DE1091610B

DE1091610B - Schaltungsanordnung zum Speisen einer Impedanz mit Stromimpulsen

Info

Publication number: DE1091610B
Application number: DEN17313A
Authority: DE
Inventors: Laurus Jan Traas
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1958-10-03
Filing date: 1959-09-29
Publication date: 1960-10-27
Also published as: GB929786A; NL103758C; FR1236934A; CH393422A; US3142763A

Description

DEUTSCHES

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Speisen einer Impedanz mit Stromimpulsen mit einer vom Spannungsabfall an dieser Impedanz im wesentlichen unabhängigen und im wesentlichen konstanten Amplitude, über die Hauptstromelektrodenstrecke eines als Schalter arbeitendenTransistors und eine Regelimpedanz, durch welche diese Amplitude im wesentlichen bestimmt wird.

Transistoren und besonders Schichttransistoren werden öfters als Schalter verwendet. Sie haben für diese Verwendungsart sehr günstige Eigenschaften: einen hohen Sperrwiderstand und einen niedrigen Spannungsabfall in leitendem Zustand. Eine weniger günstige Eigenschaft ist ihre verhältnismäßig niedrige höchstzulässige Kollektor-Emitter- und/oder Kollektor-Basis-Spannung. Wünscht man eine Impedanz mit Stromimpulsen mit einer im wesentlichen konstanten Amplitude, die vom Wert dieser Impedanz im wesentlichen unabhängig ist, zu speisen, so ist die naheliegende Lösung die nach Fig. 1 der Zeichnung: Die Stromimpulse werden durch das Schließen eines Schalters 1 erzeugt, wodurch die Spannung E einer Spannungsquelle über eine Regelimpedanz 2 an die zu speisende Impedanz 3 gelegt wird. Ist die Regelimpedanz 2 groß im Verhältnis zu der Impedanz 3 und ist die Spannung E groß im Verhältnis zu der maximalen, an der Impedanz 3 auftretenden Spannung V₃ so ist die Amplitude / der Stromimpulse mit guter Annäherung gleich

-τ-, wo Z₂ den Wert der Regelimpedanz darstellt. Ist diese insbesondere ein Widerstand mit einem Wert R₂, so ist I ^ —-. Bei vorgeschriebenen Mindest- und Höchstwerten von / und bestimmten Werten der Impedanz 3 und der zu erwartenden Spannung V₃ muß E oft so hoch gewählt werden, daß die maximale, am Schalter 1 in gesperrtem Zustand wirksame Spannung £ und gegebenenfalls E + V₃ für jeden vorhandenen Transistor unzulässig hoch ist.

Ein typisches Beispiel der Verwendung eines Transistors als Schalter zum Speisen einer Impedanz mit Stromimpulsen ist die, bei der die Impedanz durch viele in Reihe geschaltete Steuerwicklungen von Speicherkernen gebildet ist, z. B. einer Matrix einer Rechenmaschine. In Fig. 1 ist die Impedanz 3 als eine derartige Reihenkombination von Wicklungen dargestellt, die meistens aus einem durch die zu steuernden Kerne 4 gezogenen Draht bestehen.

Setzt man z. B. voraus, daß die Amplitude I der Stromimpulse nicht um mehr als etwa 10 °/₀ variieren darf, daß die Regelimpedanz 2 ein Widerstand mit einem Wert R₂ ist, demgegenüber der Widerstand der Reihenwicklungen auf den Kernen 4 vernachlässigbar ist, und daß, wenn alle Kerne magnetisiert sind und durch den Stromimpuls unmagnetisiert oder entmagnetisiert werden, Schaltungsanordnung zum Speisen einer Impedanz mit Stromimpulsen

Anmelder:

N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven (Niederlande)

Vertreter: Dr. rer. nat. P. Roßbach, Patentanwalt, Hamburg 1, Mönckebergstr. 7

Beanspruchte Priorität: Niederlande vom 3. Oktober 1958

Laurus Jan Traas, Eindhoven (Niederlande), ist als Erfinder genannt worden

eine maximale Gegenspannung V₃ an der Impedanz 3 erzeugt wird, so ist:

= I

R2 ⁼

^nominal '

wenn kein einziger Kern durch den Stromimpuls unmagnetisiert wird, und

E = Imin " Rz + V₃ = 0,9 · Inominal · R₂+ V₃ (2)

wenn alle Kerne durch den Stromimpuls unmagnetisiert oder entmagnetisiert werden.

Bei gesperrtem Schalter liegt die Spannung E zwischen seinen Kontakten, und sofern alle Kerne 4 zugleich mittels eines anderen Stromes magnetisiert oder unmagnetisiert werden (z. B. eingeschrieben), wird diese Spannung um V₃ erhöht. Ist der Schalter 1 ein Transistor, so soll diese erhöhte Spannung kleiner bleiben als die höchstzulässige Kollektor-Emitter-Spannung, und meistens auch kleiner als die höchstzulässige Kollektor-Basis-Rückwärtsspannung:

E+V₃< V_cemax und/oder E + F₃ < V_cbmax (3) Aus (1) und (2) folgt:

0,2 I_nom = V₃ (4)

Aus (1) und (4) in (3) folgt:

l>3i_nom< V_cemax (5)

und aus (5) und (4) folgt:
* ce max

V₃ < 0,2

1,3

= 0,154 V_cemax

009 629/304

Bei gegebenem V_eemax und/oder V_ci,_max und bei der zu speisenden Impedanz oder des Spannungsabfalles gegebenem Wert der an der Wicklung 4 eines um- an dieser Impedanz im wesentlichen proportional zu der kippenden Kernes erzeugten Spannung F₃ können die Stromvei Stärkung des Verstärkers herabgesetzt,
maximale Anzahl steuerbarer Kerne und die Speise- Vorzugsweise wird, über den Ausgangskreis des Stromspannung E aus (6) und (3) berechnet werden, während 5 Verstärkers, eine Spannung höher als die für den Schaltder Wert R_n des Regelwiderstandes2 für einen bestimmten transistor zulässige Spannung an die Reihenschaltung Wert von I_nom aus (1) oder (2) ermittelt werden kann. der Regelimpedanz, der Hauptstromelektrodenstrecke Auffallend ist dabei, daß V₃ nur ein verhältnismäßig des Schalttransistors und der zu speisenden Impedanz kleiner Teil von V_cemax oder V_Cf,_max sein darf. angelegt, während die Spannung am Schalttransistor

Um eine große Anzahl von Kernen steuern zu können io mittels einer sogenannten Haltediode begrenzt wird, die

und trotzdem die erwähnten Bedingungen (1), (2) und (3) in bezug auf den Strom durch die Hauptstromelsktroden-

zu erfüllen, ist es z. B. aus der britischen Patentschrift strecke des Schalttransistors in Vorwärtsrichtung ge-

765 326 bekannt, die Spannung am Schalter, wie in Fig. 2 schaltet ist, also in der umgekehrten Richtung wie die

gezeigt, mittels einer Haltediode 5 zu begrenzen. Die Diode 5 in Fig. 2. Durch diese weitere Maßnahme wird die

Bedingung (3) bleibt unverändert gültig. In den 15 Bedingung (3) nicht geändert. Trotzdem können die

Gleichungen (1) und (2), die sich auf den Zustand bei Speisespannung E für den Schalttransistor und der

durchlassendem Schalter beziehen, wird jedoch E durch Wert R₂ der Regelimpedanz klein gewählt werden, so daß

E + E₁ (Fig. 2) ersetzt, so daß I_max und I_min mittels der maximal kompensierbare Spannungsabfall V₃ an der

E₁ und R₂ ermittelt werden können. Ein Nachteil dieser zu speisenden Impedanz um z. B. IV kleiner ist als die

Schaltungsart ist, daß in der Ruhelage bei nichtleitendem 20 höchstzulässige Spannung V_cemax oder V_cbmax des

_c ■ _u , . _c, _r, E₁ , , , ,,.., , ~ Schalttransistors. Ist der Stromverstärker mit einem

Schalter! em Strom 7 =—*- durch den Widerstands „ , ,. . „ ,. ....

R₂ zweiten Transistor ausgestattet, so soll die höhere

in der Diode 5 fließt. Die Quelle E₁ ist also immer und Spannung E' kleiner sein als die für diesen Transistor

verhältnismäßig stark belastet, während die Quelle E höchstzulässige Spannung V_eemax oder V_ci,_max, und eine

nur bei leitendem Schalter einen Strom 25 zweite Trenndiode bewirkt, daß ein Spannungsabfall von

π < g entgegengesetzter Richtung an der zu speisenden

I ——— Impedanz sich nicht zu der Speisespannung E' dieses

² Transistors addiert.

liefert. Ist z. B. E₁ von der gleichen Größenordnung wie Die Erfindung wird an Hand der Fig. 3 bis 6 der

E. so ist dieser Ruhestrom Γ von der gleichen Größen- 30 Zeichnung erläutert.

Ordnung wie I, z. B. 0,5 A, und die im Widerstand 2 Fig. 3 ist das Prinzipschaltbild, und Fig. 4 bis 6 sind dissipierte Energie ist bedenklich groß. Ist der Schalter 1 die Schaltbilder von drei verschiedenen Ausführungsein !Transistor, so soll R₂ mindestens so groß sein, daß der formen der Schaltungsanordnung nach der Erfindung.
Transistor in leitendem Zustand vollständig leitend ist, Die Prinzipschaltung nach Fig. 3 enthält einen so daß eine Herabsetzung der Verlustleistung (I')² · R₂ 35 Schalter 1, von dem der eine Kontakt über eine Benicht duich Vermindern von R₂ erzielt werden kann. lastungsimpedanz 3 an die negative Klemme einer Speise-Weiter gilt bei Annahme derselben Toleranzen für den Spannungsquelle E und an Erde angeschlossen ist. Der Strom I durch die Wicklungen einer Anzahl zu steuernden andere Kontakt dieses Schalters liegt an der positiven Kerne die neue Bedingung: Klemme der Speisequelle über eine Regelimpedanz 2 und V < 0154 (V -4- E ) (6'\ ⁴° ^euien Regelkreis 8. Die Belastungsimpedanz 3 besteht 3 . ce max -τ 1) (j _aug ^ R_eih_enscnaitung von Steuerwicklungen einer Um eine beträchtlich größere Anzahl von Kernen als verhältnismäßig großen Anzahl von Speicherkernen 4.
im ersten untersuchten Fall, z. B. zweimal soviel, steuern Jeder Steuerstromimpuls, über die Regelimpedanz 2, zu können, soll also E₁ von der gleichen Größenordnung den Regelkreis 8 und den Schalter 1 der Impedanz 3 aus wie V_cemax und wie E, z. B. gleich E sein. 45 der Quelle E zugeführt, erzeugt einen bestimmten Andererseits ist es auch bekannt, z. B. aus der fran- Spannungsabfall an der Impedanz 3. Dieser Spannungszösischen Patentschrift 1 146 857, höhere Spannungen abfall ist vom Wert der Impedanz 3 abhängig, und dieser mittels zwei oder mehr als zwei Transistoren ein- und Wert ist wieder vom Zustand der Speicherkerne 4 auszuschalten, deren Emitter-Kollektor-Elektroden- abhängig. Wenn alle Kerne zuvor und mittels anderer strecken miteinander in Reihe geschaltet sind, während 50 Wicklungen eingeschrieben wurden, so werden sie vom das Basispotential jedes Transistors, mit Ausnahme von Stromimpuls wieder unmagnetisiert, und es entsteht dem eines ersten unmittelbar gesteuerten Transistors, demzufolge ein verhältnismäßig hoher Spannungsimpuls mittels eines Spannungsteilers derart eingestellt ist, daß an der Impedanz 3. Dieser Spannungsimpuls wirkt dem die Spannungen an jedem Transistor innerhalb der diesel Impedanz über den Schalter 1 zugeführten Stromzulässigen Grenzen bleiben. Dabei sind jedoch keine 55 impuls entgegen, so daß die Amplitude des Steuer-Maßnahmen getroffen, den Strom mittels einer über die impulses unter diesen Umständen verhältnismäßig stark Transistoren gespeisten Belastungsimpedanz zu regeln herabgesetzt wird. Wenn jedoch keiner der Kerne 4 und von dem Wert dieser Impedanz, z. B. von ihrem eingeschrieben wäre, so würde auch kein einziger Kern Momentanwert oder vom Spannungsabfall an der unter dem Einfluß des Strominipulses über den Schalter 1 Impedanz unabhängig zu machen. 60 von einem magnetischen Sättigungszustand in den ent-Die Erfindung bezweckt, eine Lösung der an Hand der gegengesetzten magnetischen Sättigungszustand um-Fig. 1 geschilderten Aufgabe zu geben, wodurch der kippen. Die Amplitude dieses Stromimpulses wäre dem-Nachteil eines unter Umständen großen Ruhestroms zufolge größer als im vorangehenden Fall, weil die an der beseitigt wird. Dies wird dadurch erzielt, daß, nach der Impedanz 3 erzeugte Gegenspannung dann kleiner wäre. Erfindung, der Spannungsabfall an der zu speisenden 65 Die erwähnte Änderung der Amplitude der Steuer-Impedanz durch dem Ausgangskreis eines durch diesen stromimpulse durch die Impedanz 3 ist für die richtige Spannungsabfall gesteuerten Stromverstärkers ent- Wirkungsweise einer Vorrichtung mit magnetischen nommene Stromimpulse kompensiert wird. Speicherkernen, wie z. B. einer Matrix einer Rechen-Durch diese Maßnahme werden die Änderungen der maschine oder eines automatischen Systems einer Wähl-Amplitude der Stromimpulse als Funktion des Wertes 70 vorrichtung, bedenklich. Es könnte sich z. B. ereignen,

daß ein Steuerstromimpuls zu klein wäre, um alle Kerne 4 in einen gleichen magnetischen Sättigungszustand zurückführen zu können. Es ist also erwünscht, die Amplitude der Steuerstromimpulse innerhalb bestimmter Grenzen zu halten und/oder zu regeln. Solange die Zahl von Speicherkernen 4 nicht zu groß ist, kann dies mittels der Regelimpedanz 2 und entsprechender Erhöhung der Spannung der Speisequelle E erfolgen. Es ist jedoch sehr praktisch, einen Transistor als Schalter zu verwenden, und bei einer größeren Zahl von Kernen und hoher Regelimpedanz erreicht die Summe der Spannung E der Speisequelle und der Gegenspannung an der Impedanz 3 schnell den höchstzulässigen Wert der Kollektor-Emitter- und/oder Kollektor-Basis-Spannung des verwendeten Transistors. Es kann tatsächlich vorkommen, daß alle Kerne 4, unter dem Einfluß des Stromes durch andere Wicklungen, wie z. B. Einschreibeströme, zugleich umkippen. Dabei kippen diese Kerne im entgegengesetzten Sinne als unter dem Einfluß des Stromimpulses über den Schalter 1 um, so daß der an der Impedanz 3 erzeugte Spannungsabfall zur Spannung der Speisequelle, die an den Kollektor-Emitter- und Kollektor-Basis-Elektrodenstrecken des jetzt gesperrten Schalters 1 wirksam ist, addiert werden soll. Um den Einfluß des Spannungsabfalles an der Impedanz 3 während eines Steuerstrom- impulses über den Schalter zu kompensieren, wird, nach der Erfindung, der Spannungsabfall an dieser Impedanz 3 mittels eines Stromverstärkers 6 verstärkt und in entsprechende Stromimpulse, die dem Ausgangskreis dieses Verstärkers entnommen werden, umgesetzt, um, über den Schalter 1, wieder der Impedanz 3 zugeführt zu werden.

Nach dem Prinzipschaltbild von Fig. 3 wird also der Spannungsabfall an der Impedanz 3 den Eingangsklemmen 7 des Stromverstärkers 6 zugeführt, und der Ausgangskreis dieses Stromverstärkers bildet den Regelkreis 8 und ist mit der Speisespannungsquelle E über die Reihenschaltung der Regelimpedanz 2, des Schalters 1 und der zu speisenden Impedanz 3 in Reihe geschaltet. Die Spannung am Ausgangskreis 8 des Stromverstärkers 6 4-° ist immer annähernd gleich der Spannung an seinen Eingangsklemmen 7, und da dieser Verstärker einen verhältnismäßig hohen Ausgangsstrom liefern kann und eine verhältnismäßig kleine Eigenimpedanz aufweist, ist die Amplitude der Steuerstromimpulse durch die Impedanz 3 jetzt nur noch von der Spannung der Speisequelle E und vom Wert der Regelimpedanz 2 abhängig, welche Spannung und welcher Wert frei gewählt werden können, um die Impedanz 3 mit Stromimpulsen der gewünschten Amplitude zu speisen.

Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 ist der Schalter 1 durch einen Schichttransistor vom n-p-n-Typ in Emitterschaltung gebildet, dessen Basis mit positiven Stromimpulsen über einen Transformator 9 gesteuert wird, dessen Sekundärwicklung 10 zwischen den Basis- und Emitterelektroden des Transistors 1 geschaltet liegt. Der Stromverstärker 6 von Fig. 3 enthält einen zweiten Transistor 11 vom n-p-n-Typ in Kollektorschaltung. Die Regelimpedanz 2 besteht aus der Reihenschaltung von zwei Widerständen 21 und 22 m, von denen der Widerstand 21 durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 11 überbrückt ist. Normalerweise ist dieser Transistor nichtleitend, da seine Basis mit seinem Emitter über einen verhältnismäßig hohen Widerstand 12 leitend verbunden ist. Die Spannungsimpulse an der zu speisenden Impedanz 3 werden der Basiselektrode des Transistors 11 zugeführt, über eine Trenndiode 13 und einen Trennkondensator 14, welche miteinander in Reihe zwischen dem Emitter des Transistors 1 und der Basis des Transistors 11 eingeschaltet sind. Dabei ist der gemeinsame Punkt der Diode und des Kondensators über einen verhältnismäßig hohen Widerstand 15 geerdet.

Die Diode 13 ist in bezug auf Spannungsimpulse erzeugt an der Impedanz 3 durch Stromimpulse über den Transistor 1 in Vorwärtsrichtung eingeschaltet. Diese Spannungsimpulse werden also über diese Diode und über den Kondensator 14 auf die Basis des Transistors 11 übertragen, und dieser erzeugt eine entsprechende Spannungssteigerung an der in seinem Emitterkreis geschalteten Reihenkombination, bestehend aus dem Widerstand 22, dem Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors 1 und der Impedanz 3 durch teilweises oder vollständiges Kurzschließen des Widerstandes 21. Von dem Augenblick an, in welchem der Transistor 11 leitend wird, ist somit die Amplitude der Stromimpulse durch die Impedanz 3 annähernd gleich dem Quotienten der Spannung E und des Wertes R₂ des Widerstandes 22. Der Widerstand 21 dient nur dazu, einen Strom durch die Impedanz 3, den Transistor 1 und den Widerstand 22 am Beginn eines jeden Stromimpulses durchzulassen. Die Zeitkonstante des Kondensators 14 im Zusammenhang mit dem Widerstand 12 und dem dazu parallel geschalteten Vorwärtseingangswiderstand des Transistors 11, soll dabei in bezug auf die Dauer der der Impedanz 3 zuzuführenden Steuerstromimpulse groß sein.

Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 enthält der Stromverstärker 6 einen zweiten Transistor 16, dessen Basis unmittelbar an den gemeinsamen Punkt der Diode 13 und des Widerstandes 15 angeschlossen ist. Der Emitter dieses Transistors 16 ist über einen Belastungswiderstand 17 geerdet, und sein Kollektor liegt unmittelbar an der positiven Klemme -\-E' einer Quelle höherer Speisespannung. Der Emitterkreis des Transistors 16 bildet also eine Impulsspannungsquelle mit verhältnismäßig kleinem Eigenwiderstand, und die Spannungsimpulse, die an seinem Emitter entstehen und die dem positiven Spannungsimpuls an der zu speisenden Impedanz 3 entsprechen, werden über einen großen Kondensator 14' dem Speisekreis für den Kollektor des Transistors 1 übertragen. Dieser Speisekreis enthält die Reihenschaltung der Speisequelle E, einer in bezug auf einen Strom aus dieser Quelle in Vorwärtsrichtung geschalteten Diode 18 und der durch einen Widerstand 22 gebildeten Regelimpedanz. Die Spannung am gemeinsamen Punkt der Diode 18 und des Widerstandes 22 wird durch den Stromverstärker mit den Transistor 16 und über den Kondensator 14' um den Betrag des Spannungsabfalles am Belastungswiderstand 17 erhöht, welcher Spannungsabfall dem von einem Steuerstromimpuls über den Transistor 1 an der Impedanz 3 erzeugten Spannungsabfall annähernd gleich ist. Die Zeitkonstante des Kondensators 14' im Zusammenhang mit dem Widerstand 22 soll groß sein in bezug auf die Dauer der der Impedanz 3 zuzuführenden Steuerstromimpulse. Diese Bedingung läßt sich unter Umständen ohne Verwendung eines verhältnismäßig kostspieligen Kondensators von bedenklich großen Abmessungen nur schwer erfüllen.

Infolge der Anwesenheit der Diode 13 können am Widerstand 15 und 17 nur positive Spannungen erzeugt werden, so daß die Spannung der Quelle E von höherer Spannung E' fast gleich der für den Transistor 16 höchstzulässigen Kollektor-Basis- und/oder Kollektor-Emitter-Spannung sein darf. Zwischen den Stromimpulsen kann andererseits die Spannung am Kollektor des Transistors 1 die der Quelle E nicht übersteigen, da die Diode 18 dann leitend ist: Die Spannung am Kollektor des jetzt nichtleitenden Transistors 1 entspricht dann im wesentlichen der Spannung an der Klemme -\-E. Während den

Impulsen wird diese Diode 18 durch die dem Emitterkreis des Transistors 16 über den Kondensator 14' entnommenen Stromimpulse gesperrt, wenn der Transistor 1 leitend und die Spannung zwischen seinen Emitter- und Kollektorelektroden sehr klein ist, z. B. einige zehntel 5 Volt. Der Spannungsabfall an der zu speisenden Impedanz 3 wird also durch die Spannung kompensiert, die nicht der Speisequelle E entnommen wird und die sich zu dieser Spannung addiert.

Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 ist der Stromverstärker 6 mit drei Stufen ausgestattet.

Die erste Stufe enthält einen Transistor 16, der genau wie der Transistor des Ausführungsbeispiels nach Fig. 5 geschaltet ist, mit dem Unterschied, daß sein Emitter nicht mit dem Hauptstromkreis zum Speisen der Impedanz3 gekoppelt ist, sondern unmittelbar mit der Basis eines Transistors 26 der zweiten Stufe verbunden ist. Dieser Transistor ist wieder als Emitterfolger geschaltet und wird wie der Transistor 16 durch die Quelle höherer Spannung E' gespeist. Sein Emitterkreis enthält ao einen Belastungswiderstand 27, und sein Emitter ist über einen Kondensator 14 mit der Basis des Transistors der dritten Stufe gekoppelt. Der Transistor der dritten Stufe entspricht dem Transistor 11 der Fig. 4 und ist in entsprechender Weise geschaltet, mit dem Unterschied, daß der Widerstand 21 dieser Figur durch die Diode 18 der Fig. 5 in Reihe mit entkoppelten Widerständen 28 und 29 ersetzt ist. Die Widerstände 28 und 29, zusammen mit einem weiteren Widerstand 30, bilden einen Spannungsteiler, durch welchen die Spannung am Kollektor des Transistors 1 im Ruhe- oder nichtleitenden Zustand auf einen zulässigen Wert herabgesetzt wird. Ein Kondensator 32 ist zu dem Widerstand 28 parallel geschaltet. Dieser Kondensator muß einen Strom liefern durch den Regelwiderstand 22, die Diode 18, die Kollektor-Emitter-Elektrodenstrecke des Transistors 1 und die zu speisende Impedanz 3 während der sehr kurzen Zeit zwischen dem Leitendwerden des Transistors 1 infolge eines Steuerimpulses angelegt zwischen seiner Basis- und Emitterelektrode und dem Zeitpunkt, in welchem der Transistor 11 auch leitend wird, infolge des Spannungsabfalles an der Impedanz 3, welcher über die Diode 13, die Emitterfolger mit den Transistoren 16 und 26 und den Kopplungskondensator 14 seiner Basiselektrode übertragen wird. Dieser Kondensator 32 braucht also nicht sehr groß zu sein, und die Schaltung hat den Vorteil, daß sie von einer einzigen Spannungsquelle mit der Spannung E' gespeist wird. Die Kollektoren der Transistoren 16 und 26 sind am gemeinsamen Punkt der Widerstände 28 und 29 angeschlossen, so daß der Transistor 11 keinesfalls völlig leitend werden kann, da sein Basispotential mit dem Spannungsabfall am Widerstand 28 kleiner bleibt als sein Kollektorpotential. Auch diese zweite Anzapfung des Spannungsteilers 28, 29, 30 ist mittels eines Kondensators 31 entkoppelt.

Bei jeder der Schaltungen nach den Fig. 4, 5 und 6 ist die zu speisende Impedanz durch eine in bezug auf den durch einen Stromimpuls über den Transistor 1 an dieser Impedanz erzeugten Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung geschaltete Diode 13 in Reihe mit einem Widerstand 15 und mit dem dazu parallel geschalteten Basis-Emitter-Kreis eines Transistors 11 bzw. 16 überbrückt. Der Steuerstrom für den Transistor 11 oder 16 über die Diode 13 verringert die Amplitude der Steuerstromimpulse durch die Impedanz 3 um einen entsprechenden Betrag, so daß es erwünscht ist, ihn möglichst klein zu halten. Ist der Verstärker 6 mit mehr als einer Stufe ausgestattet, so kann dieser Steuerstrom stark herabgesetzt werden. Eine weitere Verringerung dieses Steuerstroms kann dadurch erhalten werden, daß der Transistor 16 der ersten Stufe des Verstärkers 6 durch eine Röhre in Kathodenfolgerschaltung, z. B. eine kleine Triode für niedrige Anodenspannung, ersetzt wird. Dabei kann das Gitter dieser Triode mit dem Emitter des Transistors 1 verbunden werden, so daß die Diode 13 und der Widerstand 15 weggelassen werden können.

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Speisen einer Impedanz mit Stromimpulsen mit einer vom Spannungsabfall an dieser Impedanz im wesentlichen unabhängigen und im wesentlichen konstanten Amplitude, über die Hauptstromelektrodenstrecke eines als Schalter arbeitenden Transistors und eine Regelimpedanz, durch welche diese Amplitude im wesentlichen bestimmt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsabfall von der erwähnten Impedanz mittels dem Ausgangskreis eines durch diesen Spannungsabfall gesteuerten Stromverstärkers entnommener Stromimpulse kompensiert wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß über den Ausgangskreis des Stromverstärkers eine Spannung höher als die für den Schalttransistor zulässige Spannung an der Reihenschaltung der Regelimpedanz, der Hauptstromelektrodenstrecke des Schalttransistors und der zu speisenden Impedanz angelegt wird, während die Spannung am Schalttransistor mittels einer in bezug auf den Strom durch die Hauptstromelektiodenstrecke des Schalttransistors in Vorwärtsrichtung geschalteten Diode begrenzt wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, in der der Stromverstäiker einen weiteren Transistor in Kollektorschaltung enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsabfall an der zu speisenden Impedanz der Basiselektrode dieses Transistors über eine Trenndiode zugeführt wird, deren Durchlaßrichtung der Polarität des durch die Stromimpulse über der zu speisenden Impedanz erzeugten Spannungsabfalls entspricht.

4. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, in der die Hauptstromelektrodenstrecke des weiteren Transistors zwischen der Quelle höherer Spannung und der genannten Reihenschaltung leitend angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Basiselektrode dieses Transistors über einen Trennkondensator gesteuert wird.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromverstärker mindestens zwei Stufen enthält, wobei der genannte Kondensator zwischen dem Ausgang einer dieser Stufen und dem Eingang einer darauffolgenden Stufe eingeschaltet ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die von der genannten Reihenschaltung abliegende Elektrode der Begrenzerdiode an einer entkoppelten Anzapfung eines mit der genannten höheren Spannung gespeisten Spannungsteilers angeschlossen ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

009 629/504 10.60