DE2636594C3 - Regelschaltung für Thyristor-Ablenkung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Horizontal-Ablenkschaltungsanordnung in einem Fernsehempfänger, bei der ein einen ersten Thyristor enthaltender Speiseschalter und eine Speisedrossel mit der Speisespannung in Reihe am Eingang eines Kommutierungs-Netzwerkes liegen, an dessen Ausgang eine von einem Sägezahnstrom durchflossene Induktivität, z. B. die Horb.ontal-Ablenkspule, angeschlossen ist, wobei dem Eingang des Kommutierungs-Netzwerkes ein einen zweiten Thyristor enthaltender Kommutierungs-Schalter parallel liegt und zur Regelung der Energieaufnahme der Einschaltzeitpunkt des ersten Thyristors gegenüber dem Einschaltzeitpunkt des zweiten Thyristors durch einer Steuerschaltung entnommene Steuerimpulse verschoben wird.

Bei einer solchen Thyristor-Ablenkschaltung mit Speiseregelung, wie sie z. B. aus VALVO-Entwicklungsmitteilungen 20 AX, Ablenk- und Netzteilschaltungen, vom Februar 1975 bekannt ist, wird der Thyristor um so später eingeschaltet, je weniger Zeit für die Energieaufnähme, insbesondere bei hoher Netzspannung, erforderlich ist. Die Energieübertragung erfolgt durch einen schwingungsartigen Vorgang, an dessen Ende der Strom durch den Thyristor zu Null wird. Untersuchungen, die zur Erfindung geführt haben, haben ergeben, daß in ungünstigen Fällen der vorher gezündete Speisethyristor noch nicht völlig nichtleitend (gelöscht) ist, wenn der zweite Thyristor wieder gezündet wird, um in bekannter Weise den Rücklauf des Sägezahnes einzuleiten. Über die beiden stromleitenden Thyristoren kann dann ein kurzschlußartiges Verhalten auftreten.

In einer anderen bekannten Schaltung ist in Reihe mit der Speisedrossel eine Speisediode eingeschaltet, derart, daß beim öffnen des zweiien Thyristors am Hinlaufende nach Art eines Schwingungsvorganges eine maximale Energieübertragung von der Speisequelle über die Speisedrossel in das Kommutierungsnetzwerk erfolgt. In dem Maße, wie nur ein Teil dieser Energie tatsächlich benötigt wird, wird dann nach Beendigung des über die Diode hineinfließenden Stromes ein dieser Diode mit umgekehrter Leitfähigkeitsrichtung parallelliegender Thyristor gezündet, über den Energie aus dem Kommutierungsnetzwerk wieder zur Speisequelle zurückgeführt wird. Je weniger Energie benötigt und demzufolge je mehr Energie zurückgeführt werden muß, um so früher muß dieser Thyristor leitfähig gesteuert werden. Wenn jedoch der Triggerimpuls für diesen Thyristor zu früh einsetzt, solange die erwähnte Diode noch leitend, die Spannung an der Anode des Thyristors also negativ ist, wird der Thyristor nicht leitend. Dann bleibt die maximale Energie im Kommutierungsnetzwerk; da sie aber gar nicht benötigt wird, wird die Schaltung überlastet mit allen dabei möglichen nachteiligen Folgen. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, dafür zu sorgen, daß die Steuerung so erfolgt, daß eine derartige Überlastung nicht auftreten kann.

Dies wird nach der Erfindung dadurch erreicht, daß die Steuerschaltung eine Zeitbegrenzung enthält derart, daß, insbesondere bei hoher Speisespannung, der durch

einen ersten Steuerimpuls bedingte Einschaltzeitpunkt des ersten Thyristors nur so weit verschoben werden kann, daß die Funktion der Begrenzung der Energieaufnahme gewährleistet bleibt.

Bei einer derartigen Schaltung, bei der der Speiseschalter aus einem ersten Thyristor besteht, dessen Zündung zur Verminderung der Energieaufnahme auf einen später liegenden Zeitpunkt verschoben wird, wird nach der Erfindung die Zeitbegrenzung dadurch erhalten, daß der Ausschaltzeitpunkt des ersten Thyristors einen bestimmten Zeitabstand (Schonzeit) vor dem durch einen zweiten Steuerimpuls bedingten Einschaitpunkt des zweiten Thyristors nicht unterschreitet. Zweckmäßig ist die Einschaltflanke des ersten Impulses für den ersten Thyristor nur bis zu einem bestimmten Grenz-Zeitwert vor der Einschaltflanke des zweiten Impulses für den zweiten Thyristor verschiebbar.

Mit einer solchen Schaltung, bei der der Speiseschalter eine den Strom von der Speisequelle her leitende Diode enthält, der mit umgekehrter Leitfähigkeitsrichtung ein Thyristor parallel geschaltet ist, der bei Auftreten einer Sperrspannung an der Diode gezündet wird und einen Teil der über die Diode in das Kommutierungsnetzwerk hineingeleiteten Energie wieder herausführt, wobei zur Verminderung der Energieübertragung an die nachfolgende Schaltung die Zündung des ersten Thyristors auf einen früher liegenden Zeitpunkt verschoben wird, wird nach der Erfindung die Zeitbegrerizung dadurch erhalten, daß der Triggerimpuls für den ersten Thyristor nach Abschluß der Energiezufuhr über die Diode nicht früher endet, als daß eine sichere Zündung des ersten Thyristors noch gewährleistet ist.

Die Zeitbegrenzung kann insbesondere dadurch erreicht werden, daß der erste Impuls, wenn der Grenz-Zeitwert erreicht ist, eine konstante zeitliche Lage und gegebenenfalls eine konstante Form beibehält. Bei einer bestimmten Speisespannung, z. B. von 340 V, endet dann die Regelmöglichkeit. Bei noch weiter ansteigender Speisespannung nehmen dann die angeschlossenen Ströme und Spannungen, z. B. die Hochspannung für die Bildröhre und der Ablenkstrom, in entsprechendem Maße zu, was sich auf die Bildwiedergabe auswirkt. Das ist jedoch eher akzeptabel, als wenn durch Auftreten des obenerwähnten Kurzschlußverhaltens die Sicherungseinrichtungen in Tätigkeit treten und das Bild zerstört wird.

Die Steuerschaltung kann auch so arbeite.:, daß der erste Impuls bei Erreichen der zeitlichen Grenzlage wegfällt. Dann wird der Schaltung keine Energie mehr zugeführt und die Bildwiedergabe bleibt aus, bis die Speisespannung den vorgegebenen Grenzwert wieder unterschritten hat

Gegebenenfalls kann beim Erreichen des Zeitgrenzwertes infolge einer zu hohen Netzspannung die Ablenkschaltungsanordnung, z. B. mittels eines elektronischen Schalters, für bestimmte Zeit oder auf Dauer unwirksam gemacht werden, was deir> Benutzer vorzugsweise akustisch oder optisch angezeigt wird.

Die Verschiebung der Einschaltflanke des ersten Impulses kann in an sich bekannter Weise dadurch erfolgen, daß eine Sägezahnspannung einer Schwellwertanordnung, ζ. B. dem einen Eingang eines Differenzverstärkers, zugeführt wird, dessen anderer Eingang an einer bestimmten, z. B. konstanten oder durch eine Regelgröße veränderbaren, Spannung liegt. Ein solcher Differenzverstärker liefert an seinen Ausgang eine Impulsflanke, wenn die Sägezahnspannung ansteigend oder abfallend den Referenzwert überschreitet

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung beispielsweise näher erläutert, in der

Fig. i schematisch das Gesamtschaltbild zeigt, während in

Fig.2 Ströme und Spannung in ihrem Zeitverlauf dargestellt sind, und zwar:
in Fig.2a die Torspannung des zweiten Thyristors OH

in F i g. 2b die Spannung am Punkt A, in F i g. 2c die Spannung am dritten Thyristor (77^),

in F i g. 2d die Sägezahnspannung am Generator 1, in Fig.2e und f die Torspannung für den ersten Thyristor (Th\) in zwei extremen Einstellungen.

F i g. 2g zeigt Schaltdiagramme für die Öffnungszeiten der Thyristoren (Th·,, Tfound Th₃\

InFi g. ir· ist der Strom /ι durch den Thyristor (Thi) bei verschiedenen Belastungen bzw. Einschaltzeiten dargestellt.

F i g. 3 zeigt eine Steuerschaltung, mit der Impulse mit durch eine Regelgröße verschiebbarer Vorderflanke erhalten werden können, die aber die genannte Bedingung der Zeitbegrenzung erfüllen; die F i g. 4 und 5 zeigen zugehörige Zeitdiagramme.

In F i g. 1 ist an eine Speisespannung Ub, die z. B. mittels eines Gleichrichters aus einem Wechselstromnetz von 220 V gewonnen sein kann und normal an einen Kondensator Q z. B. 280 V beträgt, eine Speiseinduktivität L\ von 1,5 mH angeschlossen, die mit der Anode eines ersten Thyristors Th\ verbunden ist. An dessen Kathode liegt an einem Punkt Λ gegen Erde ein Schalter Sj, der aus einer bei negativer Polarität leitenden Diode Di und einem in umgekehrter Richtung leitfähigen zweiten Thyristor 77i2 besteht. Die Kathode des ersten Thyristors Th\ (Punkt A) ist weiter mit einer Kommutierungsinduktivität £.2 von 150 μΗ verbunden, deren Ausgang an einem kapazitiven T-Glied aus zwei Längskondensatoren Ci und C₃ von 110 nF und 250 nF und einem Querkondensator G von 62 nF besteht. Am Ausgang dieses T-Gliedes liegt der Hinlaufschalter S₃, der aus der Parallelschaltung einer bei negativer Polarität leitenden Diode D₃ und einem in umgekehrter Richtung leitfähigen dritten Thyristor Th₃ besteht; diesem Hinlaufschalter S₃ liegt die Ablenkinduktivität U in Reihe mit einem Hinlaufkondensator Cs von 15 μΡ parallel. Die Induktivität Li und das Kondensator-T-Glied Ci, Ci, G bilden das Kommutierungsnetzwerk. Die Thyristoren Th\, Thi und Th₃ werden zu bestimmten Zeitpunkten leitfähig gemacht durch Impulse, die einer Steuerschaltung entnommen werden. Diese besteht aus einem durch seinen Eingang zugeführte Horizontalimpulse synchronisierten Sägezahngenerator I, der eine zeitproportional sich ändernde Spannung (vgl. F i g. 2d) einem Impulsgenerator 2 zuführt, der an verschiedenen Ausgängen Impulsflanken liefert, wenn die Sägezahnspannung bestimmte, fest eingestellte oder veränderbare Spannungswerle durchläuft. Da die Elektroden des ersten Thyristors Th\ an Wechselspannungen liegen, wird ihnen der Ansteuerimpuls über einen isolierenden Transformator 3 vom Generator 2 zugeführt.

Die Schaltung arbeitet in bekanntei Weise wie folgt: ' Wenn am Ende eines Sägezahnhin'aufes bei strc nführendem dritten Thyristor Th₃ der 7weite Thyristor 77i2 durch einen Ansteuerimpuls (vgl. Fig. 2a) im Zeitpunkt 11 bzw. fi' stromführend wird, entsteht im

Kommiitierungsnetzwerk L₂, C₂, Ci, Ca, das am Eingang der Kondensatoren eine positive Spannung aufweist, ein zunehmender Strom, der im Zeitpunkt /2 den Strom der Induktivität U übernimmt, so daß der dritte Thyristor Thi stromlos wird. D?nn beginnt die Rücklaufschwingung an der Induktivität U, die als Anodenspannung am Hinlaüfs·.haiiei S₃ in Fig.2c dargestellt ist. Entsprechend einer Sinus-Halbschwingung entsteht zunächst eine hohe positive Spannung. An deren Scheitel, im Zeiipunkt b, kehrt die Stromrichtung um, der zweite Thyristor TA₂ wird stromlos, und die Diod; L\ übernimmt die Stromführung. Wenn am Ende des Rücklaufes, im Zeitpunkt U, die Spannung am Hinlaufschalter S₃ (Th₃, D₃) negativ wird, übernimmt die Diode D₃ den Strom, die Spannung des Kondensators Q wird dadurch an die Induktivität La angelegt und der Sägezahnstrom-Hinlauf beginnt. Rechtzeitig vor der Hinlaufmitte (k) muß der dritte Thyristor 77I₃ durch einen Ansteuerimpuls geöffnet werden, damit er im zweiten Teil des Hinlaufes den Sägezahnstrom entgegengesetzter Polarität übernehmen kann.

Wenn die Diode D₃ leitend geworden ist, tritt im Kommutierungsnetzwerk L₂, C₂, C₃, Q bei noch geschlossenem Schalter S₂ wieder eine schnelle Schwingung auf derart, daß schließlich am Kondensator C₂ eine positive Spannung steht und die Induktivität L₂ und die Diode Di stromlos sind, so daß der Schalter S₂ offen steht. In diesem Augenblick springt die Spannung am Punkt A (F i g. 2b), die vorher einen geringen negativen Wert hatte, auf den hohen positiven Wert am Kondensator C₂, der etwa das Doppelte der Speisespannung Ub, also etwa 550 V, beträgt

Um der Schaltung Energie zuzuführen, wird der erste Thyristor Th\ geöffnet in dem Intervall, in dem der zweite Schalter 52 (D₂, Th₂) Strom führt. Diese öffnung kann, wie in Fig.2e dargestellt sehr früh erfolgen, praktisch zusammen mit dem Zünden des zweiten Thyristors Th₂; die Einschaltflanke kann aber auch verschoben werden, äußerstenfalls bis fs kurz vor dem Zeitpunkt f7, in dem der Schalter S₂ stromlos wird (vgl. F i g. 2b). Die Verschiebung kann unter dem Einfluß einer bei 4 der Steuerschaltung 2 zugeführten Regelgröße erfolgen, durch die ein Schwellwert in der Sägezahn-Impuls-Schaltung verschoben wird.

Die Zeitbereiche, in denen die einzelnen Thyristoren leitend sind, sind in F i g. 2g dargestellt

Wenn der Speise-Thyristor 77ji bei niedriger Speisegleichspannung von z.B. 235V (entsprechend 187V Netz-Wechselspannung) früh (im Zeitpunkt ig) gezündet wird, so ergibt sich für den Thyristorstrom /1 ein Verlauf gemäß Kurve 12 in Fig.2h: Während des ganzen Stromführungsintervalles des zweiten Schalters Si (von fi bis ti) steigt der Strom durch die Speiseinduktivität U sägezahnförmig an. Wenn nach der Kommutierung der zweite Schalter S₂ im Zeitpunkt ti geöffnet ist und keinen Strom führt, liegt die Speisedrossel L\ auf der einen Seite an der Speisespannung Ub und auf der anderen Seite an der am Schalter S₂ auftretenden Öffnungsspannung, die in Fig.2b dargestellt ist Unter dem Einfluß dieser Spannungsdifferenz wird die in der Speisedrossel L\ aufgespeicherte Energie über den Strom abgebaut mit einer Kurvenform, die bei /7 etwa mit einer Kuppe beginnt, schließlich in einen steileren Abfall übergeht und im Zeitpunkt t_i2 zu Null wird. Dann ist der erste Thyristor Th\ stromlos. Da an seiner Anode die positive Speisespannung Ub liegt, braucht er noch eine bestimmte Schonzeit von z. B. 7 MikroSekunden, bevor der zweite Thyristor Th₂ im Zeitpunkt fi' wieder Strom führt und dadurch die Spannung 2m Punkt A auf Masse absinkt: Wenn infolge vorhandener Ladungsträger .iuch der Thyristor Th\ im Zeitpunkt ty' noch Stioi.i führen kann, wird ein Slron:wcg von der Batterie über die Induktivität L\, den ersten Thyristor Th\ und den zweiten Thyristor Th₂ nach Erde gebildet, der eine kurzschlußähr.liche Verbindung darstellt Am Ende der dargestellten Kurve 12 ist im Zeitpunkt tu der Abstand vor dem Zeitpunkt t\ groß genug, so daß genügend Schonzeit zur Verfugung steht.

W~nn jedoch bei einer sehr viel höheren Speisespannung von z. B. 350 V (entsprechend einer Netzwechselspannung von etwa 265 V) der Thyristor 77ii entsprechend iJer Kurve 14 in Fig. 2h erst zu einem späteren

is Zeitpunkt in Strom führt dauert der Vorgang der Energieübertragung länger, nämlich bis zum Zeitpunkt Λ*. Diese Verlängerung läßt sich wie folgt erklären.

Die Energieübertragung an die Sägezahnschaltung erfolgt im Rücklaufintervall aus der in den Kondensatoren C₂, Cj und G aufgespeicherten Ladung. Zu einer gegebenen Belastung, also einem gegebenen Energiebedarf, gehört also eine bestimmte Aufladung der Kondensatoren, die sich durch eine bestimmte Spannung am Punkt A (Fig.2b) äußert. Eine solche Sägezahnschaltung ist üblichenveise nicht nur durch ihre eigenen Verluste belastet, sondern ihr wird in der Regel noch weiter Energie entnommen, und zwar einerseits insbesondere bei niedriger Spannung für Verstärkerstufen, die einen praktisch konstanten Energiebedarf haben, und andererseits für die Hochspannung einer Bildwiedergaberöhre, die bei dunklem Bild nahezu unbelastet ist und bei einem sehr hellen Bildfeld etwa 40 W benötigt während der Energiebedarf der übrigen angeschlossenen Schaltungsteile etwa 150W ausmacht. Der Energiebedarf, der über den Thyristor Th\ nachgeliefert werden muß, schwankt also beispielsweise zwischen 150 und 190W. Das muß ausgeregelt werden derart daß die Spannungen und Ströme der Sägezahnstufe soweit wie möglich konstant bleiben.

+0 Dies wird durch die Öffnungszeit des ersten Thyristors Th\ erreicht, der zwischen den Zeitpunkten u und is verändert werden kann. Durch diese Regelung wird auch der Einfluß von Schwankungen der Wechselstrom-Netzspannung im Bereich von —15% bis +20% gegenüber dem Sollwert von 220 V ausgeregelt.

Bei einer gegebenen Belastung hat also die Spannung am Punkt A (F i g. 2b) nach dem Zeitpunkt tj bestimmte, durch die Regelung konstant gehaltene Werte. Die Speisespannung am Kondensator Ci ist jedoch bei einer hohen Netzspannung entsprechend hoch. Im Ladeintervall nach dem Einschalten des Thyristors Th] bei geschlossenem Thyristor Th₂ steigt bei hoher Speisespannung der. Strom durch die Drossel L\ schneller an, so daß er für eine erste bestimmte Energiezufuhr zu einem späteren Zeitpunkt r₁₀ (Fig.2h) einzusetzen braucht, was durch die Regelung von der Klemme 4 her gesteuert wird. Wenn der zweite Schalter Si im Zeitpunkt ti nichtleitend geworden ist, ist die an der Spule Li liegende Differenz zwischen der höheren Speisespannung vom Kondensator Ci von z. B. 340 V und der bei gleichem Energiebedarf gleichbleibenden Spannung am Punkt A nach dem Zeitpunkt ti von z. B. 550 V geringer gegenüber dem Fall, in dem bei normaler Netzspannung am Kondensator Ci eine Spannung von 280 V steht Entsprechend dieser geringeren Differenzspannung ist der Stromabfall der Kurve 13 nach dem Zeitpunkt (7 langsamer, und erst im Zeitpunkt tu wird der Null-Wert erreicht Dadurch ist gegenüber dem

folgenden Zündzeitpunkt t\' für den Ihynsior 7T?; der Abstand verringert und die Gefahr gegeben, daß die erforderliche Schonzeit unterschritten wird. i£:;i derartiger Fall ist mit der Kurve 14 angedeutet, bei der die Zündung des Thyristors Th\ im Zeitpunkt in erfolgt und sich der Abklingvorgang, z. B. wegen einer geringeren Energieentnahnie bei dunklem Bildfeld, bis zum Zeitpunkt fu erstreckt. Eine entsprechende Verschiebung de; Ausklingpunktes kann entsprechend der Kurve 13 bei ungeänderter Belastung dann erfolgen, wenn die Netzspannung noch beträchtlich weiter ansteigt. Wenn die Schonzeit gering ist, führt der Thyristor Th\ vom Zeitpunkt // ab sogleich wieder Strom, eine Regelung ist nicht mehr möglich, es stellt sich ein kurzschlußartiges Verhalten ein und die Sicherungseinrichtung muß ansprechen.

Nach der Erfindung enthält nun die Steuerschaltung 2 eine Zeitbegrenzung derart, daß der Einschaltzeitpunkt des ersten Thyristors 7Ti₁ nur so weit verschoben werden kann, daß sichergestellt ist, daß sein Ausschalt-Zeitpunkt f_t3 einen der erforderlichen Schonzeit entsprechenden bestimmten Zeitabstand vor der folgenden Einschaltflanke t\ des Steuerimpulses des zweiten Thyristors 77)2 nicht unterschreitet. Der Ansteuerimpuls wäre dann z. B. beim Zeitpunkt fm (vgl. F i g. 2h) begrenzt, so daß sich für den Strom /j ein Verlauf nach der Kurve 13 bis zum Zeitpunkt t\i ergibt. Wenn der Steuerimpuls an diesem Zeitpunkt (t\o) festgehalten wird, würden bei noch höherer Speisespannung zwar die Ströme und auch die Spannungen in der Ablenkschaltung zunehmen, was geringe Auswirkungen

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kurzschlußartiges Verhalten wäre aber sicher vermieden. Ein Fernsehempfänger mit einer solchen Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist somit auch noch bei viel höherer Speisespannung prinzipiell betriebsfähig.

Fi g. 3 zeigt eine Schaltung, mit der die erforderliche Verschiebung der Einschaltflanke für den Thyristor 77?! erreicht werden kann.

An einer Eingangsklemme 21 wird eine vom Sägezahngenerator 1 gelieferte Spannung zugeführt, wie sie in Fig.2d dargestellt und in der ausgezogenen Kurve der F i g. 4 wiedergegeben ist. Diese Spannung steuert die Basis eines ersten npn-Transistors 22, dessen Emitter mit demjenigen eines zweiten npn-Transistors 23 und über einen Widerstand 24 mit Masse verbunden ist. Der Basis des Transistors 23 wird eine regelbare Gleichspannung zugeführt; der Kollektor des Transistors 22 ist mit der Speisequelle + Ub verbunden, und der Kollektor des Transistors 23 ist über einen Arbeitswiderstand 25 an + U_B angeschlossen. Am Kollektor des Transistors 23 treten Ausgangsimpulse auf, die der Basis eines pnp-Transistors 26 zugeführt werden, dessen Emitter an + Ub liegt und dessen über einen Arbeitswiderstand 27 an Masse angeschaltetem Kollektor die verstärkten Ausgangsimpulse bei 38 entnommen werden.

Eine Regelspannung Ur, die sich von 0,6 bis etwa 0,7 V ändern kann, wird von einer Klemme 28 einem Widerstand 29 und gleichzeitig der Basis eines npn-Transistors 30 zugeführt, dessen Emitter über einen Widerstand 31 an Masse und damit dem Minuspol der Speisequelle Ub Hegt. Der Kollektor des Transistors 30 ist über einen Widerstand 32, der ggf. entfallen kann, an die Basis des Transistors 23 angeschlossen, die außerdem an einem Spannungsteiler liegt, der über einen Widerstand 33 mit +Ub und über einen Widerstand 34 und ggf. 35 mit Masse verbunden ist.

Zunächst sei angenommen, daß der Emitter des Transistors 30 weiter über einen Widerstand 36 mit + Ub verbunden ist derart, daß aus den Widerständen 36 und 31 ein vom Strom durch den Transistor 30 weitgehend unabhängiger Spannungsteiler gebildet wird, durch den die Spannung am Emitter des Transistors 30 auf einem bestimmten, durch den Änderungsbereich der Spannung Ur bedingten Wert

ίο festgehalten wird. Bei der angegebenen Bemessung könnte der Widerstand 31 wenige 10 Ohm betragen oder durch eine direkte Verbindung des Emitters mit Masse ersetzt sein, wobei dann der Widerstand 36 weggelassen werden könnte. Wenn die Regelspannung Uli sich z. B. zwischen 2 und 3 V ändern würde, könnte die Emitterspannung des Transistors 30 durch den Spannungsteiler 31,36 auf 1,4 V eingestellt sein.

Die Transistoren 22 und 23 bilden einen Differenzverstärker, der über den Widerstand 24 mit einem weitgehend festgelegten Strom gesperrt wird. Der Widerstand 24 kann auch durch eine an sich bekannte Stromquelle, die z. B. durch einen von konstanter Spannung gesteuerten Transistor gebildet wird, ersetzt sein. Wenn die in Fig.4 mit einer ausgezogenen Linie dargestellte Steuerspannung von der Klemme 21 höher ist als die Gleichspannung an der Basis des Transistors 23, ist letzterer gesperrt, so daß auch der Transistor 26 keinen Strom führt und an der Ausgangsklemme 38 das Massepotential auftritt. Wenn dann die Sägezahnspannung, deren oberer flacher Teil z. B. + 7 V beträgt und die an ihrer unteren Spitze 5 V erreicht, kleiner wird als \t'iC opännüng Em ucf LjaSiS uc5 TfäfiSiSiOFä 23 VOfl Z. B.

+ 6 V, wird der Transistor 22 gesperrt, der Transistor 23 und demzufolge der Transistor 26 führen Strom und an der Ausgangsklemme 38 tritt, wenn der Transistor 26 in die Sättigung gesteuert ist, praktisch die Speisespannung + Ub auf; es ergibt sich also ein positiver Spannungssprung.

Der Spannungsteiler 33, 34, 35 ist so eingestellt, daß bei minimalem Strom, insbesondere Sperrung, des Transistors 30 schon unmittelbar nach dem Beginn der Sägezahnfianke im Zeitpunkt ri der Transistor 23 in einem sehr frühen Zeitpunkt k (Fig.5) geöffnet wird, weil seine in F i g. 4 als punktierter Spannungspegel 42 eingetragene Basisvorspannung nur wenig kleiner als + 7V ist und z.B. +6,9V beträgt. Der hohe Ausgangspegel bleibt erhalten, bis der Sägezahn gemäß der Kurve 41 in Fig.4 beim Zeitpunkt & auf seinen Maximalwert zurückspringt. Dadurch ergibt sich zwisehen den Zeitpunkten /9 und fc der in F i g. 5 im linken Teil punktiert und nach rechts in die ausgezogene Kurve übergehende breite Ausgangsimpuls am Ausgang 38. Wenn dagegen der Transistor 30 durch die Regelspannung Ur in die Sättigung gesteuert ist, tritt an seinem

■"5 Kollektor die z. B. durch den Spannungsteiler 31, 36 bedingte Emitterspannung auf. Die Widerstände 32 bis 35 sind nach der Erfindung so bemessen, daß dann die Spannung an der Basis des Transistors 23 gemäß der Kurve 43 in Fig.4 einen Wert annimmt, der vom Sägezahn 41 im Zeitpunkt /10 (F i g. 5) erreicht wird. Am Ausgang 38 tritt dann ein von iio bis U, dauernder schmaler Impuls auf (vgl. F i g. 5). Von dem Punkt ab, in dem der Transistor 30 die Sättigung erreicht, wirkt sich ein etwaiger weiterer Anstieg der Regclspannung Ur

auf die Kollektorspannung des Transistors 30 und damit

auf die Basisspannung am Transistor 23 nicht mehr aus:

Der Ausgangsimpuls kann also nicht schmaler werden.

• Damit ist die nach der Erfindung gewünschte Begren-

ίο

zung der minimalen hu pulsbreite erreicht.

Der Kollektor des Transistors 30 kann auch an einen Abgriff zwischen den Widerständen 34 und 35 des Basisspannungsteilers angeschlossen werden, wobei in gleicher Weise die geschilderte Begrenzung des Änderungsbereiches der Basisspannung erzielt werden kann.

Schließlich ist es auch möglich, den Widerstand 24 über einen weiteren Widerstand 39 mit der Speisespannung + Ub zu verbinden und die Bemessung so zu wählen, daß sich bei gesperrten Transistoren 22 und 23 eine Spannung von +5,5 V abzüglich der Basis-Emilter-Grundspannung von z.B. +0,6V, also auf +4,9V einstellt. Wenn dann infolge der Regelspannung Ur die Basisspannung des Transistors 23 kleiner als +5,5 V ist, ergibt sich, daß zwar im Zeitpunkt fio, wenn die Sägezahnspannung 4i kleiner wird als der der Linie 43 von +5,5V entsprechende Wert, der Transistor 22 gesperrt wird, aber der Transistor 23 nicht öffnen kann, weil vom Punkt fio ab die Emitter-Spannung infolge des Stromes über den Widerstand 39 restgehalten wird. In diesem Falle tritt also kein Ausgangsimpuls mehr auf, und die Energiezufuhr unterbleibt ganz; es ergibt sich somit eine Sicherungswirkung gegen Überlastung.

Es ist auch möglich, statt eines einfachen Sägezahnes der Klemme 21 einen solchen zuzuführen, der im Bereich seiner Spitze eine impulsartige Erhöhung entsprechend dem gestrichelten Kurventeil 44 besitzt. In diesem Fall ist die vorstehend beschriebene Begrenzung der Basisspannung bzw. der Emitterspannung des Transistors 23 nicht erforderlich; durch den Impulsaufsatz 44 wird auch bei weniger positiver Basisspannung ein Schalten durch die Vorderflanke dieses Impulsaufsatzes bewirkt; damit ist die minimale Breite des Ausgangsimpulses festgelegt.

F i g. 2g zeigt durch stärker ausgezogene Linienteile die Bereiche, in denen die Thyristoren 1,2 und 3 leitfähig sind. Der Thyristor 1 kann, wie insbesondere F i g. 2h zu entnehmen ist, zwischen den Zeitpunkten r, und Λ2 leitend sein (dick ausgezogen) oder zwischen den Zeitpunkten Λο bis f,₃ (gestrichelt dargestellt). Der Thyristor ΓΛ₂ ist zwischen den Zeitpunkten fi und ti leitend, wie F i g. 2b zu entnehmen ist. Der Thyristor Th₃ wird zu irgendeinem Zeitpunkt während der ersten Hinlaufhälfte leitend und schließlich im Zeitpunkt f,' gesperrt.

Schließlich ist in F i g. 1 in punktierter Darstellung die bereits oben erwähnte andere Variante dargestellt, bei der der Thyristor Th\ entfällt und ersetzt ist durch eine Diode Di, der für die entgegengesetzte Stromrichtung ein (erster) Thyristor Th\ parallel liegt, der über einen Transformator 3 vom Steuergerät 2 getriggert wird, allerdings in einer noch zu beschreibenden anderen Weise.

Wenn in dieser so veränderten Schaltung der zweite Schalter S₂ stromdurchlässig und dadurch der Punkt A mit Erde verbunden ist, tritt in der Speisedrossel Li unter der Einwirkung der Speisespannung U_B ein etwa zeitproportional ansteigender Strom auf. Wenn der Thyristor 7Tj₂ kommutiert und dadurch gesperrt wird, springt die Spannung am Punkt A, wie oben zu F i g. 2b beschrieben, auf einen höheren Wert; die in der Induktivität L\ magnetisch gespeicherte Energie fließt dann über die Diode Di als Strom in das Kommutierungsnetzwerk, insbesondere auf die Kondensatoren C₂, C₃ und C₄. Die Zeit für den Stromanstieg in der Speisedrossel L, ist somit maximal, und entsprechend ist auch die Energieübertragung in das Kommutierungsnetzwerk maximal. Wenn alle Energie aus der Spule L\ zum Kommutierungsnetzwerk übertragen ist, wird der Strom durch die Diode Di zu Null. Dann kann sich eine Sperrspannung in dieser Diode aufbauen: ein Rückstrom ist jedoch nicht möglich.

Diese Sperrspannung an der Diode Di ist eine normale Vorwärtsspannung für den Thyristor Th_x'. Je nachdem, wieviel der im Kommutierungsnetzwerk angehäuften Energie tatsächlich für die angeschlossene Ablenkschaltung, gegebenenfalls mit einer Hochspannungserzeugung für die Bildröhre, benötigt wird, kann der Thyristor Th\ früher oder später gezündet werden und dann mehr oder weniger von der angehäuften Energie über die Spule L\ wieder zur Speisespannungsquellr Ub zurückübertragen. Der Thyristor Th\ kann natürlich nur leitend gesteuert werden, wenn an seiner Anode eine positive Spannung liegt, d. h. wenn die Diode Di bereits stromlos geworden ist. Bei bekannten Schaltungen hat der Steuerimpuls fü/ den Thyristor Th]', z. B. aus Gründen der aufzuwendenden Steuerleistung, nur eine kurze Dauer. Wenn dieser Steuerimpuls für die Regelung, etwa bei stark ansteigender Netzspannung, immer früher gegeben wird, kann das dazu führen, daß der Thyristor Th₁' wegen einer negativen Anodenspannung nicht gezündet wird ur,n nichtleitend bleibt: Die maximale Eneigi.- bleibt dann im Kommutierungsnetzwerk enthaitt. und wird in die Ablenkschal-

tung übertragen, w^':xh eine erhebliche Überlastung erfolgen kann.

Gemäß der Erfindung wird daher auch bei dieser Variante für die Abgabe des Steuerimpulses für den Thyristor Th\' eine Zeitbegrenzung eingeführt derart, daß der Triggerimpuls für den ersten Thyristor Th\' nach Abschluß der Energiezufuhr über die Diode D, nicht früher endet, als daß eine sichere Zündung des ersten Thyristors Tfti' noch gewährleistet ist. Auch hierbei entfällt dann natürlich eine weitere Regelmöglichkeit; jedoch sind gravierende Nachteile oder gar Zerstörungen zu befürchten.

Diese Zeitbegrenzung kann dadurch erfolgen, daß der Steuerimpuls für den ersten Thyristor Th\ insgesamt, d. h. unter Beibehaltung des Abstandes zwischen Vorderflanke und Rückianke, nur bis zu einem bestimmten Zeitpunkt verschiebbar ist. Es ist aber auch möglich, nur die Rückflanke bis zu einem bestimmten Zeitpunkt zu verschieben; die Regelung würde sich dann noch auf die Vorderflanke auswirken und die Breite des Impulses ändern. Wenn diese Vorderflanke sich in Zeitbereiche verschieben kann, in denen der Thyristor ohnehin nicht steuerbar ist, bedeutet das keine wesentlichen Nachteile für die Schaltung.

Da nach dem öffnen des zweiten Schalters S₂ die Energieübertragung von der Speisedrossel Li in das Kommutierungsnetzwerk entsprechend einer Schwin gung erfolgt, deren Verlauf durch die dabei beteiligten Induktivitäten und Kapazitäten bestimmt wird, liegt auch der Zeitpunkt, an dem der Thyristor Th\' frühestens eingeschaltet wird, einigermaßen fest Gegebenenfalls muß der Steuerschaltung 2 noch ein Kriterium über dem Öffnungszeitpunkt des Schalters S₂ zugeführt werden, wie es in F i g. 1 durch eine punktierte Linie vom Punkt A zur Steuereinheit 2 angedeutet ist.

Dann kann die erforderliche Zeitbegrenzung sehr genau bestimmt werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

1. Patentansprüche:

   !. Horizontal-Ablenkschaltungsanordnung in einem Fernsehempfänger, bei der ein einen ersten Thyristor enthaltender Speiseschalter und eine Speisedrossel mit der Speisespannung in Reihe am Eingang eines Kommutierungs-Netzwerkes liegen, an dessen Ausgang eine von einem Sägezahnstrom durchflossene Induktivität, z. B. die Horizontal-Ablenkspule, angeschlossen ist, wobei dem Eingang des Kommutierungs-Netzwerkes ein einen zweiten Thyristor enthaltender Kommutierungs-Schalter parallel liegt und zur Regelung der Energieaufnahme der Einschaltzeitpunkt des ersten Thyristors gegenüber dem Einschaltzeitpunkt des zweiten Thyristors durch einer Steuerschaltung entnommene Steuerimpulse verschoben wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (2) eine Zeitbegrenzung enthält derart, JaB₁ insbesondere bei hoher Speisespannung, der durch einen ersten Steuerimpuls bedingte Einschaltzeitpunkt des ersten Thyristors (Th\) nur so weit verschoben werden kann, daß die Funktion der Begrenzung der Energieaufnahme gewährleistet bleibt
2. 2. Horizontal-Ablenkschaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der der Speiseschalter aus einem ersten Thyristor besteht, dessen Zündung zur Verminderung der Energieaufnahme auf einen später liegenden Zeitpunkt verschoben wird, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Zeitbegrenzung sichergestellt ist, daß der Ausschaltzeitpunkt ('iu) des ersten Thynsiois (ΤΊ>\) einen bestimmten Zeitabstand (Schonzeit) vor dem durch einen zweiten Steuerimpuls bedingten Einschaltzeitpunkt (t\) des zweiten Thyristors (Th₂) nicht unterschreitet.
3. 3. Horizontal-Ablenkschahungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einschaltflanke des (ersten) Impulses für den ersten Thyristor (Thi) nur bis zu einem bestimmten Grenz-Zeitwert vor der Einschaltflanke des zweiten Impulses für den zweiten Thyristor (77»2) verschiebbar ist.
4. 4. Horizontal-Ablenkschaltungsanordnung nach Anspruch I₁ bei der der Speiseschalter eine den Strom von der Speisequelle her leitende Diode enthält, der mit umgekehrter Leitfähigkeitsrichtung ein Thyristor parallel geschaltet ist, der bei Auftreten einer Sperrspannung an der Diode gezündet wird und einen Teil der über die Diode in das Kommutierungs-Netzwerk hineingeleiteten Energie wieder herausführt, dadurch gekennzeichnet, daß, insbesondere bei hoher Speisespannung, der Triggerimpuls für den ersten Thyristor (TV) nach Abschluß der Energiezufuhr über die Diode (D\) nicht früher endet, als daß eine sichere Zündung des ersten Thyristors (Th\) noch gewährleistet ist.
5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Impuls, wenn der Zeit-Grenzwert erreicht ist, eine konstante zeitliche Lage und ggf. eine konstante Form beibehält.
6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Impuls bei Erreichen der zeitlichen Grenzlage wegfällt.
7. 7. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß beim Erreichen des Zeitgrenzwertes die Ablenkschaltungsanordnung für bestimmte Zeit oder auf Dauer unwirksam gemacht wird.
8. 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeilbegrenzung nur auf die Rückflanke des durch die Regelung verschobenen zweiten Steuerimpulses wirkt.