Dioden E,-E2 können in der Nähe des Bereiches negativen
Widerstandes einen Maximalstrom von 3 mA bei einer Spannung von 0,07 V und einen
Minimalstrom von 0,3 mA bei einer Spannung von 0,3 V aufweisen. Der stabile Zustand
P sei festgelegt durch die Werte 1,5 mA bei 0,025 V, der stabile Zustand Q durch
die Werte 1,5 mA bei 0,47 V. Der Emitterstrom 1e besitzt den Wert von 6,6 mA, während
die Stromstärke der Quelle 1s 3 mA beträgt. Die Widerstände REl und RE2 seien von
der Größenordnung 1300 Ohm, und der Wert der Widerstände Rc, und Re, beträgt etwa
270 Ohm bei einer Spannung V" = -6 V. In dem Ausführungsbeispiel von Fig.
7 besitzt die Spannung - Vb, einen Wert von -6 V und Vb2 einen Wert von -12 V. Der
Widerstand Rb, besitzt den Wert 250 Ohm und der Widerstand Rb2 den Wert 2500 Ohm.
Die Widerstände Rc3 und Rc, können einen Wert von 680 Ohm haben, während 6 mA sowie
68 pF brauchbare Werte für die Eingangsstromimpulse bzw. für die Kondensatoren Cl
und C2 darstellen. Obwohl bei Beschreibung der Wirkungsweise der Schaltung in jedem
der vorgenannten Ausführungsbeispiele eine Leerlauf-Belastungskennlinie gezeigt
wurde, versteht es sich, daß nach Umschaltung der Esaki-Diode aus dem P- in den
Q-Zustand die Lastlinie statt des geradlinigen Verlaufs eine leichte Neigung aufweisen
wird. Außerdem sind hier zwar ausschließlich Transistoren als zu steuernde Vorrichtungen
benutzt worden, was aber nicht bedeutet, daß andere Vorrichtungen nicht ebensogut
anwendbar seien. Beispielsweise könnte man eine »field effect«-Vorrichtung benutzen,
die eine Last hohen Widerstandes für die Esaki-Diode darstellt und spannungsgesteuert
ist.