DE3612274C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung für ein Gerät zum Prüfen einer elektronischen Schaltung, entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bei vielen elektronischen Schaltungen können einige der Schaltungsan­ schlüsse wahlweise als Eingangsanschlüsse und als Ausgangsanschlüsse dienen, wobei oft eine schnelle Änderung zwischen diesen Betriebs­ arten erfolgt. Um derartige Schaltungen prüfen zu können, muß deshalb das Prüfgerät entsprechende gemeinsame Anschlüsse aufweisen, die so­ wohl zum Ansteuern der Anschlüsse der zu prüfenden Schaltung als auch zur Feststellung der Signale auf diesen Anschlüssen dienen. Die Änderung zwischen Nachweis- und Treiberfunktionen muß in gewissen Fällen sehr schnell erfolgen, wodurch Schwierigkeiten in der Prüfschaltung verur­ sacht werden können.

Insbesondere der Treiberverstärker, der das Ausgangssignal von dem Prüfgerät an die zu prüfende Einrichtung abgibt, muß eine schnelle Änderung von einem Zustand mit hoher Impedanz in einen Treiberzustand ermöglichen, wodurch Einschaltstöße verursacht werden können, die von der zu prüfenden Schaltung ferngehalten werden sollten. Wenn sich ferner der Treiberverstärker in dem Zustand mit hoher Impedanz befindet, aber noch mit dem Anschluß der zu prüfenden Einrichtung verbunden ist, könnte dieser Anschluß Spannungen führen, welche ein Versagen der Transistoren in dem Verstärker zur Folge haben könnten.

Eine bekannte Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art (US-PS 44 65 971) enthält einen Treiberverstärker, der durch Schaltsignale über einen Schalter betätigbar ist, um ein Signal von einer Signal­ quelle der zu prüfenden Schaltung zuzuführen. Dabei besteht jedoch die Schwierigkeit, daß wegen der zu entfernenden Ladung bei der Umschaltung der Transistoren eine schnelle Änderung zwischen dem Zustand mit niedriger beziehungsweise hoher Impedanz nicht ohne weiteres möglich ist. Es ist ferner bereits ein Bus-Sender/Empfänger-Chip bekannt (Signetics TTL-Logic, Integrated circuits, Part 9, März 1982, Philips Data Handbook, Seite 3-383), welcher zum Puffern von Datenverarbeitungssignalen dient, wobei der Bus bidirektional ist, so daß der Puffer die Übertragung von Signalen in beiden Richtungen ermöglichen muß. Eine derartige Schaltung ist jedoch nicht ohne weiteres für ein Gerät zum Prüfen einer elektronischen Schaltung verwendbar.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art für ein Gerät zum Prüfen einer elektrischen Schaltung derart zu verbessern, daß bei einer schnellen Änderung des Zustands des Treiberverstärkers Schwierigkeiten verursachende Schaltstöße möglichst weitgehend verringert werden können, so daß nicht die Gefahr besteht, daß die Anschlußspannungen ein Versagen der Transistoren des Treiberverstärkers verursachen können. Diese Aufgabe wird erfindungs­ gemäß durch den Gegenstand des Patentanspruchs 1 gelöst. Eine vorteil­ hafte Weiterbildung der Erfindung ist Gegenstand des Patentanspruchs 2.

Besondere Vorteile einer Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung sind darin zu sehen, daß eine schnellere Umschaltung unter Vermeidung nach­ teilig hoher Spannungen an dem Objektverbindungspunkt möglich ist. Ferner kann bei Verwendung eines Sensorverstärkers der Vorteil erzielt werden, daß auch während des aktiven Zustands des Treiberverstärkers ein Ausgangssignal erhalten werden kann.

Bei dem im folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird deshalb ein abtrennbarer Treiberverstärker mit einem Verstärkungs­ faktor 1 vorgesehen, der einen Begrenzungsverstärker benutzt, um die Spannung an dessen Eingangsverbindungspunkt in der Nähe derjenigen an dessen Ausgangsverbindungspunkt zu halten, wenn der Treiberverstärker sich in seinem Zustand mit hoher Impedanz befindet. Weil dabei eine geringe Potentialdifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Treiberverstärkers vorhanden ist, verursachen hohe Spannungen an dem Ausgangsverbindungspunkt keinen Ausfall der Transistoren in dem Treiberverstärker. Da ferner die Ladung der Verstärkertransistoren niedrig ist, ist die Schaltgeschwindigkeit hoch und durch das Schalten bedingte Schaltstöße können weitgehend vermieden werden.

Anhand der Zeichnung soll die Erfindung beispielsweise näher erläutert werden. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Treiber-Sensorschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild des Sensorverstärkers und der zugeordneten Schaltung; und

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild des Treiberverstärkers und des Begrenzungs­ verstärkers.

Fig. 1 zeigt eine Treiber-Sensorschaltung 10, die abwechselnd dazu benutzt wird, um eine an einen Objektverbindungspunkt 12 angeschlossene Schaltung anzu­ steuern und ein an dem Verbindungspunkt auftretendes Signal festzustellen. Ein Sensorverstärker 14 empfängt das Signal auf dem Verbindungspunkt 12 und verstärkt dieses mit einer Verstärkung 1, um eine verstärkte Version an einen Sensor-Ausgangsanschluß 16 abzugeben.

Zum Ansteuern des Verbindungspunktes 12 verstärkt ein Treiberverstärker 18 ein Treibereingangssignal auf dem Anschluß 20 und führt dieses dem Verbin­ dungspunkt 12 zu. Der Treiberverstärker 18 kann sich entweder in einem Treiberzustand befinden, in welchem er den Verbindungspunkt 12 ansteuert, oder in einem inaktiven Zustand, in welchem er eine hohe Impedanz zu diesem Verbindungspunkt aufweist. Der eingenommene Zustand wird durch das Signal auf dem Treibereingangsanschluß 22 bestimmt.

Ein weiterer Verstärker, der im folgenden als Begrenzungsverstärker 24 bezeich­ net wird, verstärkt das Ausgangssignal des Sensorverstärkers 14 mit einer Spannungsverstärkung 1 und führt das resultierende Signal dem Eingangsan­ schluß des Treiberverstärkers 18 zu. Der Begrenzungsverstärker 24 dient auch zur Ansteuerung der Ausgangsimpedanz der Treibereingangsquelle. Diese Aus­ gangsimpedanz ist als Widerstand 26 dargestellt. Der Begrenzungsverstärker 24 bewirkt, daß diese Spannung an dem Eingangsanschluß des Treiberverstärkers nur dann auftritt, während der Treiberverstärker abgeschaltet ist. Der Einfachheit halber ist dieser Umstand in Fig. 1 durch einen Inverter 28 dargestellt, welcher das Komplement des Treibersignals am Anschluß 22 darstellt und dieses als das Steuereingangssignal dem Begrenzungsverstärker 24 zuführt. Die tatsächliche Ausbildung unterscheidet sich hiervon, wie in Verbindung mit Fig. 3 noch näher erläutert wird.

Der Zweck des Begrenzungsverstärkers 24 besteht darin, die Größe der Eingangs­ spannung und Ausgangsspannung des Treiberverstärkers etwa gleich zu halten, während der Treiberverstärker 18 sich in seinem inaktiven Zustand mit hoher Impedanz befindet. Dies ist vorteilhaft, weil dadurch die Gegenvorspannung an der Emitter-Basisverbindung des Treiberverstärkers begrenzt wird und dadurch die zu entfernende Ladung minimal gehalten wird, um diese Transistoren wieder einzuschalten. Der Treiberverstärker 18 ermöglicht deshalb eine schnelle Änderung zwischen seinem Zustand mit niedriger beziehungsweise hoher Impe­ danz.

Es ist zu beachten, daß der Sensorverstärker 14 auch die Funktion des Begren­ zungsverstärkers durchführen kann, so daß die Verwendung eines getrennten Ver­ stärkers für diesen Zweck dann nicht erforderlich ist. Der Sensorverstärker kann dann über dem Treiberverstärker abtrennbar angeschlossen sein. Bei einer der­ artigen Anordnung dient der Sensorverstärker auch als Begrenzungsverstärker. Der Grund für die Verwendung eines getrennten Begrenzungsverstärkers in dem Ausführungsbeispiel in Fig. 1 ist darin zu sehen, daß bei diesem Ausführungsbei­ spiel ein Sensorverstärker-Ausgangssignal selbst während des aktiven Zustands des Treiberverstärkers erhalten werden kann, und der Begrenzungsverstärker inaktiv sein muß, während der Treiberverstärker aktiv ist.

Die Fig. 2 und 3 zeigen ein Fig. 1 entsprechendes detailliertes Schaltbild. Der Sensorverstärker 14 enthält eine erste Emitterfolger-Verstärkerstufe mit zwei komplementären Transistoren Q1 und Q2. Die Ausgangssignale dieser Transisto­ ren werden über ein frequenzkompensierendes Netzwerk bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel den Basiselektroden von weiteren komplementären Transi­ storen Q2 und Q4 zugeführt. Die Transistoren Q3 und Q4 sind ebenfalls in Emitterfolger-Schaltung angeschlossen so daß die vier Transistoren zusammen einen Verstärker mit einem Spannungs-Verstärkerfaktor 1 bilden. Die Transistoren Q1 und Q4 sind auf demselben Substrat ausgebildet und die Bezeichnung "A" an ihren Kollektor­ elektroden zeigt an, daß sie einen Kollektor entsprechend dem gemeinsamen Substrat gemeinsam benutzen. Das Substrat ist mit einer Spannungsquelle für -12 Volt verbunden. Die beiden Transistoren Q2 und Q3 sind auf einem anderen gemeinsamen Chip vorgesehen, dessen Substrat ihren gemeinsamen Kollektor bil­ det, wie durch die Bezeichnung "B" angedeutet ist. Dieser Kollektor ist mit einer Spannungsquelle für +12 Volt verbunden.

Der Rest der in Fig. 2 dargestellten Schaltung des Sensorverstärkers 14 liefert die Basisströme für die Verstärkertransistoren Q1 bis Q4. Bevor eine Erläuterung dieser Schaltung erfolgt, soll jedoch in Verbindung mit Fig. 3 der Treiberver­ stärker 18 und der Begrenzungsverstärker 24 beschrieben werden.

Wie der Sensorverstärker 14 enthält der Treiberverstärker 18 zwei Emitterfolger- Stufen, von denen jede zwei komplementäre Transistoren aufweist. Die erste Treiberstufe besteht aus Transistoren Q5 und Q6, welche das Treibereingangs­ signal an ihren Basiselektroden empfangen und dieses mit einem Spannungs-Verstärkungsfaktor 1 verstärken. Die resultierenden Signale gelangen durch frequenzkompensierende Netzwerke zu den Basiselektroden der Transistoren Q7 und Q8, welche die zweite Stufe des Treiberverstärkers bilden.

Wie durch die Bezeichnungen "C" und "D" gezeigt ist, sind die Transistoren Q5 und Q8 auf demselben Chip ausgebildet und weisen einen gemeinsamen Kollektor auf, während die Transistoren Q6 und Q7 auf einem anderen Chip ausgebildet sind und ebenfalls einen gemeinsamen Kollektor aufweisen. Die Kollektoran­ schlüsse des gemeinsamen Kollektors sind in der zweiten Stufe des Treiberver­ stärkers gezeigt. Der D-Kollektor ist mit einer Spannungsquelle für +10 Volt über einen kleinen Widerstand R1 zum Stromnachweis verbunden, während der C-Kollektor über einen anderen kleinen Widerstand R2 zum Stromnachweis mit einer Spannungsquelle für -8 Volt verbunden ist.

Die Stromquellen 30 und 32 und die Stromsenke 34 liefern die Vorspannungs­ ströme sowohl für den Treiberverstärker 18 als auch den Begrenzungsverstärker 24, wie im folgenden näher beschrieben werden soll. Mit Hilfe einer nicht dar­ gestellten Schaltung werden die kleinen Spannungen über den Widerständen R1 und R2 dazu benutzt, die Stromquellen 30 und 32 und die Stromsenke 34 der­ art anzusteuern, daß eine Überlastung der Transistoren Q7 und Q8 verhindert wird.

Der Begrenzungsverstärker 24 enthält eine erste Emitterfolgerstufe mit zwei komplementären Transistoren Q9 und Q10, sowie eine zweite Emitterfolgerstufe mit zwei weiteren komplementären Transistoren Q11 und Q12, welche Signale an ihrer Basiselektrode von den Emittern der Transistoren Q9 und Q10 der er­ sten Stufe erhalten. Der Ausgang des Begrenzungsverstärkers 24 wird über eine Signalleitung 35 zu dem Eingangsanschluß 20 des Treiberverstärkers zu dem in Verbindung mit Fig. 1 erläuterten Zweck übertragen.

Um eine Änderung des Zustands des Treiberverstärkers 18 und des Begrenzungs­ verstärkers 24 in den Zustand mit hoher beziehungsweise niedriger Impedanz zu verursachen, ist ein zweipoliger elektronischer Schalter 36 vorgesehen, um den Strompfad für die Vorspannungsströme von den Stromquellen 30 und 32 zu steuern. Bei dem in Fig. 3 dargestellten Zustand befindet sich der Treiberver­ stärker 18 in seinem Zustand mit hoher Impedanz und der Begrenzungsverstärker 24 in seinem Zustand mit niedriger Impedanz. In diesem Zustand wird der Strom von der Stromquelle 30, der Vorspannungsstrom für den Treiberverstärker 18 liefert, wenn dieser Verstärker eingeschaltet ist, um den Treiberverstärker 18 über eine Leitung 38 umgeleitet, die bei geschlossenen Kontakten 40 des Schalters 36 verbunden ist, so daß die Stromquelle direkt mit der Stromsenke 34 verbunden ist. Deshalb befindet sich der Treiberverstärker 18 in seinem Zu­ stand mit hoher Impedanz. Dagegen sind die Kontakte 42 des Schalters 36 ge­ öffnet und es kann der Strom von der Stromquelle 32 nicht direkt durch eine andere Leitung 44 zu der Stromsenke 34 fließen. Dann muß der Strom durch den Begrenzungsverstärker 24 fließen, um die Stromsenke 34 über geschlossene Kontakte 40 zu erreichen.

Wenn sich der Schalter 36 in seinem anderen Zustand befindet, in dem die Kon­ takte 40 geöffnet und die Kontakte 42 geschlossen sind, muß Strom von der Stromquelle 30 durch den Treiberverstärker 18 fließen, um dadurch Vorspannungs­ strom zu liefern, wobei die Stromsenke 34 über die jetzt geschlossenen Kontakte 42 erreicht wird. In diesem alternativen Zustand befindet sich der Begrenzungs­ verstärker 24 in seinem Zustand mit hoher Impedanz, weil der Strom von der Stromquelle 32 um diesen Verstärker über die Leitung 44 und die jetzt ge­ schlossenen Kontakte 42 umgeleitet wird.

Daraus ist ersichtlich, daß die Schaltung gemäß der Erfindung für eine schnelle Betriebsweise vorgesehen ist, weshalb der Schalter 36 ein elektronischer Schalter ist, da die Erwähnung von Kontakten nur zum Zwecke der Erläuterung erfolgte.

Bei dem in Fig. 3 dargestellten Zustand begrenzt der Begrenzungsverstärker 24 die Gegenspannung, die den Basis-Emitterverbindungen der Transistoren Q5, Q6, Q7 und Q8 des Treiberverstärkers 18 zugeführt. Dabei ist der Eingangsanschluß 16 des Begrenzungsverstärkers derselbe wie der Ausgangsanschluß 16 des Sensor­ verstärkers 14, der ein Verstärker mit einer Verstärkung 1 ist und deshalb an seinem Ausgang eine Spannung liefert, die praktisch gleich der Spannung an dem Ausgangsanschluß 12 des Treiberverstärkers ist. Deshalb ist die Potentialdifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Treiberverstärkers 18 sehr gering, während sich dieser in seinem Zustand mit hoher Impedanz befindet, so daß keine Tendenz zur Erzeugung einer großen Gegenvorspannung zu irgendeinem Anschluß oder einem Übergang eines Transi­ stors des Treiberverstärkers besteht.

Obwohl durch den bisher beschriebenen Teil der Schaltung eine Gegenvorspannung (in Sperrichtung gepolte Vorspannung) vermieden wird, die aus einer Potential­ differenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Treiberverstärkers 18 re­ sultiert, ist es auch erforderlich, große entgegengesetzt gerichtete Vorspannungen zu vermeiden, die aus der Wirkung der Stromquellen 30 und 32 und der Strom­ senke 34 resultieren könnten. Deshalb wird eine parallel zu der zweiten Stufe des Begrenzungsverstärkers verdrahtete Verstärkerstufe mit Transistoren Q13 und Q14 vorgesehen, um auf der Leitung 46 ein weiteres, dem Signal an dem An­ schluß 16 entsprechendes Signal zu erzeugen. Wenn sich der Schalter 36 in dem in Fig. 3 dargestellten Zustand befindet, werden die Transistoren Q13 und Q14 in ihren Zustand mit niedriger Impedanz vorgespannt. Da die Transistoren Q13 und Q14 in einer Emitterfolger-Schaltung verdrahtet sind und als ihre Eingangs­ signale die Ausgangssignale der ersten Stufe des Begrenzungsverstärkers mit den Transistoren Q9 und Q10 empfangen, ist die Spannung auf der Leitung 46 prak­ tisch dieselbe wie an den Anschlüssen 12, 16 und 20, wenn der Treiberverstärker 18 sich im Zustand hoher Impedanz befindet.

Die Leitung 46 ist über zwei in Serie geschaltete Dioden CR1 und CR2 mit einem Zwischenanschluß 48 zwischen den Transistoren Q6 und Q8 angeschlossen. Dieser Anschluß wird deshalb auf einer Spannung gehalten, die zwei Dioden- Spannungsabfällen über der Spannung an den Anschlüssen 12 und 20 entspricht, so daß die Übergänge zwischen Basis und Emitter der Transistoren Q6 und Q8 beide in entgegengesetzter Richtung um nur einen einzigen Diodenabfall vorge­ spannt sind und deshalb sehr schnell in ihren Zustand mit niedriger Impedanz geschaltet werden können.

In entsprechender Weise ist die Leitung 46 über eine weitere Serienschaltung von zwei Dioden CR3 und CR4 mit einem anderen Zwischenanschluß 50 zwi­ schen den Transistoren Q5 und Q7 verbunden. Die Spannung an dem Anschluß 50 wird deshalb auf einem Wert gehalten, der zwei Diodenabfällen unter der Spannung an den Anschlüssen 12 und 20 entspricht, so daß die Transistoren Q5 und Q7 durch nur einen Diodenabfall in entgegengesetzter Richtung vorgespannt sind und deshalb eine schnelle Änderung in ihren Zustand mit geringer Impedanz ermöglichen. Als Folge davon ist der Treiberverstärker 18 immer in der Lage, schnell in seinen Treiberzustand geschaltet zu werden.

Im folgenden soll der Sensorverstärker in Fig. 2 näher erläutert werden, in wel­ cher Figur dargestellt ist, wie der Sensorverstärker 14 daran gehindert ist, dem Anschluß 12 Vorspannungsstrom zuzuführen oder davon abzuziehen.

Im allgemeinen ist die Sensorschaltung gemäß der Erfindung derart ausgebildet, daß der Vorspannungsstrom für die Basis des Transistors Q1 annähernd gleich dem genau entgegengesetzten Wert des Vorspannungsstroms zu der Basis des Transistors Q2 ist. Da diese Ströme genau entgegengesetzt gerichtet sind, heben sie sich auf, so daß der Sensorverstärker weder Vorspannungsstrom einer an den Anschluß 12 angeschlossenen Einrichtung zuführt oder davon abzieht. Die Basis- Vorspannungsströme der Transistoren Q1 und Q2 erhalten dadurch eine gleiche Größe, daß die Vorspannungs-Emitterströme der Transistoren Q1 und Q2 ge­ steuert werden. Durch Einstellung dieser Emitterströme entsprechend den rela­ tiven Betawerten der Transistoren ist es möglich, daß sich die Basisströme auf­ heben können.

Der Emitter-Vorspannungsstrom für Q1 wird durch eine Stromquelle Q13 zuge­ führt, während der Vorspannungsstrom für Q2 durch eine Stromsenke Q14 abge­ zogen wird. Q13 und Q14 werden durch Verstärker 52 und 54 gesteuert, weiche die Emitterströme von zwei weiteren Transistoren Q15 und Q16 feststellen und verursachen, daß die Emitterströme der Quelle Q13 und der Senke Q14 gleich denjenigen der Transistoren Q15 und Q16 werden. Die Transistoren Q15 und Q16 sind auf demselben Chip ausgebildet und haben den gleichen Typ wie Q1 beziehungsweise Q2, und die Basiselektroden dieser Transistoren Q15 und Q16 sind miteinander verknüpft, so daß ihre Basisströme sich zwangsweise auf­ heben.

Wenn Q1 und Q2 die gleichen Emitterströme wie Q15 und Q16 aufweisen, heben sich deshalb die Basisströme von Q1 und Q2 auf, wie es auch bei Q15 und Q16 der Fall ist. Die dargestellte Anordnung verursacht, daß die Emitterströme von Q1 und Q2 gleich denjenigen von Q15 und Q16 sind, weil die Emitterströme von Q1 und Q2 nahezu gleich den Kollektorströmen von Q13 und Q14 sind, welche nahezu gleich den Emitterströmen von Q13 und Q14 und damit von Q15 und Q16 sind. Deshalb wird der Eingangs-Offsetstrom minimal gehalten.

Wenn diese Anordnung zur Erzielung eines Null-Offsetstroms verwandt wird, ist es oft wünschenswert, eine zusätzliche Schaltung zur Kompensation von Offset­ spannung zu benutzen, welche durch diese Eingangsstrom-Kompensation verur­ sacht wird. Zum Verständnis dieser weiteren Schaltung ist zunächst die Erkennt­ nis wichtig, daß der in dem Sensorverstärker mit den Transistoren Q1 bis Q4 auftretende Offset-Effekt selbst dann auftritt, wenn keine Eingangsstrom Kompensation erfolgt. Wenn der Signalweg von dem Eingangsanschluß 12 zu dem Ausgangsanschluß 16 verläuft, ist ersichtlich, daß eine Spannungserhöhung entsprechend einem Diodenabfall über dem Transistor Q1 auftritt, und dann eine Spannungserniedrigung entsprechend einem Diodenabfall über dem Transistor Q3. Die Diodenabfälle in den Transistoren Q1 und Q3 sind jedoch im allgemeinen nicht gleich. Der Transistor Q1 ist ein pnp-Transistor auf einem Substrat, das sich von demjenigen unterscheidet, aus dem der npn-Transistor Q3 hergestellt ist. Deshalb besitzen diese Transistoren unterschiedliche Polaritäten und können gegebenenfalls bei unterschiedlichen Temperaturen und Stromstärken arbeiten. Deshalb ergibt sich eine gewisse Offsetspannung in diesem Pfad.

Eine identische Offsetspannung resultiert in dem unteren Pfad mit den Transi­ storen Q2 und Q4. Die Pfade sind parallel verdrahtet und in jedem Fall sind Q2 und Q3 identische Transistoren auf einem gemeinsamen Substrat, während Q1 und Q4 identische Transistoren auf einem anderen gemeinsamen Substrat sind.

Da der Sensorverstärker 14 eine hohe Genauigkeit erfordert, erzeugt eine weitere Schaltung mit Transistoren Q17 und Q18 eine Spannung an dem Anschluß 56, die in der folgenden Spannung zur Kompensation der Offsetspannung benutzt werden kann. Der Transistor Q17 ist auf demselben Substrat wie die Transisto­ ren Q2 und Q3 und genauso wie diese ausgebildet, während der Transistor Q18 auf demselben Substrat wie die Transistoren Q1 und Q4 und wie diese ausge­ bildet ist. Ferner werden diese Transistoren mit Strömen, die nahezu gleich den­ jenigen ihrer entsprechenden Sensorverstärker-Transistoren Q1 bis Q4 sind, vor­ gespannt. Ohne die Kompensation des Eingangsstroms könnte der Sensorverstär­ ker derart ausgebildet werden, daß der Vorspannungsstrom von Q1 gleich dem­ jenigen von Q4 ist, während der Vorspannungsstrom Q2 gleich demjenigen von Q3 ist. Wenn Q1 und Q4 auf denselben Punkt vorgespannt werden, dann kann Q18 auf diesen Punkt vorgespannt werden, um beide zu simulieren, während Q17 vorgespannt werden kann, um sowohl Q2 und Q3 zu simulieren, wenn diese bei­ den Transistoren auf denselben Punkt vorgespannt sind.

Mit einer Kompensation des Eingangsstroms werden jedoch die Vorspannungs­ ströme der Transistoren Q1 und Q2 der ersten Stufe geändert, so daß ihre Emitterströme im allgemeinen nicht gleich sind, während die Emitter-Vor­ spannungsströme von Q3 und Q4 nahezu gleich sind. Als Folge davon ist es nicht möglich, die Vorspannungsströme von allen npn-Transistoren oder von allen pnp-Transistoren gleichzuhalten. Die zur Spannungskompensation dienenden Tran­ sistoren Q17 und Q18 können deshalb nicht genau die Offsetspannung wieder­ geben, die aus der Differenz der Spannungen zwischen Basis und Emitter re­ sultiert.

Durch die Erfindung wird jedoch die sonst durch die Kompensation des Eingangs­ stroms verursachte Offsetspannung minimal gehalten. Dies wird dadurch erzielt, daß die Transistoren Q17 und Q18 für die Spannungskompensation so vorgespannt werden, daß eine Basis-Emitter-Spannung erzielt wird, die irgendwo zwischen den Basis-Emitter-Spannungen ihrer beiden entsprechenden Verstärkertransistoren liegt, wenn diese Transistoren nicht auf denselben Punkt vorgespannt sind. Um dies zu erreichen, liefern zwei weitere Transistoren Q19 und Q20 veränderliche Vorspannungsströme an die Transistoren Q18 beziehungsweise Q17. Die Transisto­ ren Q19 und Q20 werden durch Verstärker 52 und 54 gesteuert, also durch die­ selben Verstärker, welche die Stromquelle Q13 und die Stromsenke Q14 steuern. Deshalb haben die in Stromquelle-Konfiguration verdrahteten Transistoren Q19 und Q20 dieselben Basisspannungen wie Q13 beziehungsweise Q14. Die Strom­ quelle Q13 und die Stromsenke Q14 steuern jedoch Widerstände R3 beziehungs­ weise R4 mit 300 Ohm an, während die Transistoren Q19 und Q20 Widerstände R5 und R6 mit 612 Ohm ansteuern. Die Transistoren Q19 und Q20 liefern des­ halb nur die Hälfte der Stromstärke zu den Emittern von Q18 und Q17 im Ver­ gleich zu Q13 und zu Q14 zu den Emitterelektroden der Verstärkertransistoren Q1 und Q2.

Um den Rest des für die Vorspannung von Q17 und Q18 auf denselben Punkt wie Q2 und Q1 benötigten Strom zu liefern, wenn diese beiden Verstärkertran­ sistoren gleich Emitterströme führen, bilden Widerstände R7 und R8 Vor­ spannungsstrompfade zu und von den Spannungsquellen. Mit diesen beiden Quellen für Vorspannungsstrom wird jeder der Transistoren Q17 und Q18 für die Spannungskompensation auf denselben Punkt vorgespannt, auf den die beiden zugeordneten Verstärkertransistoren Q1 und Q4 oder Q2 und Q3 vorgespannt sind, wenn Q1 und Q2 den gleichen Emitterstrom führen. Wenn die Emitterströme von Q1 und Q2 in ihrem Wert voneinander abweichen, ist dies ein Ergebnis der Differenz zwischen den Stromstärken, die durch die Transistoren Q13 und Q14 zugeführt und abgezogen werden. Da die Basisspannungen von Q13 und Q14 diese Stromstärken steuern, und da die Basisspannungen von Q13 und Q14 auch an der Basis von Q19 und Q20 auftreten, wird die Differenz zwischen den Emitterströ­ men von Q1 und Q2 in einer Differenz zwischen den Emitterströmen der Transi­ storen Q17 und Q18 reflektiert.

Da jedoch die Emitterwiderstände R5 und R6 grob dem zweifachen Widerstand wie die Emitterwiderstände R3 und R4 aufweisen, beträgt die Änderung des den Widerständen Q17 und Q18 zugeführten Vorspannungsstroms nur die Hälfte der Änderung der Ströme, die den Transistoren Q1 und Q2 zugeführt werden. Als Folge davon wird Q17 auf einen Punkt irgendwo zwischen dem Vorspannungs­ punkt von Q2 und Q3 vorgespannt, während Q18 irgendwo zwischen den Vor­ spannungspunkten von Q1 und Q4 vorgespannt wird. Obwohl Q17 und Q18 die Verstärker-Offsetspannung nicht genau wiedergeben, ist die Wiedergabe besser als es der Fall wäre, wenn sie bei einem festen Vorspannungspunkt arbeiten würden. Die veränderliche Vorspannung verringert den Spannungsfehler im schlimmsten Fall beträchtlich, beispielsweise von 8 Millivolt auf 2 Millivolt.

Die Erfindung ist nicht nur auf den beschriebenen und dargestellten Fall an­ wendbar, da ein derartiger Verstärker auch in Verbindung mit schnell arbeiten­ den Abtast-Halte-Schaltungen verwendbar ist.

Claims (2)

1. Stärkerschaltung für ein Gerät zum Prüfen einer elektronischen Schaltung, mit

• A) einem Treiberverstärker (18), der eine Mehrzahl von durch eine Vorspannungseinrichtung (30, 32, 34) vorgespannten Transistoren (Q5-Q8) aufweist, mit einem Steuereingangsanschluß, der durch Zufuhr von Schaltsignalen betätigbar ist, um seinen Zustand zwischen einem Zustand mit hoher Impedanz und einem Zustand mit niedriger Impedanz zu ändern, welcher Treiberverstärker (18) einen mit einer zu prüfenden Schaltung verbindbaren Objektver­ bindungspunkt (12) mit seinem Ausgangssignal ansteuert, dadurch gekennzeichnet, daß der Treiberverstärker (18) einen Verstär­ kungsfaktor 1 aufweist und daß
• B) ein steuerbarer Begrenzungsverstärker (24) mit einem Ver­ stärkungsfaktor 1 vorgesehen ist, um das am Objektverbindungs­ punkt anliegende Signal dem Signaleingang des Treiberverstärkers (18) zuzuführen um die Potentialdifferenz über dem Treiberver­ stärker (18) zu begrenzen, wenn der Treiberverstärker (18) sich in dem Zustand mit hoher Impedanz befindet, und die Gegenvor­ spannung zu den Transistoren (Q5-Q8) des Treiberverstärkers möglichst gering zu halten, wenn sich dieser in seinem Zustand mit hoher Impedanz befindet, um dadurch die Gefahr einer Be­ schädigung des Treiberverstärkers aufgrund hoher Spannungen möglichst gering zu halten, während sich der Treiberverstärker in dem Zustand mit hoher Impedanz befindet.

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Sensorverstärker (14) mit einem Verstärkungsfaktor 1 zur Er­ fassung des Signals auf dem Objektverbindungspunkt (12) angeschlossen ist, der es mit einer Spannungsverstärkung 1 verstärkt, um ein Sensorausgangssignal zu erzeugen.