DE19519624C2 - Treiberschaltung für ein Halbleiterprüfsystem - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Treiberschal­ tung für ein Halbleiterprüfsystem, die einen geringeren Lei­ stungsverbrauch hat und auf hohe Amplituden und hohe Geschwindigkeiten in einem Halbleiterprüfsystem anspricht, sowie eine Treiberschaltung mit N Zweigen, durch die die Eingangsanschlüsse einer zu prüfenden Vorrichtung bzw. eines zu prüfenden Bausteins geprüft werden, und eine Schaltung zum Reduzieren von Eingabe-Ausgabe- (E/A-)-Impulsspitzen (Spikesignal), durch die E/A-Spikesignale während eines Be­ triebs in einem Treibersperrmodus wesentlich reduziert wer­ den.

Fig. 11 zeigt eine herkömmliche Treiberschaltung. Die Treiberschaltung von Fig. 11 ist so aufgebaut, daß Ein­ gangsanschlüsse eines zu prüfenden Bausteins angesteuert werden. Weil diese Treiberschaltung in einen Schaltschal­ tungsabschnitt 611 und einen Ausgangspufferabschnitt 612 aufgeteilt ist, sind verschiedene Schaltungsstufen vorhan­ den. Außerdem fließt in jedem Schaltungsabschnitt permanent Strom. Darüber hinaus fließt ein Ausgangsstrom von der Treiberschaltung auch im stationären Zustand permanent als Ausgangsruhestrom. Aus diesem Grund ist das Leistungsvermö­ gen der Schaltung von Fig. 11 hinsichtlich der Erfüllung der Spezifikationen begrenzt, die zum Handhaben hoher Amplituden und hoher Geschwindigkeiten bei niedrigem Leistungsverbrauch erforderlich sind.

Ein anderes Beispiel einer herkömmlichen Schaltung ist, eine auf einer monolithischen integrierten Schaltung (IC) ausgebildete Treiberschaltung mit zwei Zweigen. Diese Schal­ tung wird nachstehend unter Bezug auf die Fig. 8, 9 und 10 erläutert. Die Treiberschaltung mit zwei Zweigen wird verwendet, wenn mehrere Bausteine in einem Halbleiterprüfsy­ stem gleichzeitig geprüft werden. Diese Schaltung führt den Eingangsanschlüssen zweier zu prüfender Bausteine (DUT) die gewünschte Amplitude zu, indem ihr ein Prüfmustersignal zu­ geführt wird.

Die Schaltung weist eine Pegelumsetzungsschaltung 200, eine erste Treiberschaltung 300 und eine zweite Treiberschaltung 350 auf. Hierbei sind die erste und die zweite Treiberschaltung 300 bzw. 350 identisch. Nachstehend wird die Arbeitsweise der Pegelumsetzungsschaltung 200 be­ schrieben.

Die Pegelumsetzungsschaltung 200 führt der Treiber­ schaltung mit zwei Zweigen in Antwort auf die Zustände von: 1) Differentialmustersignalen PAT und NPAT, 2) einem Analog­ spannungssignal VH, durch das der Spannungswert eines hohen Pegels des Ausgangssignals der Treiberschaltung festgelegt wird, 3) einem Analogspannungssignal VL, durch das der Span­ nungswert eines niedrigen Pegels festgelegt wird, 4) einem analogen Steuersignal TRC, durch das die Anstiegszeit fest­ gelegt wird und 5) einem analogen Steuersignal TFC durch das die Abfallzeit festgelegt wird, ein Spannungssignal DR zu.

Die Pegelumsetzungsschaltung 200 weist einen Pegelver­ schiebungsabschnitt 220, Konstantstromabschnitte 201 und 203, Schaltabschnitte 202 und 204 sowie Diodenbrücken (DB) 231 und 232 auf, wie in Fig. 9 dargestellt.

Es sind eine Spannungszufuhr VCCA1 zum Zuführen einer positiven Spannung von beispielsweise +11 V sowie eine Spannungszufuhr VEEA1 zum Zuführen einer negativen Spannung von beispielsweise -6 V vorgesehen.

Wenn dem Pegelverschiebungsabschnitt 220 die Differen­ tialmustersignale PAT und NPAT mit einem Pegel einer emittergekoppelten Logik (ECL) zugeführt werden, gibt er be­ züglich des Pegels umgesetzte Differentialsignale Henb1, Lenb1, Henb2 und Lenb2 an den Schaltabschnitt 202 an der Seite der positiven Spannungszufuhr und an den Schaltab­ schnitt 204 an der Seite der negativen Spannungszufuhr aus, um die Diodenbrücken DB231 und DB232 zu schalten. Der innere Schaltungsaufbau und dessen Funktion werden später beschrie­ ben.

Der Schaltabschnitt 202 und der Schaltabschnitt 204 weisen eine komplementäre Schaltung auf, wobei durch die Funktion der beiden Abschnitte die Diodenbrücken DB231 bzw. DB232 geschaltet werden und dem Ausgangsanschluß DR die Ana­ logspannung VH oder VL zugeführt wird.

Wenn die Differentialschaltsignale Henb1 und Lenb1 vom Pegelverschiebungsabschnitt 220 zugeführt wurden und Henb1 < Lenb1 ist, wird der pnp-Transistor Q283 leitend, so daß vom Schaltabschnitt 202 ein Strom i91 zugeführt wird, durch den die Diodenbrücke DB231 in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird. Wenn dagegen Henb1 < Lenb1 ist, wird der pnp-Transi­ stor Q284 leitend, so daß ein Strom i92 zugeführt wird, durch den die Diodenbrücke DB232 in Vorwärtsrichtung vorge­ spannt wird. Der Wert des Vorspannungsstroms i91 wird entwe­ der durch die Beziehung zwischen einem Widerstand R274 des Schaltabschnitts 202 und den Spannungen Henb1 und VCCA1 oder die Beziehung zwischen einem Widerstand R275 des Schaltab­ schnitts 204 und den Spannungen Henb2 und VEEA1 festgelegt.

Wenn Henb2 < Lenb2 ist, wird der pnp-Transistor Q205 leitend, wobei der Schaltabschnitt 204 Strom i91 aus der Di­ odenbrücke DB231 zieht, so daß die Diodenbrücke DB232 zu­ sammen mit dem Transistor Q283 eingeschaltet wird. Wenn da­ gegen Henb1 < Lenb1 ist, wird der npn-Transistor Q206 lei­ tend, so daß die Diodenbrücke DB232 zusammen mit dem Transistor Q284 eingeschaltet wird. Dadurch wird entweder die Di­ odenbrücke DB231 oder die Diodenbrücke DB232 eingeschaltet.

Das Analogspannungssignal VH oder VL ist eine konstante Analogspannung, durch die ein hoher oder ein niedriger Pegel des am Treiberschaltungsausgang out1 erhaltenen Signals, beispielsweise eine den Eingangsanschlüssen TTL- oder ECL- kompatibler Vorrichtungen zugeführte Spannung, festgelegt wird.

Die Diodenbrücken DB231 und DB232 erzeugen ein Aus­ gangssignal durch Schalten der Analogspannungssignale VH oder VL. Durch eine Brücke, in der acht Dioden miteinander verbunden sind, wird ein Hochgeschwindigkeits-Analogschalter gebildet. Das Analogspannungssignal VH wird dem Ausgangsan­ schluß DR der Diodenbrücke DB232 zugeführt, während das Ana­ logspannungssignal VL dem Ausgangsanschluß DR der Dioden­ brücke DB232 zugeführt wird.

D. h., wenn dem oberen bzw. dem unteren Anschluß der in Fig. 9 dargestellten Diodenbrücke DB231 oder DB232 ein Vor­ spannungsstrom in Vorwärtsrichtung zugeführt wird, wird der über den linken und den rechten Anschluß erhaltene Zustand ein entsprechender eingeschalteter Zustand, wohingegen, wenn kein Vorspannungsstrom vorhanden ist, dieser Zustand ein ausgeschalteter Zustand ist. Daher können das VH- und das VL-Signal mit hohen Geschwindigkeiten geschaltet werden, ohne daß ein Einfluß durch die an der Vorspannungsstromseite vorhandene Spannung auftritt, indem die Schaltabschnitte 202 und 204 aus Konstantstromschaltungen gebildet werden.

Für diesen Zweck geeignete Dioden sind Schottky-Dioden oder Dioden, die durch Verbinden der Basis und des Kollek­ tors eines Transistors gebildet werden. Wenn Dioden auf ei­ ner monolithischen Struktur ausgebildet werden, ist es im allgemeinen wünschenswert, eine Diode unter Verwendung eines Transistors zu bilden, weil die Chipfläche dadurch verrin­ gert werden kann. Außerdem hat die Diode bezüglich der Durchbruchspannung in Rückwärtsrichtung einen Vorteil und kann in Abhängigkeit von den Spannungswerten der Spannungszufuhr oder von anderen Bedingungen separat oder kombiniert verwendet werden.

Wenn die Diodenbrücken DB231 und DB232 sich im ausge­ schalteten Zustand befinden und über die unteren und die oberen Anschlüsse dieser Bausteine ein Potential eines Zwischenzustands anliegt, kann die Hochgeschwindigkeitsfunk­ tion der Konstantstromabschnitte 201 und 203 während des nächsten Schaltübergangs zu Problemen führen. Aus diesem Grunde ist beabsichtigt, durch Zuführen eines sehr kleinen Stromes zu veranlassen, daß das Potential einen anderen Zu­ stand als den Zwischenzustand annimmt.

Nachstehend wird die Schaltungsfunktion des Pegelver­ schiebungsabschnitts 220 beschrieben.

Der Pegelverschiebungsabschnitt 220 weist einen Schal­ tungsaufbau aus einem Vorspannungszufuhrabschnitt 221, Differentialverstärkern 222 und 224 und Differential­ stromsteuerungsabschnitten 223 und 225 auf, wie in Fig. 10 dargestellt.

Den beiden Differentialverstärkern 222 und 224 werden Differentialspannungen PAT und NPAT mit einem ECL-Pegel zugeführt. Zunächst werden die Signale PAT und NPAT den Ba­ sen von npn-Transistoren Q10 und Q11 des Differential­ verstärkerabschnitts 222 zugeführt, wobei an der Kollek­ torseite Differentialschaltsignale Henb1 und Lenb1 mit zu einem positiven Spannungswert verschobenen Pegeln ausgegeben werden. Der Differentialstromsteuerungsabschnitt 223 ist mit der Emitterseite des Differentialverstärkerabschnitts 222 verbunden.

Dem Differentialstromverstärkerabschnitt 223 wird eine konstante Spannung vom Vorspannungszufuhrabschnitt 221 zuge­ führt, wobei der Verstärkerabschnitt eine Konstantstrom­ schaltung aus einem Transistor Q12 und Widerständen R9 und R8 bildet. Außerdem kann der Konstantstrom durch Ändern des externen Spannungssignals TRC durch den Widerstand R8 verän­ dert werden. Dadurch können die Ausgangsspannungsamplituden der Schaltsignale Henb1 und Lenb1 variiert werden, so daß die Übergangszeit einer Wellenform an der Anstiegsseite des durch die Treiberschaltung ausgegebenen Signals am Ausgangs­ anschluß out1 kontinuierlich gesteuert werden kann.

Anschließend werden die Signale PAT und NPAT den Basen der npn-Transistoren Q14 und Q15 des Differentialverstärker­ abschnitts 224 zugeführt. Dadurch werden ausgegebene Diffe­ rentialschaltsignale Henb2 und Lenb2 an der Kollektorseite auf einen negativen Spannungspegel verschoben. Ein Differentialstromsteuerungsabschnitt 225 ist mit der Emit­ terseite des Differentialverstärkerabschnitts 224 verbunden, wobei, ähnlich wie bei der vorstehenden Beschreibung, der Konstantstrom durch Ändern des externen Spannungssignals TFC durch den Widerstand R10 variiert werden kann. Dadurch kann die Übergangszeit einer Wellenform an der Anstiegsseite des Signals am Ausgangsanschluß out1 kontinuierlich gesteuert werden.

Nachstehend wird die Arbeitsweise der ersten Treiber­ schaltung 300 unter Bezug auf Fig. 8 beschrieben.

Die erste Treiberschaltung 300 besteht aus Konstantstromquellen 311 und 312, pnp-Transistoren Q381 und Q384, npn-Transistoren Q382 und Q383, Dioden D391 und D392 und Widerständen R386 und R387. In dieser Schaltung sind nicht direkt mit dem Leistungsverbrauch im Zusammenhang ste­ hende Schaltungselemente weggelassen.

Eine Spannungszufuhr VCCA2 ist ähnlich wie die Span­ nungszufuhr VCCA1 eine positive Spannungszufuhr und eine Spannungszufuhr VEEA2 ähnlich wie die Spannungszufuhr VEEA1 eine negative Spanungszufuhr.

Der Treiberschaltung 300 wird das Analogspannungssignal DR mit einer Amplitude VH bzw. VL zugeführt, wie im Zusam­ menhang mit der vorstehend beschriebenen Pegelumsetzungs­ schaltung 200 erläutert, wobei die Treiberschaltung eine Hochgeschwindigkeits-Analogpufferschaltung ist, durch die ein maximaler Laststrom von +/-Imax durch Umwandeln der Si­ gnale auf eine niedrige Impedanz von weniger als 50 Ohm aus­ gegeben wird. Weil durch die Schaltung einer Last ein Quel­ lenstrom zugeführt oder erzwungen wird, daß ein Strom von der Lastseite gezogen wird und in die Schaltung hereinfließt, besteht sie aus einer Komplementärschaltung. Au­ ßerdem muß eine durch Reflektion von der Lastseite verur­ sachte Überschwing-/Unterschwung-Spannungswellenform absor­ biert werden.

Zu diesem Zweck sind beide komplementären Transistoren Q383 und Q384 in der Ausgangsstufe permanent auf einen Be­ triebszustand der A-Klasse vorgespannt. Daher wird durch die Transistoren permanent der maximale Laststrom Imax bereit­ gestellt, auch wenn keine externe Eingangs- bzw. Ausgangs­ spannung vorhanden ist. Die Potentialdifferenz über Wider­ stände R386 und R387 ist immer konstant, wobei das Potential durch eine Spannung vorgegeben ist, die durch die Potential­ differenz der Dioden D391 oder D392 festgelegt ist.

Die Konstantstromquellen 311 und 312 geben einen kon­ stanten Strom aus, so daß mindestens durch die Transistoren Q383 und Q384 der maximale Laststrom Imax bereitgestellt werden kann.

Das Analogspannungssignal DR wird den entsprechenden Basen der Transistoren Q383 und Q384 zugeführt, nachdem es den Basen der Transistoren Q381 und Q382 zugeführt, eine Emitterfolgerfunktion ausgeführt und der Offsetwert der Spannung der Dioden D391 bzw. D392 aufgeprägt wurde. Weil durch eine feste Potentialdifferenz unter Verwendung zweier Dioden und zweier Spannungen Vbe eine Potentialdifferenz zwischen den Basen der Transistoren Q383 und Q384 erhalten wird, führt hierbei der Ausgangsstufentransistor immer einen Betrieb der A-Klasse aus. Daher wird eine dem analogen Ein­ gangsspannungssignal DR entsprechende Ausgangsspannung aus­ gegeben.

Wie vorstehend beschrieben, müssen bei der Schaltungs­ anordnung der Treiberschaltung beide Transistoren Q383 und Q384 permanent den maximalen Laststrom bereitstellen. Daher verbraucht die Treiberschaltung 300 unabhängig vom Belastungszustand immer die maximale Leistung, wobei die Möglichkeiten zur Verringerung des Leistungsverbrauchs der Schaltung ohne Qualitätsverlust der Schaltgeschwindigkeiten begrenzt sind.

Daher ist für ein Halbleiterprüfsystem, bei dem Hun­ derte von Kanälen mit dieser Treiberschaltung verwendet wer­ den, ein umfangreiches Kühlungssystem erforderlich. Außerdem ist eine Realisierung dieses Systems hinsichtlich einer hochdichten Ausführungsform begrenzt, oder es ist eine lei­ stungsstarke Spannungszufuhr erforderlich, wodurch ein großes Prüfsystem erhalten wird. Daher ist ein derartiges System nicht wünschenswert. Außerdem sind die Möglichkeiten zum Verringern des Leistungsverbrauchs bei dieser Schal­ tungsanordnung begrenzt.

Bei einem derartigen System ergeben sich Nachteile da­ durch, daß ein Keramikgehäuse als Behälter zum Aufnehmen ei­ nes monolithischen IC erforderlich ist, das ein hohes Strah­ lungsvermögen aufweist und teuer ist, wobei es außerdem schwierig ist, dieses System in einem kostengünstigen Kunst­ stoffgehäuse anzuordnen.

Fig. 12 zeigt ein anderes Beispiel einer herkömmlichen Treiberschaltung mit einer Treibersperrfunktion.

Wie in Fig. 12 dargestellt, ist die Treibersperr­ schaltung an den Seiten für die Spannungen VH bzw. VL ange­ ordnet. Zunächst wird die VH-Seite erläutert, wobei die VL- Seite jedoch auf die gleiche Weise arbeitet.

Normalerweise ist eine Klemmenspannung Pclmp 651 auf einen höheren Wert eingestellt als die maximale Steuerspan­ nung VH 603. Daher ist die Diode 751 während des normalen Zustands des Treiberausgangs auf den Sperrzustand einge­ stellt. Die Basisspannung VA eines Transistors 702 nimmt einen Wert an, der der Summenspannung aus einer über die Ba­ sis und den Emitter eines Transistors 701 erhaltenen Span­ nung und einer Spannung in der Vorwärtsrichtung der Diode 901 subtrahiert von der Spannung VH entspricht. Dadurch nimmt die Spannung am Treiberausgang 615 den Wert VH an.

Ein DRE2 Signal 682 wird während des Treibersperrbe­ triebs auf den logischen Zustand "1" gesetzt. Dadurch wird ein Basisstrom des Transistors 702 von der Betriebsspannung PV 621 über Transistoren 854 und 855 zugeführt. Dioden 751 und 764 werden eingeschaltet, so daß das Basispotential VA des Transistors 702 die Klemmenspannung Pclmp erreicht, wo­ durch der Transistor 702 gesperrt wird.

Gleichzeitig wird das Setzsignal DH1 für einen hohen Pegel auf den logischen Wert "0" gesetzt. Dadurch wird der Transistor 708 ebenfalls gesperrt. Ähnlich nimmt, weil die Transistoren 802 und 803 an der VL-Seite ebenfalls gesperrt sind, der Treiberausgang 615 einen Zustand hoher Impedanz an.

Fig. 4 zeigt ein Zeitdiagramm der dritten Ausfüh­ rungsform der Erfindung. Wie in Fig. 4a dargestellt, ändert sich der Zustand des Treibers periodisch von einem einge­ schalteten Zustand auf einen ausgeschalteten Zustand (Treibersperrperiode), und anschließend wieder auf einen eingeschalteten Zustand.

Die Spannung VA ändert sich, wie in Fig. 4b darge­ stellt, von der Treiberspannung VH auf die Klemmenspannung Pclmp, wobei diese Spannungsdifferenz relativ groß ist. Da­ her ist die Übergangszeit für die Spannung VA nicht vernach­ lässigbar. Dies ist insbesondere wichtig, wenn der Zustand des Treibers von einem Sperrzustand auf einen eingeschalte­ ten Zustand geändert wird. D. h., es wird eine Zeitdauer Ton benötigt, in der sich die Basisspannung VA des Transistors 702 von der Klemmenspannung Pclmp auf das VH-Potential än­ dert. Wenn das Setzsignal DH1 für einen hohen Pegel des Treibers dagegen auf den logischen Wert "1" eingestellt ist, fällt eine über den Widerstand 709 anliegende Spannung über den Transistor 704 unmittelbar ab, wodurch der Transistor 703 unmittelbar eingeschaltet wird. Dadurch wird der Transi­ stor 702 eingeschaltet, wodurch die Basisspannung VA unver­ ändert am Treiberausgang 615 erscheint.

Daher wird, wie in Fig. 4a dargestellt, eine aufgrund des Transistor-Einschaltvorgangs erhaltene Übergangsspannung dem Treiberausgang 616 als Spikesignalwellenform zugeführt, wobei diese Spikesignalwellenform während einer Periode von Ton als E/A-Spikesignal aufrechterhalten bleibt.

Je länger die Übergangszeitdauer ist, desto größer sind auf diese Weise die Breite und die Amplitude des E/A-Spikesignals. Dies hat eine unerwünschte Wirkung auf die zu prü­ fende Vorrichtung bzw. den zu prüfenden Baustein (DUT).

Bei herkömmlichen Systemen war, um einen Betrieb bei größeren Amplituden und höheren Geschwindigkeiten zu erhal­ ten, immer ein Stromfluß in den Ausgangsabschnitt der Trei­ berschaltung vorhanden, um die Schaltspannung in einer kür­ zeren Zeitdauer zu erhöhen oder zu verringern. Der Grund da­ für liegt darin, daß, weil parasitäre Kapazitäten oder Streukapazitäten der Elemente vorhanden sind, ein zusätzli­ cher Strom gezogen wird. Es fließt permanent im voraus ein Strom in den Ausgangsabschnitt, um die Zeitdauer zu verrin­ gern, die beim Erhöhen der Schaltspannung zum Erreichen des Schaltsetzwertes erforderlich ist.

Weil der Leistungsverbrauch herkömmlicher Schaltungen wesentlich ist, ist bei diesen Schaltungen nicht nur eine Wärmeabführung und ein Kühlvorgang erforderlich, um Tempera­ turerhöhungen auszugleichen, sondern hat auch die gesamte Treiberschaltung einen erhöhten Leistungsverbrauch. Dadurch war es schwierig, die Betriebskosten zu senken. Daher ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Treiberschaltung bereitzustellen, die einen im Vergleich zu einer herkömmli­ chen Schaltung wesentlich verringerten Leistungsverbrauch hat, bei der eine niedrige Versorgungsspannung verwendet werden kann und bei der leichter Maßnahmen gegen Tempera­ turerhöhungen getroffen werden können.

Diese Aufgabe wird mit einer Treiberschaltung mit den im Anspruch 1 oder 4 oder 9 ange­ gebenen Merkmalen gelöst.

Bei einer ersten Ausführungsform der Erfindung ist in der Treiberschaltung, durch die einem Ausgangsanschluß 615 durch Umschalten zwischen einem hohen und einem niedrigen Pegel ein Signal für ein Halbleiterprüfsystem zugeführt wird, eine Ausgangsstromquelleneinrichtung 703 vorgesehen, um einen Ausgangsstrom mit einer durch einen Stromschalter eingestellten Periode auszugeben. Eine erste Span­ nungspuffereinrichtung 701 gibt bei einer vorgegebenen Ein­ gangsspannung 603 mit hohem Pegel durch eine Emitterfolger­ funktion ein Signal aus. Eine erste Spannungsausgabeein­ richtung 702 ist vorgesehen, deren Basispotential durch das Ausgangspotential des dem ersten Stromquellenausgangssignal entsprechenden Ausgangsspannungswertes des ersten Spannungs­ puffers gegeben ist. Diese Treiberschaltung weist einen Verstärker 613 für einen hohen Pegel auf, der aus dem vor­ stehenden Aufbau gebildet wird.

Außerdem ist eine zweite Stromquelleneinrichtung 803 vorgesehen, durch die ein Ausgangsstrom mit einer durch den Stromschalter eingestellten Periode ausgegeben wird. Eine erste Spannungspuffereinrichtung 801 gibt bei einer vorgege­ benen Eingangsspannung 604 mit hohem Pegel durch eine Emit­ terfolgerfunktion ein Signal aus. Eine erste Spannungs­ ausgabevorrichtung 802 ist vorgesehen, deren Basisspannung durch das Ausgangspotential des dem ersten Stromquellenaus­ gangssignal entsprechenden Ausgangsspannungswertes des er­ sten Spannungspuffers gegeben ist. Eine Treiberschaltung mit niedrigem Leistungsverbrauch für das Halbleiterprüfsystem weist einen Verstärker 614 für einen niedrigen Pegel auf, der aus dem vorstehenden Aufbau gebildet wird.

Die folgenden Einrichtungen können der vorstehenden Treiberschaltung hinzugefügt werden. Detektoreinrichtungen (704, 705, 706, 707, 708) zum Feststellen von Änderungen des Ausgangsstroms des Ausgangsanschlusses 615. Eine Treiber­ schaltung mit geringem Leistungsverbrauch für ein Halbleiterprüfsystem wird gebildet, indem eine Prozeßsteue­ rung oder Einrichtung für eine rückgekoppelte Steuerung 709 vorgesehen ist, durch die der Stromwert der Stromquellenein­ richtung 703 gemäß dem festgestellten Wert gesteuert wird.

Außerdem können der vorstehenden Treiberschaltung die folgenden Einrichtungen hinzugefügt werden. Die Treiber­ schaltung mit niedrigem Leistungsverbrauch für ein Halbleiterprüfsystem wird gebildet, indem eine Pegelhaltungseinrichtung 710 vorgesehen ist, durch die ein konstanter und minimaler Stromquellenwert gemäß dem festge­ stellten Wert bereitgestellt wird.

Bei der zweiten Ausführungsform der Erfindung wird der npn-Transistor Q83, wenn diesem positive Differentialschalt­ signale Henb1 und Lenb1 zugeführt werden und Henb1 < Lenb1 ist, leitend und führt der Diodenbrücke DB71 einen Strom i6 zu. Wenn Henb1 < Lenb1 ist, werden die pnp-Transistoren Q84 und Q85 leitend, so daß ein Schaltabschnitt 511 für positive Spannung erhalten wird, durch den der Diodenbrücke DB72 ein Strom i2 und dem Treiberausgangsabschnitt 520 ein Strom i3 zugeführt wird, wobei durch einen aus den beiden pnp-Transi­ storen gebildeten Stromspiegel ein Kollektorstromverhältnis von M : 1 erhalten wird.

Wenn Henb2 < Lenb2 ist, wird der npn-Transistor Q106, wenn diesem negative Differentialschaltsignale Henb1 und Lenb1 zugeführt werden, leitend, so daß ein Strom i2 von der Diodenbrücke DB72 gezogen wird. Wenn Henb2 < Lenb2 ist, wer­ den die npn-Transistoren Q104 und Q105 leitend, so daß ein Schaltabschnitt 511 für negative Spannung gebildet wird, durch den ein Strom i7 vom Treiberausgangsabschnitt 520 und ein Strom i8 von der Diodenbrücke DB71 gezogen wird, wobei, weil durch die beiden npn-Transistoren ein Stromspiegel ge­ bildet wird, ein Kollektorstromverhältnis von M : 1 erhalten wird. Durch Zuführen des Analogspannungssignals VH, durch das am Ausgangsanschluß out1 ein Signal mit hohem Pegel bereitgestellt wird, wird ein durch den Schaltabschnitt 511 für positive Spannung und den Schaltabschnitt 512 für nega­ tive Spannung bezüglich des Analogspannungssignals VH geschaltetes Signal von einer Abgriffposition abgegriffen, die um eine Diode D16 der Brücke verschoben ist, und der Ba­ sis des npn-Transistors Q112 des Treiberausgangsabschnitts 520 zugeführt. Die Brücke DB71 besteht aus mindestens acht Dioden.

Wenn das Analogspannungssignals VL zugeführt wird, durch das am Ausgangsanschluß out1 ein Signal mit niedrigem Pegel bereitgestellt wird, wird ein durch den Schaltab­ schnitt 511 für positive Spannung und den Schaltabschnitt 512 für negative Spannung bezüglich des Analogspannungssi­ gnals VL geschaltetes Signal von einer Abgriffposition abge­ griffen, die um eine Diode D27 der Brücke verschoben ist, und der Basis des pnp-Transistors Q113 des Treiberausgangs­ abschnitts 520 zugeführt. Die Brücke DB71 besteht aus minde­ stens acht Dioden. Ein Ausgangsanschluß der Diodenbrücke DB71 und ein Ausgangsanschluß für den Strom i3 vom Schaltab­ schnitt 511 für positive Spannung sind miteinander verbun­ den. Ferner sind ein Ausgangsanschluß von der Diodenbrücke DB72 und ein Ausgangsanschluß für den Strom i8 vom Schaltab­ schnitt 512 für negative Spannung miteinander verbunden. Dann wird durch den zwischen den Eingangsanschlüssen flie­ ßenden Strom i3 = i8 eine Vorspannung mit der Potentialdiffe­ renz 2 × Vbe zwischen den beiden Basen und Emittern des npn- Transistors Q107 bzw. des pnp-Transistors Q108 erzeugt. Für die komplementäre Anordnung aus dem npn-Transistor Q112 und dem pnp-Transistor Q113 wird eine Vorspannung der Klasse A bereitgestellt. Der Treiberausgangsabschnitt 520 gibt an den Ausgangsanschluß out1 ein Signal aus, das dem Analogspan­ nungssignal VH bzw. VL entspricht, nachdem dieses gepuffert und verstärkt wurde.

Auf diese Weise kann eine Treiberschaltung mit niedri­ gem Leistungsverbrauch realisiert werden, die ein Signal VH oder VL auswählt, puffert, verstärkt und ausgibt, nachdem ihr die Differentialschaltsignale Henb1 und Lenb1 einer po­ sitiven Spannung, die Differentialschaltsignale Henb2 und Lenb2 einer negativen Spannung und das Analogspannungssignal VH, durch das ein hoher Pegel des Signals am Ausgangsan­ schluß out1 festgelegt wird, bzw. das Analogspannungssignal VL zugeführt wurden, durch das ein niedriger Pegel festge­ legt wird.

Außerdem sind in der Treiberschaltung npn-Transistoren Q107 und Q112 mit einer Chipgröße vorgesehen, durch die ein Kollektorstromverhältnis von Q107 : Q112 = 1 : P erhalten wird, indem aus den beiden Transistoren Q107 und Q112 ein Strom­ spiegel gebildet wird. Außerdem sind pnp-Transistoren Q108 und Q113 mit einer Chipgröße vorgesehen, durch die ein Kol­ lektorstromverhältnis von Q108 : Q113 = 1 : P erhalten wird, in­ dem aus den beiden Transistoren Q108 und Q113 ein Stromspie­ gel gebildet wird. Auf diese Weise wird auf einfache Weise ein Vorspannungszustand der A-Klasse für die Ausgangsstufentransistoren Q112 und Q113 bereitgestellt, Wo­ durch ein stabiler Niederleistungsstrom ausgegeben wird.

Ferner kann eine Treiberschaltung mit N Zweigen gebil­ det werden durch: Anordnen von N Sätzen der Treiberschaltung mit dem vorstehenden Aufbau; Anordnen einer Pegelverschiebungsschaltung 400, durch die Differential­ schaltsignale Henb1 und Lenb1, die zu einem positiven Span­ nungspegel verschoben sind, und Differentialschaltsignale Henb2 und Lenb2, die zu einem negativen Spannungspegel ver­ schoben sind, dem Ausgangsanschluß der Treiberschaltung mit niedrigem Leistungsverbrauch bzw. Niederleistungs-Treiber­ schaltung mit dem vorstehenden Aufbau zugeführt werden, wenn dieser das PAT- bzw. das NPAT-Signal zugeführt wird; und Zu­ führen eines Ausgangssignals von der Pegelverschie­ bungsschaltung 400 zu N Sätzen der Treiberschaltung. Auf diese Weise kann eine Niederleistungs-Treiberschaltung mit zwei bis N Zweigen realisiert werden.

Außerdem ist eine Anordnung vorgesehen, bei der der Treiberschaltung mit dem vorstehenden Aufbau ein Konstant­ stromabschnitt 501 und ein Konstantstromabschnitt 502 hin­ zugefügt werden, durch die den Diodenbrücken DB71 und DB72 ein sehr kleiner Strom zugeführt wird, so daß diese auf den ausgeschalteten Zustand eingestellt sind.

Außerdem ist eine Anordnung vorgesehen, bei der der Treiberschaltung mit dem vorstehenden Aufbau ein Strombe­ grenzungsabschnitt 50, durch den verhindert wird, daß ein übermäßiger Strom an der Seite der positiven Spannungszufuhr in den Kollektor des npn-Transistors Q112 der Ausgangsstufe fließt, und ein Stromsteuerungsabschnitt 51 hinzugefügt wer­ den, durch den verhindert wird, daß an der Seite der positi­ ven Spannungszufuhr in den Kollektor des pnp-Transistors Q113 der Ausgangsstufe ein übermäßiger Strom fließt.

Durch das erfindungsgemäße System kann eine Treiber­ schaltung erhalten werden, bei der keine Wellenverzerrungen vorhanden sind, wie bei herkömmlichen Schaltungen, weil je­ des Transistorenpaar Q112/Q107 bzw. Q113/Q108 einen Strom­ spiegel bildet und für die Transistoren Q112 bzw. Q113 der Ausgangsstufe ein Vorspannungszustand der A-Klasse gebildet wird, indem ein Vorspannungspotential von 2 × Vbe bereitgestellt wird. Dieses Vorspannungspotential wird erhalten, in­ dem die Basis und der Kollektor des npn-Transistors Q107 bzw. des pnp-Transistors Q108 des Treiberausgangsabschnitts 520 und beide Emitter miteinander verbunden werden und ein Konstantstromfluß des Stroms 12 erhalten wird.

Während der Übergangszeitdauer, wenn die Spannung am Ausgangsanschluß out1 noch nicht den VH- bzw. den VL-Pegel erreicht hat, werden die Potentiale der Diodenbrücken DB71 bzw. DB72, weil das Potential an einem der Punkte A oder B verschoben ist, unsymmetrisch, so daß ein Strom i6 oder i4 zum Treiberstrom des Transistors Q112 bzw. Q113 der Aus­ gangsstufe beiträgt.

Dadurch kann in der zweiten Ausführungsform der Erfin­ dung eine einer herkömmlichen Treiberschaltung gleiche Hoch­ geschwindigkeits-Treiberschaltung erhalten werden, auch wenn der Stromverbrauch während des Bereitschaftszustands auf etwa 1/M reduziert ist.

Ferner wird eine Treiberschaltung mit einer Schaltung zum Verringern von E/A-Spikesignalen bereitgestellt, durch die während des Treibersperrbetriebs E/A-Spikesignale we­ sentlich reduziert werden können.

Gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung sind vor einer Stromquelleneinrichtung 703, die einen Aus­ gangsstrom ausgibt, Schalteinrichtungen (758, 760) angeord­ net. Durch Transistoren 758 und 760 wird eine Schaltung mit gemeinsamem Emitter gebildet, wobei der Basis des Transi­ stors 758 ein Eingangssignal mit hohem Pegel zugeführt wird. Außerdem wird der Basis des Transistors 760 eine Ausgangs­ spannung von einer Spannungspuffereinrichtung 701 zugeführt. Der Kollektor des Transistors 758 ist mit einem Lastwider­ stand 709 verbunden. Der gemeinsame Emitter der Transistoren 758 und 760 ist mit dem Kollektor des Transistors 704 verbunden, dessen Basis mit Masse verbunden ist. Auf diese Weise erfüllt die Schalteinrichtung (758, 760) durch die Schaltung zum Verringern von E/A-Spikesignalen nach Ablauf der Übergangszeit Ton eine Bedingung, wodurch die Stromquelleneinrichtung 703 eingeschaltet wird. Daraufhin wird am Treiberausgang 615 ein Signal von einer Spannungaus­ gangseinrichtung 702 ausgegeben, wobei der Sperrmodus in den normalen Treiberausgangsmodus übergeht. Wenn die Stromquelleneinrichtung 703 eingeschaltet ist, sinkt eine Eingangsspannung VA der Spannungsausgabeeinrichtung 702 von der Klemmenspannung Pclmp ausreichend auf eine Ein­ gangsspannung VH mit hohem Pegel ab, wobei die Spikesi­ gnalbreite der als E/A-Spikesignal erscheinenden Treiberaus­ gangsspannung im Vergleich zur herkömmlichen Technik wesent­ lich verringert ist.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Diagramm zum Darstellen einer ersten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Trei­ berschaltung;

Fig. 2A ein schematisches Diagramm zum Darstellen des Stroms bzw. der Spannung in einer herkömmlichen Treiber­ schaltung;

Fig. 2B zeigt ein schematisches Diagramm zum Darstel­ len der ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Trei­ berschaltung;

Fig. 3 zeigt ein schematisches Diagramm zum Darstellen einer dritten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Trei­ berschaltung;

Fig. 4 zeigt ein Zeitdiagramm zum Darstellen der Ar­ beitsweise der dritten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 5 zeigt ein Blockdiagramm zum Darstellen einer zweiten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Niederlei­ stungs-Treiberschaltung mit zwei Zweigen;

Fig. 6 zeigt ein schematisches Diagramm zum Darstellen der zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Niederlei­ stungs-Treiberschaltung;

Fig. 7A zeigt ein schematisches Diagramm zum Darstel­ len einer Strombegrenzungsschaltung der Seite der positiven Spannungszufuhr der zweiten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 7B zeigt ein schematisches Diagramm zum Darstel­ len einer Strombegrenzungsschaltung der Seite der negativen Spannungszufuhr der zweiten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 8 zeigt ein Blockdiagramm zum Darstellen einer herkömmlichen Treiberschaltung mit zwei Zweigen;

Fig. 9 zeigt ein schematisches Diagramm zum Darstellen einer herkömmlichen Pegelumsetzungsschaltung;

Fig. 10 zeigt ein schematisches Diagramm zum Darstel­ len einer Schaltung eines herkömmlichen Pegelumsetzungsab­ schnitts;

Fig. 11 zeigt ein schematische Diagramm zum Darstellen einer herkömmlichen Treiberschaltung; und

Fig. 12 zeigt ein schematisches Diagramm zum Darstel­ len eines Beispiels einer erfindungsgemäßen Treiberschaltung mit einer Treibersperrfunktion.

Nachstehend wird die erste Ausführungsform der Erfin­ dung unter Bezug auf die Figuren beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Diagramm einer erfin­ dungsgemäßen Treiberschaltung. Bei der in Fig. 1 darge­ stellten Treiberschaltung sind ein Schaltschaltungsabschnitt 613 und ein Ausgangspufferabschnitt 614 kombiniert, wobei durch den Schaltungsaufbau ein VH-Verstärker 613, der einen hohen Pegel ausgibt, und ein separater VL-Verstärker 614 gebildet werden, der einen niedrigen Pegel ausgibt. Die Treiberschaltung steuert außerdem Signale DH1, DH2 und DL1, DL2 durch ein logisches Signal und stellt durch eine Schalt­ funktion ein Ausgangssignal mit einem hohen oder einem nied­ rigen Pegel bereit.

• 1. Wenn der VH-Verstärker 613 ausgeschaltet ist, d. h. wenn der VL-Verstärker 614 einen niedrigen Pegel ausgibt, werden die folgenden Funktionen ausgeführt:
  • a) Wenn der Transistor Q1 des VH-Verstärkers 613 ein­ geschaltet ist, ist der Transistor Q2 ausgeschaltet, und ein Strom i2 fließt in den Transistor Q1.
  • b) Wenn das Emitterpotential eines Transistors Q3 als V1 und das Emitterpotential eines Transistors Q6 als V2 be­ zeichnet wird, ist der durch einen Widerstand R1 fließende Strom gegeben durch (V1 - V2)/(R3 + R4 + R5). Weil dieser Strom sehr klein, jedoch ausreichend groß ist, um zu verhindern, daß die Transistoren Q3 und Q6 ausgeschaltet werden, und das durch R1 erhaltene Potential klein ist, z. B. kleiner als 0.3 V, wird die Stromquelle des Transistors Q4 ausgeschaltet.
  • c) Daher sinken der Emitter des Transistors Q5 und der Diode D4 auf einen niedrigen Pegel ab, und der Transi­ stor Q5 und die Diode D4 werden gesperrt. Dadurch nimmt der Strom i8 den Wert Null an. Die Dioden D3 und D4 sind Schottky-Dioden und bilden eine Sicherung bezüglich der Ba­ sis-Emitter-Durchbruchspannung (BV EBO) der Transistoren Q7 und Q5. Außerdem sind die Dioden D5 und D6 Schottky-Dioden und bilden eine Sicherung bezüglich der Basis-Emitter-Durch­ bruchspannung (BV EBO) der Transistoren Q8 und Q13.
• 2. Wenn der VH-Verstärker 613 eingeschaltet ist, d. h., wenn vom niedrigen auf den hohen Pegel umgeschaltet wird, werden die folgenden Funktionen ausgeführt:
  • a) Wenn der Transistor Q1 des VH-Verstärkers 613 aus­ geschaltet ist, ist der Transistor Q2 eingeschaltet, und es fließt ein Strom i2 vom Transistor Q1 zum Widerstand R3, zum Transistor Q3 und zum Widerstand R1.
  • b) Der Basis des Transistors Q1 wird ein Potential i2 × R1 zugeführt, wobei der Transistor Q4 eingeschaltet wird und durch einen in den Treiberausgang 615 fließenden Strom das Treiberausgangspotential zunimmt. Wenn dies eintritt, wird der VL-Verstärker 614 ausgeschaltet.
  • c) Das Ausgangspotential steigt weiter an, bis der Transistor Q5, dessen Basis mit Masse verbunden ist, und die Diode D4 eingeschaltet werden. Wenn der Transistor Q5 und die Diode D4 eingeschaltet sind, fließt ein Strom i6 der Stromquelle vom Transistor Q4 in den Transistor Q5 und die Diode D4 und separat durch die Widerstände R4 und R5.
  • d) Durch den durch den Widerstand R4 fließenden Strom i4 wird der durch den Widerstand R1 fließende Strom verrin­ gert, d. h. auf den Wert (i2 - i4) vermindert, wodurch der Strom in der Stromquelle des Transistors Q4 verringert wird.

Durch die vorstehend unter (2) aufgeführten Punkte c und d wird dargestellt, daß eine rückgekoppelte Schleife ausgeführt wird, wobei, wenn das Potential auf den vorge­ gebenen Ausgangspotentialwert ansteigt, während dieser Zeitdauer der gesamte Strom i2 durch den Widerstand R1 fließt. Wenn ein Bereitschaftszustand bezüglich des eingestellten Ausgangspotentials festgestellt wird, wird der Strom über den Widerstand R4 zurückgeleitet, so daß der durch den Widerstand R1 fließende Strom reduziert wird. D. h., ein dynamischer Strom nimmt während der Übergangszeitdauer zu, wenn vom niedrigen auf den hohen Pegel umgeschaltet wird, wobei, wenn der VH-Verstärker 613 auf den eingestellten Po­ tentialwert VH eingestellt ist, der Strom reduziert wird.

Nachstehend wird unter Bezug auf Fig. 2 beschrieben, wie in der erfindungsgemäßen Treiberschaltung von Fig. 2B eine im Vergleich zur in Fig. 2A dargestellten herkömmli­ chen Treiberschaltung niedrige Zufuhrspannung verwendet wer­ den kann. Fig. 2B zeigt die erfindungsgemäße Treiberschal­ tung, wobei für die positive Spannungszufuhr PV und die ne­ gative Spannungszufuhr MV kein Spannungszufuhrabschnitt (entsprechend 2VF + VBE; (609 + 610)) erforderlich ist, wie beim herkömmlichen Schaltungsaufbau. Daher kann eine niedrigere Zufuhrspannung verwendet werden, wobei die erforderlichen Spannungsamplituden für beide Verfahren jedoch gleich sind.

Die erste Ausführungsform der Erfindung hat aufgrund des vorstehend beschriebenen Aufbaus die nachstehend be­ schriebenen Wirkungen:
In der ersten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Treiberschaltung sind der VH-Verstärker, der den hohen Pegel ausgibt, und der VL-Verstärker, der den niedrigen Pegel aus­ gibt, getrennt, wobei das Ausgangssignal mit dem hohen Pegel bzw. das Ausgangssignal mit dem niedrigen Pegel durch ein Logiksignal getrennt werden und wobei, weil die Treiber­ schaltung so aufgebaut ist, daß durch ein Logiksignal zwi­ schen dem hohen und dem niedrigen Pegel umgeschaltet wird, der Leistungsverbrauch während des Bereitschaftszustands, außer bezüglich des dynamischen Stroms beim Schaltvorgang vom hohen auf den niedrigen Pegel oder umgekehrt, insgesamt wesentlich reduziert werden kann.

Außerdem kann aufgrund des Aufbaus der ersten Ausfüh­ rungsform einer erfindungsgemäßen Treiberschaltung eine im Vergleich zur herkömmlichen Technik niedrige Zufuhrspannung verwendet werden.

Durch den verringerten Leistungsverbrauch können außer­ dem einfache Maßnahmen zum Minimieren von Tempe­ raturerhöhungen getroffen und die Betriebskosten verringert werden.

Nachstehend wird unter Bezug auf die Figuren die zweite Ausführungsform der Erfindung beschrieben.

Die zweite, bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wird unter Bezug auf die Fig. 5 und 6 verdeutlicht, in denen eine auf einem monolithischen IC ausgebildete Treiber­ schaltung mit zwei Zweigen und niedrigem Leistungsverbrauch dargestellt ist.

In der erfindungsgemäßen Schaltung sind für jede kom­ plementäre Treiberausgangsstufe zwei Transistoren als Strom­ spiegel angeordnet. Einer dieser Transistoren wird zum Er­ zeugen eines Treibersignals verwendet, während der andere Transistor lediglich zum Bereitstellen einer Vorspannung verwendet wird. Auf diese Weise wird durch Eliminieren eines Widerstandes an der Emitterseite der Ausgangsstufe während des Bereitschafts- und des Übergangszustandes eine stabile Vorspannung bereitgestellt. Die Schaltung wurde so konstru­ iert, daß der Transistor der Ausgangsstufe durch einen hohen Strom gesteuert werden kann. Durch diesen Schaltungsaufbau wird der Stromverbrauch während des Bereitschaftszustandes wesentlich verringert.

Die in Fig. 5 dargestellte Schaltung besteht aus einer Pegelverschiebungsschaltung 400, einer ersten Treiberschal­ tung 500 und einer zweiten Treiberschaltung 550. Die erste und die zweite Treiberschaltung sind identisch.

Die Pegelverschiebungsschaltung 400 hat den gleichen Aufbau wie der Pegelverschiebungsabschnitt 220 der in Fig. 10 dargestellten herkömmlichen Schaltung. D. h., nachdem die ECL-Differentialsignale PAT bzw. NPAT zugeführt wurden, wer­ den das TCR-Signal für die Abfallzeitsteuerung und die auf einen positiven Spannungspegel verschobenen Differenti­ alschaltsignale Henb1, Lenb1 der ersten Treiberschaltung 500 bzw. der zweiten Treiberschaltung 550 zugeführt. Die auf einen negativen Spannungspegel verschobenen Differential­ schaltsignale Henb2, Lenb2 werden ebenfalls der ersten Treiberschaltung 500 bzw. der zweiten Treiberschaltung 550 zugeführt.

Die erste Treiberschaltung 500 besteht, wie in Fig. 6 dargestellt, aus Diodenbrücken (DB) 71 und 72, Konstant­ stromabschnitten 501 und 502, Schaltabschnitten 511 und 512 und dem Treiberausgangsabschnitt 520.

Die Diodenbrücken DB71 und DB72 sind Hochgeschwindig­ keitsschalter und bestehen jeweils aus acht Dioden. Das Aus­ gangssignal von diesen Schaltern wird von der Abgriffposi­ tion abgenommen, die um eine Diode mit einer Diodenspannung Diode verschoben ist, um eine Spannung bereitzustellen, die um eine vorgegebene Potentialdifferenz Vbe verschoben ist, die einem Potential zwischen der Basis und dem Emitter der Transistoren Q112 und Q113 der Ausgangsstufe entspricht.

Die Brücke DB71 besteht aus Dioden D11-D14 und D15-D18. Ein Schaltstrom wird zugeführt, indem der Kollektor des pnp- Transistors Q83 mit den Anoden der Dioden D11 und D15 ver­ bunden wird. Das Analogspannungssignal VH wird einer Abgriffposition zugeführt, die um eine Diode D16 verschoben ist, so daß die Spannung VH um eine Diodenspannung Diode verschoben wird. D. h., das Signal VH wird von der Kathode der Diode D15 der Basis des Transistors Q112 durch einen Strom zugeführt, durch den eine Stromsenke verursacht wird, indem die Kathoden der Dioden D14 und D18 mit dem Kollektor des npn-Transistors Q104 verbunden werden.

Die Brücke DB72 besteht aus Dioden D21-D24 und D25-D28. Ein Schaltstrom wird zugeführt, indem der Kollektor des pnp- Transistors Q84 mit den Anoden der Dioden D21 und D25 ver­ bunden wird. Das Analogspannungssignal VL wird einer Abgriffposition zugeführt, die um eine Diode D27 verschoben ist, so daß die Spannung VH um eine Diodenspannung Diode verschoben wird. D. h., das Signal VL wird von der Anode der Diode D28 der Basis des Transistors Q113 durch einen Strom zugeführt, durch den eine Stromsenke verursacht wird, indem die Kathoden der Dioden D24 und D28 mit dem Kollektor des npn-Transistors Q106 verbunden werden.

Bei diesem Beispiel weist die Brücke acht Dioden auf, wobei jedoch alternativ sechs Dioden verwendet werden kön­ nen, indem die Dioden D14 und D18 oder D21 und D25 weggelas­ sen werden.

Der Konstantstromabschnitt 501 und der Konstantstromab­ schnitt 502 sind die gleichen wie beim herkömmlichen Schal­ tungsaufbau und dienen dazu, einen sehr kleinen Strom bereitzustellen, um zu verhindern, daß die Potentiale über die Diodenbrücken DB71 und DB72, die sich im ausgeschalteten Zustand befinden, einen Zwischenzustand annehmen. Wenn beide Enden sich in einem potentialfreien Zustand befinden, können während des nächsten Übergangsvorgangs Störungen in der Hochgeschwindigkeitschaltfunktion auftreten. Daher sind die Konstantstromabschnitte so aufgebaut, daß diese Erscheinung verhindert wird.

Der Schaltabschnitt 511 erhält positive Differential­ schaltsignale Henb1 und Lenb1 von der Pegelverschiebungs­ schaltung 400. Wenn Henb1 < Lenb1 ist, wird der npn-Transi­ stor Q83 leitend und führt der Diodenbrücke DB71 in Vor­ wärtsrichtung einen Strom i6 zu. Wenn dagegen Henb1 < Lenb1 ist, werden die pnp-Transistoren Q84 und Q85 leitend und führen über den Widerstand R74 Ströme i2 und i3 zu. Der Strom i2 wird der Diodenbrücke DB72 zugeführt, wodurch eine Vorspannung in Vorwärtsrichtung bereitgestellt wird. Der Strom i3 wird dem Treiberausgangsabschnitt 520 zugeführt, um eine Vorspannung bereitzustellen. Die Transistoren Q84 und Q85 bilden einen Stromspiegel, wobei die Chipgröße so ausge­ bildet ist, daß ihr Stromverhältnis beispielsweise etwa 10 : 1 beträgt.

Der Treiberausgangsabschnitt 520 besteht aus Transisto­ ren Q112, Q107 mit einer npn-Stromspiegelanordnung, Q113, Q108 mit einer pnp-Stromspiegelanordnung und einer Diode D7. Eine negative Spannungszufuhr VEX2 ist mit dem Kollektor des Transistors Q113 verbunden. Die negative Zufuhrspannung wird daraufhin, indem die Emitter der beiden Transistoren Q112 und Q113 miteinander verbunden werden, dem Ausgangsanschluß out1 zugeführt. Ein Eingangsanschluß am Punkt A ist mit der Basis und dem Kollektor des Transistors Q107, der Basis des Transistors Q112 und der Kathode der Diode D7 verbunden. Ein Eingangsanschluß am Punkt B ist mit der Basis und dem Kol­ lektor des Transistors Q108, der Basis des Transistors Q113 und der Anode der Diode D7 verbunden. Eine Vorspannung für die Ausgangsstufe wird durch Verbinden des Emitters des Transistors Q107 mit dem Emitter des Transistors Q108 erhal­ ten. Hierbei dient die Diode D7 dazu, zu verhindern, daß die Ausgangsstufe durch Anlegen unerwarteter hoher Spannungen an der Seite des Ausgangsanschlusses out1 gestört wird. Die Di­ ode D7 kann gegebenenfalls weggelassen werden.

Jedes Transistorpaar Q107, Q112 bzw. Q108, Q113 bildet einen Stromspiegel, wobei die Chipgröße so aufgebaut ist, daß das Stromverhältnis beispielsweise 1 : 6 beträgt. Dadurch fließen Ströme i12 und i13 in einem Verhältnis von 1 : 6. Wenn der Stromverstärkungsfaktor jedes der Transistoren als hfe und der Basisstrom des Transistors Q107 als ib bezeichnet wird, ist ib = i3/(1 + hfe + 6). Der Emitterstrom i12 des Tran­ sistors Q107 beträgt i12 = ib × (1 + hfe), und der Emitterstrom i13 des Transistors Q112 beträgt i13 = 6 × ib × (1 + hfe). Daher fließt durch diese Schaltungsverbindung ein Konstantstrom, der auf den Betriebszustand der A-Klasse vorgespannt ist, der durch den Kollektorstrom i14 = 6 × ib × hfe des Transi­ stors Q112 bestimmt ist, in die Transistoren Q112 und Q113.

Nachstehend wird die Arbeitsweise der Ausführungsform von Fig. 6 im Bereitschaftszustand beschrieben, wenn der VL- Pegel ausgegeben wird.

Die Diodenbrücke DB72 wird eingeschaltet, wenn die pnp- Transistoren Q84, Q85 und der npn-Transistor Q106 leitend sind. Das VL-Pegel-Ausgangssignal wird dann dem Punkt B zu­ geführt, gepuffert und dem Ausgangsanschluß out1 zugeführt.

Der Strom i2 fließt in die Diodenbrücke DB72 und den Transistor Q106 und schaltet die Diodenbrücke DB72 auf einen eingeschalteten Zustand. Dadurch wird der Basis der pnp- Transistoren Q108 und Q113 eine Spannung mit einem Pegel zugeführt, der der Differenzspannung zwischen dem Analogspan­ nungssignal VL und der Diodenspannung Diode entspricht. Die Emitterausgangsspannung des pnp-Transistors Q113 der Aus­ gangsstufe ist um Vbe vermindert, so daß die Spannung VL dem Ausgangsanschluß out1 zugeführt wird. Daher ist das Aus­ gangssignal um die Potentialdifferenz der Diode D27 ver­ schoben, so daß am Ausgangsanschluß out1 eine dem Analog­ spannungssignal VL entsprechende Spannung ausgegeben wird.

Der andere geringe Strom i3 wird weiter unterteilt in den Basis-/Kollektorstrom des Transistors Q107 und den Ba­ sisstrom des Transistors Q112. Daraufhin fließt ein Strom i12 an der Seite des Transistors Q107, während an der Seite des Transistors Q112 ein Strom i13 fließt. Die Ströme i12 und i13 fließen in die pnp-Transistoren Q108 bzw. Q113 und daraufhin über die Diode D28 der Diodenbrücke DB72 in den Transistor Q106. Durch eine Potentialdifferenz zwischen den Punkten A und B wird eine Bereitschaftszustand-Vorspannung der durch die Transistoren Q107 und Q108 festgelegten Span­ nung 2 × Vbe bereitgestellt. Darüber hinaus bildet der Transi­ stor Q112 der Ausgansstufe einen Stromspiegel mit dem Tran­ sistor Q107, während der Transistor Q113 einen Stromspiegel mit dem Transistor Q108 bildet. Dadurch wird ein ähnlicher Vorspannungszustand für einen A-Klassen-Betrieb bereitge­ stellt.

Nachstehend wird die Arbeitsweise der Ausführungsform von Fig. 6 im Bereitschaftszustand für ein Ausgangssignal mit dem VH-Pegel beschrieben.

In diesem Fall werden der pnp-Transistor Q83 und die npn-Transistoren Q104 und Q105 leitend, wobei das Analog­ spannungssignal VH gepuffert und dem Ausgangsanschluß out1 zugeführt wird.

Zu diesem Zeitpunkt nimmt die Diodenbrücke DB71 einen eingeschalteten Zustand an, und die VH-Spannung wird dem Punkt A zugeführt. Die weitere Arbeitsweise der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform ist mit der Arbeitsweise für den vorstehend unter Bezug auf das erste Ausgangssignal mit dem VL-Pegel beschriebenen Fall identisch.

Nachstehend wird die Arbeitsweise der Ausführungsform von Fig. 6 während der Übergangszeitdauer beschrieben, wenn das Signal am Ausgangsanschluß out1 vom Pegel VL auf den Pe­ gel VH umgeschaltet wird.

Während der Übergangszeitdauer nimmt das Potential am Punkt A, wenn das Signal am Ausgangsanschluß out1 den VH-Pe­ gel erreicht, aufgrund des Potentials des Anschlusses out1 ab. Daher wird die Diodenbrücke DB71 unsymmetrisch, wobei der größte Anteil des Stroms i6 über die Diode D15 zum Punkt A fließt. Hierbei wird, weil der Strom i6 = 10 × i3 ist, der Basisstrom, der zehnmal größer ist als der Strom im Bereit­ schaftszustand, dem Transistor Q112 der Ausgangsstufe zuge­ führt, wobei dem Ausgangsanschluß out1 ein großer Strom zu­ geführt wird. Daraufhin nimmt, wenn sich das Potential am Anschluß out1 dem Spannungswert VH angenähert hat, der Strom i6 ab und seinen ursprünglichen Bereitschaftszustand an, wo­ bei der Strom des niedrigen Verbrauchs bzw. der Sparstrom wiedergewonnen wird. Auf diese Weise wird, weil in der Aus­ gangsstufe im Gegensatz zum herkömmlichen Schaltungsaufbau kein Widerstand angeordnet ist, die Treiberleistung der Schaltung durch eine im Vergleich zum Bereitschaftszustand geringe Potentialdifferenz verzehnfacht.

Nachstehend wird die Arbeitsweise der Ausführungsform von Fig. 6 während der Übergangszeitdauer erläutert, wenn das Signal des Ausgangsanschlusses out1 vom Pegel VH auf den Pegel VL umgeschaltet wird.

In diesem Fall wird die Diodenbrücke DB72 unsymme­ trisch, wobei der größte Anteil des Senkenstroms 12 durch den Transistor Q106 zur Diode D28 fließt. Daher wird ähnlich wie bei den vorstehend beschriebenen Verhältnissen der Ba­ sisstrom, der zehnmal größer ist als der Strom im Bereit­ schaftszustand, zum Transistor Q112 der Ausgangsstufe gezo­ gen. Daher wird die Treiberleistung am Ausgangsanschluß out1 durch eine im Vergleich zum Bereitschaftszustand kleine Po­ tentialdifferenz verzehnfacht.

Bei der vorstehenden Diskussion der zweiten Ausfüh­ rungsform wurde der Fall erläutert, bei dem eine Treiberschaltung mit zwei Zweigen verwendet wird. Es können jedoch gegebenenfalls N Sätze der vorstehend beschriebenen Treiber­ schaltungen 500 mit dem Aufbau einer Treiberschaltung für N Zweige, wie beispielsweise keinen Zweig, drei Zweige, vier Zweige usw., angeordnet werden.

Außerdem ist, wie im Fall der Eingabe der Signale PAT, bzw. NPAT mit dem ECL-Differentialmuster, das Mustersignal eines einzelnen Eingangssignals an Stelle des Differential- Eingangssignals zulässig, und der TTL-Pegel an Stelle des ECL-Pegels ist ebenfalls zulässig.

Bei der vorstehenden Diskussion der zweiten Ausfüh­ rungsform wurde ein Stromverhältnis von 10 : 1 zwischen den jeweils einen Stromspiegel bildenden Transistoren Q84 und Q85 bzw. Q104 und Q105 als Beispiel des Chipgrößenverhält­ nisses verwendet. Das Verhältnis kann jedoch, falls er­ wünscht, M : 1 betragen und auf ähnliche Weise erhalten wer­ den. Außerdem wurde ein Stromverhältnis von 1 : 6 zwischen den jeweils einen Stromspiegel bildenden Transistoren Q107 und Q112 bzw. Q108 und Q113 als Beispiel des Chipgrößenverhältnisses verwendet. Das Verhältnis kann je­ doch, falls erwünscht, 1 : P betragen und auf ähnliche Weise erhalten werden.

Bei der Diskussion der zweiten Ausführungsform sind die Transistoren Q84 und Q85 bzw. Q104 und Q105 der Schaltab­ schnitte 511 bzw. 512 als Stromspiegel angeordnet, um ein Stromverhältnis zu erhalten. In der Schaltung kann jedoch auch oder alternativ ein Widerstand an der Emitterseite vor­ gesehen sein, um ein Stromverhältnis zu erhalten.

Bei der Diskussion der zweiten Ausführungsform wurde ein Fall erläutert, bei dem in der Pegelverschiebungsschal­ tung 400 das TCR-Signal zur Anstiegszeitsteuerung und das TFC-Signal zur Abfallzeitsteuerung verwendet werden. Diese Signale müssen jedoch nicht verwendet werden.

Bei der Diskussion der zweiten Ausführungsform wurde ein Fall erläutert, bei dem der Kollektor des Transistors Q112 der Ausgangsstufe direkt mit der positiven Spannungszu­ fuhr VEX1 und der Kollektor des Transistors Q113 direkt mit der negativen Spannungszufuhr VEX2 verbunden war. Es kann jedoch eine Strombegrenzungsschaltung hinzugefügt werden, um zu verhindern, daß durch die Spannung am Ausgangsanschluß out1 andere Spannungszufuhranschlüsse oder andere Anschlüsse kurzgeschlossen werden oder Schaltungsstörungen auftreten. D. h., Der zwischen dem Kollektor des Transistors Q112 der Ausgangsstufe und der Spannungszufuhr VEX1 angeordnete Strombegrenzungsabschnitt 50 in Fig. 7A ist ein Beispiel und der zwischen dem Kollektor des Transistors Q113 der Aus­ gangsstufe und der Spannungszufuhr VEX2 angeordnete Strombe­ grenzungsabschnitt 51 ein anderes Beispiel.

Bei der vorstehenden Diskussion der zweiten Ausfüh­ rungsform wurde eine Anordnung mit Konstantstromabschnitten 501 und 502 erläutert. An Stelle der Konstantstromabschnitte 501, 502 kann jedoch gegebenenfalls einem Widerstand mit ho­ hem Widerstandswert ein sehr kleiner Strom zugeführt werden, so daß eine ähnliche Funktion erhalten wird. Außerdem können die Konstantstromquellen 501, 502, falls erwünscht, wegge­ lassen werden.

Nachstehend werden die durch die zweite Ausführungsform mit dem beschriebenen Aufbau erhaltenen Wirkungen disku­ tiert.

Durch diese Ausführungsform der Erfindung wird ein Vor­ spannungspotential von 2 × Vbe erhalten, indem die Basis und der Kollektor des npn-Transistors Q107 oder des npn-Transi­ stors Q108 des Treiberausgangsabschnitts 520 miteinander verbunden werden, beide Emitter miteinander verbunden werden und der konstante Strom i3 zugeführt wird. Weil die Transi­ storen Q112 und Q107 bzw. Q113 und Q108 einen Stromspiegel bilden, wird außerdem bezüglich den Transistoren Q112 und Q113 ein Vorspannungszustand der A-Klasse erhalten.

Während der Übergangszeitdauer, wenn die Spannung am Ausgangsanschluß out1 noch nicht den Pegel VH bzw. VL er­ reicht hat, nimmt das Potential am Punkt A oder B aufgrund des Potentials am Ausgangsanschluß out1 ab. Daher werden die mit dem Punkt A bzw. B verbundenen Diodenbrücken DB71 bzw. DB72 unsymmetrisch, so daß der Strom i6 oder i4 in die Richtung fließt, in der der Ausgangsstufentransistor angesteuert wird. Daher wird durch den Aufbau der zweiten Ausführungs­ form der Erfindung ereicht, daß einer Last ein Strom zuge­ führt bzw. entzogen werden kann, der M-mal größer ist als im Bereitschaftszustand.

Daher kann durch diese Schaltung der Stromverbrauch im Bereitschaftszustand, wenn keine Last vorhanden ist, um ein Drittel bis ein Fünftel verringert werden, wobei der Treiberstrom während der Übergangszeitdauer der Ausgangs­ spannung ähnlich wie bei der herkömmlichen Schaltung zuge­ führt oder entzogen werden kann. Dadurch wird eine Treiber­ schaltung mit wesentlich geringerem Leistungsverbrauch er­ halten. Durch diesen geringen Leistungsverbrauchs der Schal­ tung kann der monolithische IC dieser Schaltung außerdem vorteilhaft in einem kostengünstigen Kunststoffgehäuse ange­ ordnet werden kann.

Nachstehend wird die dritte Ausführungsform der Erfin­ dung unter Bezug auf die Fig. 3 und 4 beschrieben.

Die dritte Ausführungsform der Erfindung ist so aufge­ baut, daß eine Schaltung zum Verringern von E/A-Spikesigna­ len der Treiberschaltung mit einer Treibersperrfunktion ge­ bildet wird. Fig. 3 zeigt die dritte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Treiberschaltung.

Zunächst wird die VH-Seite beschrieben. An der VL-Seite wird jedoch eine ähnliche Funktion ausgeführt. Schaltein­ richtungen (Transistoren 758, 760) sind mit einer Stufe der Stromquelleneinrichtung 703 verbunden, durch die der Aus­ gangsstrom zugeführt wird. Transistoren 758 und 760 bilden eine Schaltung mit gemeinsamem Emitter. Die Eingangsspannung VH des hohen Pegels wird der Basis des Transistors 758 und das Ausgangssignal von der Spannungspuffereinrichtung 701 der Basis des Transistors 760 zugeführt. Der Kollektor des Transistors 758 ist mit dem Lastwiderstand 709 verbunden. Der gemeinsame Emitter der Transistoren 758 und 760 ist mit dem Transistor 704 verbunden, dessen Basis mit Masse verbun­ den ist.

Schottky Dioden 759, 761 können in den Emittern der Transistoren 758 und 760 vorgesehen sein, um eine Sicherung bezüglich der Basis-Emitter-Durchbruchspannung der Transi­ storen zu erhalten. Die Transistoren 758 und 760 führen die folgenden Schaltfunktionen aus.

Wenn der Strom vom Transistor 704 so eingestellt ist, daß die Stromquelleneinrichtung 703 eingeschaltet ist, wird durch die Transistoren 758 und 760 verhindert, daß Strom durch den Lastwiderstand 709 fließt, bis eine vorgegebene Bedingung erfüllt ist. Diese Bedingung ist, daß die Ein­ gangsspannung VA der Spannungsausgabeeinrichtung 702 nied­ riger wird als die Eingangsspannung VH des hohen Pegels. Wie in der Ipulsübersicht von Fig. 4 dargestellt, steigt die Eingangsspannung VA der Stromausgangseinrichtung 702 während des Sperrmodus auf den Klemmenspannungswert Pclmp an. Wenn vom Sperrmodus auf den eingeschalteten Treiberzustand umge­ schaltet wird, fällt die Spannung VA auf den Eingangs­ spannungswert VH des hohen Pegels ab, wobei während dieser Zeitdauer verhindert wird, daß die Stromquelleneinrichtung 703 eingeschaltet wird. Nach Ablauf der Übergangszeit Ton erfüllen die Schalteinrichtungen (758, 760) in der Schaltung zum Verringern der E/A-Spikesignale die Bedingung, und die Stromquelleneinrichtung 703 wird eingeschaltet. Anschließend wird das Treiberausgangssignal 615 von der Spannungsausgabe­ einrichtung 702 ausgebgeben und vom Sperrmodus auf den nor­ malen Treiberausgangsmodus umgeschaltet.

Auf diese Weise sinkt die Eingangsspannung VA der Span­ nungsausgabeeinrichtung 702, wenn die Stromquelleneinrich­ tung 703 eingeschaltet wird, vom Klemmenspannungswert Pclmp ausreichend auf die Eingangsspannung VH des hohen Pegels ab. Daher wird im Vergleich zur in Fig. 4e dargestellten her­ kömmlichen Technik die Spikesignalbreite der als E/A-Spike­ signal erscheinenden Treiberausgangsspannung wesentlich ver­ ringert, wie in Fig. 4d dargestellt.

Die dritte Ausführungsform der Erfindung mit dem vor­ stehend beschriebenen und dargestellten Aufbau hat die fol­ genden Wirkungen.

Die Schalteinrichtungen (758, 760) sind in einer Stufe vor der Stromquelleneinrichtung 703 angeordnet, die den Aus­ gangsstrom ausgibt. Durch die Schalteinrichtungen wird ver­ hindert, daß die Stromquelleneinrichtung 703 eingeschaltet wird, bis die Eingangsspannung VA der Spannungsausgabeein­ richtung 702 niedriger wird als die Eingangsspannung VH des hohen Pegels. Während des Sperrmodus steigt die Eingangsspannung VA der Spannungsausgabeeinrichtung 702 auf den Klemmenspannungswert Pclmp an. Wenn vom Sperrmodus auf den eingeschalteten Treibermodus umgeschaltet wird, sinkt die Spannung VA auf den Eingangsspannungswert VH des hohen Pegels ab, wobei während dieser Zeitdauer verhindert wird, daß die Stromquelleneinrichtung 703 eingeschaltet wird.

Auf diese Weise sinkt die Eingangsspannung VA der Span­ nungsausgabeeinrichtung 702, wenn die Stromquelleneinrich­ tung 703 eingeschaltet wird, von der Klemmenspannung Pclmp ausreichend auf den Eingangsspannungswert VH des hohen Pe­ gels ab. Daher wird im Vergleich zur herkömmlichen Technik die Spikesignalbreite der als E/A-Spikesignal erscheinenden Treiberausgangsspannung wesentlich verringert.

Claims (9)

1. Treiberschaltung mit niedrigem Leistungsverbrauch für ein Halbleiterprüfsystem, mit:
einer ersten Stromquelleneinrichtung (703), die während einer durch einen Stromschalter der Treiberschaltung eingestellten Zeitdauer einen Aus­ gangsstrom ausgibt, wobei einem Ausgangsanschluß (615) für das Halbleiterprüfsystem durch Umschalten zwischen einem Signal mit hohem und einem Signal mit niedrigem Pegel ein Signal zugeführt wird;
einem ersten Spannungspuffer (701) zum Ausgeben einer vorgegebenen Spannung (603) mit hohem Pegel;
einer ersten Spannungsausgabeeinrichtung (702) mit einem Basispotential, das durch das Potential des Aus­ gangssignals des ersten Spannungspuffers in Antwort auf das Ausgangssignal der ersten Stromquelle festgelegt wird;
einem Verstärker (613) für einen hohen Pegel, der die erste Stromquelle, den ersten Spannungspuffer und die erste Spannungsausgabeeinrichtung aufweist;
einer zweiten Stromquelleneinrichtung (803) zum Ausgeben des Ausgangsstroms während einer durch den Stromschalter festgelegten Zeitdauer;
einem zweiten Spannungspuffer (801) zum Ausgeben einer vorgegebenen Spannung (604) mit hohem Pegel;
einer zweiten Spannungsausgabeeinrichtung (802) mit einem Basispotential, das durch das Potential des Ausgangssignals des zweiten Spannungspuffers in Antwort auf das Ausgangssignal der zweiten Stromquelle festge­ legt wird; und
einem Verstärker (614) für einen niedrigen Pegel, der die zweite Stromquelleneinrichtung, den zweiten Spannungspuffer und die zweite Spannungsausgabeein­ richtung aufweist.

2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, ferner mit:
einer ersten Detektoreinrichtung (704, 705, 706, 707, 708) zum Erfassen von Änderungen des Ausgangs­ stroms des Ausgangsanschlusses (615)
einer ersten Einrichtung (709) für eine rückgekop­ pelte Steuerung, die einen Stromwert der ersten Strom­ quelleneinrichtung (703) in Antwort auf den durch den ersten Detektor erfaßten Wert steuert;
einer zweiten Detektoreinrichtung (804, 805, 806, 807, 808) zum Erfassen von Änderungen des Ausgangs­ stroms des Ausgangsanschlusses (615); und
einer zweiten Einrichtung (809) für eine rückge­ koppelte Steuerung, die einen Stromwert der zweiten Stromquelleneinrichtung (803) in Antwort auf den durch den zweiten Detektor erfaßten Wert steuert.

3. Treiberschaltung nach Anspruch 2, ferner mit:
einer ersten Pegelhaltungseinrichtung (710), durch die ein konstanter minimaler Stromquellenwert in Ant­ wort auf den durch den ersten Detektor erfaßten Wert bereitgestellt wird; und
einer zweiten Pegelhaltungseinrichtung (810), durch die ein konstanter minimaler Stromquellenwert in Antwort auf den durch den zweiten Detektor erfaßten Wert bereitgestellt wird.

4. Treiberschaltung mit niedrigem Leistungsverbrauch für ein Halbleiterprüfsystem, wobei die Treiberschaltung durch Zuführen von Differentialschaltsignalen (Henb1, Lenb1) mit positiver Spannung und Differentialschaltsignalen (Henb2, Lenb2) mit negativer Spannung ein Analogspannungssignal (VH, VL) puffert, verstärkt und ausgibt, so daß am Ausgangsanschluß (out1) ein Signal mit hohem bzw. niedrigem Pegel bereitgestellt wird, wobei die Schaltung aufweist:
einen Schaltabschnitt (511) für positive Spannung, der, wenn ihm positive Differentialschaltsignale (Henb1, Lenb1) zugeführt werden, wenn das Potential von Henb1 kleiner ist als das von Lenb1, einer Diodenbrücke (DB71) einen Strom (i6) zuführt und, wenn das Potential von Henb1 größer ist als das von Lenb1, einer Di­ odenbrücke (DB72) einen Strom (12) und einem Treiberausgangsabschnitt (520) einen Strom (13) zu­ führt;
einen Schaltabschnitt (512) für negative Spannung, der, wenn ihm negative Differentialschaltsignale (Henb2, Lenb2) zugeführt werden, wenn das Potential von Henb2 kleiner ist als das von Lenb2, der Diodenbrücke (DB2) einen Strom (i2) entzieht und, wenn das Potential von Henb2 größer ist als das von Lenb2, der Dioden­ brücke (DB71) einen Strom (i7) und dem Treiberausgangs­ abschnitt (520) einen Strom (i8) entzieht;
eine aus mindestens sechs Dioden gebildete Dioden­ brücke (DB71), wobei, wenn dieser das Analogspannungs­ signal (VH) zugeführt wird, durch das der hohe Pegel des Ausgangsanschlusses (out1) bereitgestellt wird, ein durch den Schaltabschnitt (511) für positive Spannung und den Schaltabschnitt (512) für negative Spannung be­ züglich des Analogspannungssignals (VH) geschaltetes Signal von einer Abgriffposition ausgegeben wird, die um eine Diode (D16) der Brücke verschoben ist, und der Basis eines npn-Transistors (Q112) des Treiberausgangs­ abschnitts (520) zugeführt wird;
eine aus mindestens sechs Dioden gebildete Dioden­ brücke (DB72), wobei, wenn dieser das Analogspannungs­ signal (VL) zugeführt wird, durch das der niedrige Pe­ gel des Ausgangsanschlusses (out1) bereitgestellt wird, ein durch den Schaltabschnitt (511) für positive Span­ nung und den Schaltabschnitt (512) für negative Span­ nung bezüglich des Analogspannungssignals (VL) geschal­ tetes Signal von einer Abgriffposition ausgegeben wird, die um eine Diode (D27) der Brücke verschoben ist, und der Basis eines pnp-Transistors (Q113) des Treiberaus­ gangsabschnitts (520) zugeführt wird;
wobei der Treiberausgangsabschnitt (520) das Ana­ logspannungssignal (VH, VL) dem Ausgangsanschluß (out1) zuführt, nachdem es gepuffert und verstärkt wurde, in­ dem ein Ausgangsanschluß der Diodenbrücke (DB71) und ein Strom (i3) -ausgangsanschluß des Schaltabschnitts (511) für positive Spannung miteinander verbunden wer­ den und ein Ausgangsanschluß der Diodenbrücke (DB72) und ein Strom (i8) -ausgangsanschluß des Schaltab­ schnitts (512) für negative Spannung miteinander ver­ bunden werden und ferner durch Erzeugen eines Vorspannungspotentials basierend auf einer Potential­ differenz (2 × Vbe) zwischen dem npn-Transistor Q107 und dem pnp-Transistor Q108 durch den Strom (i3 = i8) zwi­ schen beiden Eingangsanschlüssen und durch Zuführen ei­ ner Vorspannung der A-Klasse zur komplementären Anord­ nung des npn-Transistors (Q112) und des pnp-Transistors (Q113).

5. Treiberschaltung nach Anspruch 4, wobei der Treiberaus­ gangsabschnitt ferner aufweist:
npn-Transistoren (Q107) und (Q112), durch die ein Stromspiegel durch eine Chipgröße gebildet wird, wobei das Kollektorstromverhältnis (Q107) : (Q112) = 1 : P be­ trägt;
pnp-Transistoren (Q108) und (Q113), durch die ein Stromspiegel durch eine Chipgröße gebildet wird, wobei das Kollektorstromverhältnis (Q108) : (Q113) = 1 : P be­ trägt.

6. Treiberschaltung nach Anspruch 4 oder 5, wobei den Di­ odenbrücken (DB71, DB72) durch Konstantstromabschnitte (501) und (502) ein geringer Strom zugeführt wird, wenn die Diodenbrücken auf den ausgeschalteten Zustand eingestellt sind.

7. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 4, 5 oder 6, ferner mit:
einem Strombegrenzungsabschnitt (50), durch den ein übermäßiger Stromfluß an der Seite der positiven Spannungszufuhr im Kollektor des npn-Transistors (Q112) der Ausgangsstufe verhindert wird; und
einem Strombegrenzungsabschnitt (51), durch den ein übermäßiger Stromfluß an der Seite der positiven Spannungszufuhr im Kollektor des pnp-Transistors (Q113) der Ausgangsstufe verhindert wird.

8. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 4, 5, 6 oder 7, ferner mit:
einer Pegelverschiebungsschaltung (400), die, wenn ihr ein Mustereingangssignal zugeführt wird, auf den positiven Spannungspegel verschobene Differential­ schaltsignale (Henb1, Lenb1) und auf den negativen Spannungspegel verschobene Differentialschaltsignale (Henb2, Lenb2) ausgibt, und ferner Signale puffert, verstärkt und ausgibt, wenn ihr das Analogspannungssi­ gnal (VH, VL) zugeführt wird, durch das der hohe bzw. der niedrige Pegel des Ausgangsanschlusses (out1) defi­ niert wird.

9. Treiberschaltung für ein Halbleiterprüfsystem, wobei die Schaltung dem Ausgangsanschluß (615) den hohen Span­ nungspegel bzw. den niedrigen Spannungspegel während des Treiberausgabemodus durch eine Schaltfunktion zu­ führt, während dem Ausgangsanschluß während eines Sperrmodus die auf eine hohe Impedanz geschalteten Si­ gnale des hohen bzw. des niedriges Pegels zugeführt werden, wobei die Schaltung aufweist:
eine in einer der ersten Stromquelleneinrichtung (703) vorangehenden Stufe angeordnete erste Schalt­ einrichtung (758, 760), wobei der ersten Schalteinrich­ tung (758) die Eingangsspannung (VH, 603) des hohen Pe­ gels zugeführt wird, der zweiten Schalteinrichtung (760) die Basisspannung (VA) einer ersten Spannungsausgabeeinrichtung (702) zugeführt wird, ein Steuerstromsignal für eine erste Stromquelleneinrich­ tung (703) einem Eingangsanschluß zugeführt wird und die erste Stromquelleneinrichtung (703) einen Ausgangsanschluß aufweist;
wobei die erste Stromquelleneinrichtung (703) nur eingeschaltet wird, wenn die Spannung (VA) mit der Ein­ gangsspannung (VH) des hohen Pegels übereinstimmt;
eine in einer der zweiten Stromquelleneinrichtung, (803) vorangehenden Stufe angeordnete zweite Schalt­ einrichtung (858, 860) vorgesehen ist, wobei einem dritten Schaltanschluß (858) die Eingangsspannung (VL, 604) mit niedrigem Pegel zugeführt wird, einem vierten Schaltanschluß (860) eine Basisspannung (VC) einer zweiten Spannungsausgabeeinrichtung (802) zugeführt wird, ein Steuerstromsignal für die zweite Stromquelleneinrichtung (803) einem Eingangsanschluß zugeführt wird und die zweite Stromquelleneinrichtung (803) einen Ausgangsanschluß aufweist;
wobei die zweite Stromquelleneinrichtung (803) nur eingeschaltet wird, wenn die Spannung (VC) mit der Ein­ gangsspannung (VL) mit niedrigem Pegel übereinstimmt.