FR2580443A1 - Amplificateur en courant continu rapide pouvant etre deconnecte avec une compensation de courant de polarisation a l'etat deconnecte - Google Patents

Abstract

LE CIRCUIT DE COMMANDE DE DETECTION DESTINE A UN DISPOSITIF DE TEST DE CIRCUITS SELON L'INVENTION COMPREND DES TRANSISTORS DE COMPENSATION Q15, Q16, ADAPTES AUX TRANSISTORS D'ETAGE D'ENTREE Q1, Q2 D'UN AMPLIFICATEUR DE DETECTION Q1, Q2, Q3, Q4, QUI ONT LEURS BASES RELIEES ENTRE ELLES POUR ANNULER LEURS COURANTS DE BASE. LES COURANTS D'EMETTEUR RESULTANT DES TRANSISTORS DE COMPENSATION SONT DETECTES PAR DES AMPLIFICATEURS 52, 54 QUI REGLENT LES COURANTS D'EMETTEUR DES TRANSISTORS DE PREMIER ETAGE Q1, Q2 POUR QUE CES COURANTS SOIENT LES MEMES QUE CEUX DES TRANSISTORS DE COMPENSATION, LES COURANTS DE BASE DES TRANSISTORS DE PREMIER ETAGE S'ANNULANT AINSI. IL COMPREND EN OUTRE UN AMPLIFICATEUR DE LIMITATION Q9, Q10, Q11, Q12 QUI APPLIQUE LA TENSION DE SORTIE DE L'AMPLIFICATEUR DE DETECTION A LA BORNE D'ENTREE 20 DU CIRCUIT DE COMMANDE Q5, Q6, Q7, Q8 POUR MAINTENIR LA POLARISATION INVERSE DES TRANSISTORS D'AMPLIFICATEUR DE COMMANDE Q5, Q6, Q7, Q8 A UN MINIMUM.

Description

AMPLIFICATEUR EN COURANT CONTINU RAPIDE POUVANT ETRE DECONNECTE AVEC

UNE COMPENSATION DE COURANT DE POLARISATION A L'ETAT DECONNECTE,

La présente invention concerne des amplificateurs électroni-

ques, particulièrement ceux du type utilisé dans un équipement au-

tomatique pour tester des circuits électroniques.

Dans beaucoup de circuits électroniques, certaines bornes de circuit peuvent servir alternativement de bornes d'entrée et de bornes de sortie, et souvent elles changent rapidement entre ces modes. Par conséquent, afin de tester ces circuits, l'équipement

de test doit comporter des bornes communes correspondantes qui puis-

sent être utilisées à la fois pour commander les bornes du circuit testé et pour détecter les signaux à ces bornes. Le changement entre

les fonctions de détection et de commande doit se produire très ra-

pidement dans certains cas, et cela peut présenter des difficultés

dans les circuits testés.

Spécifiquement,ilfaut que l'amplificateur de commande qui applique le signal de sortie de l'équipement de test au dispositif testé passe rapidement d'un état à impédance élevée à une condition

de commande, et cela peut entraîner la génération de courants tran-

sitoires qui ne doivent pas être appliqués au dispositif testé. De

plus, alors que l'amplificateur de commande est dans un état à im-

pédance élevée mais qu'il est encore connecté à la borne du dispo-

sitif testé, cette borne peut éventuellement comporter des tensions qui peuvent entraîner la rupture des transistors contenus dans l'amplificateur. Un paramètre de conception d'un intérêt particulier dans les amplificateurs de détection en général, y compris ceux présents dans des combinaisons de circuits de commande-de détection, est le courant résiduel d'entrée. Un courant résiduel présent à la borne d'entrée d'un amplificateur de détection peut affecter le signal détecté, aussi le courant résiduel d'entrée doit être maintenu à

un minimum.

Dans un procédé mis en oeuvre dans le passé pour réduire au minimum le courant résiduel oule-courantde polarisation d'entrée, le courant de collecteur d'un transistor d'entrée de l'amplificateur est fourni par l'émetteur d'un transistor de circuit collecteur qui est identique au transistor d'étage d'entrée et qui est connecté entre la ligne d'alimentation et le collecteur du transistor d'étage d'entrée. Comme le courant d'émetteur de ce transistor de circuit collecteur est le même que le courant de collecteur du transistor d'amplificateur, les courants de base de ces deux transistors sont à peu près égaux. Un circuit à courant en rapport géométrique pro- duit un courant égal au courant de base du transistor de circuit

collecteur et l'envoie à la base du transistor d'entrée de l'ampli-

ficateur. Puisque le transistor d'entrée reçoit tout son courant de

base du circuit à courant en rapport géométrique, très peu de cou-

rant est extrait de ou fourni à tout circuit qui commande la borne

d'entrée d'amplificateur.

Bien que cette disposition puisse être tout à fait efficace pour réduire le courant résiduel d'entrée, elle n'est appropriée que pour des circuits monolithiques ne comportant qu'un type (npn ou pnp) de transistor relativement rapide; elle n'est pas facilement

adaptée à un amplificateur dont l'étage d'entrée comprend des tran-

sistors complémentaires.

En conséquence, un but de la présente invention estd'effec-

tuer un changement entre les états de commande et à impédance éle-

vée d'un amplificateur de commande à grande vitesse, avec un mini-

mum de courants transitoires, et sans le risque que des tensions de

borne entraînent la rupture des transistors d'amplificateur de com-

mande quand l'amplificateur est dans son état à impédance élevée.

Un autre but de l'invention est de réduire au minimum le courant résiduel d'entrée dans un amplificateur comportant un étage

d'entrée à transistoiscomplémentaires.

Certains des buts précédents et d'autres en rapport sont at-

teints dans un amplificateur de commande à gain égal à un pouvant être déconnecté qui met en oeuvre un amplificateur de limitation pour maintenir la tension à son noeud d'entrée voisine de celle à son noeud de sortie quand l'amplificateur de commande est dans son état à impédance élevée. Puisqu'il y a ainsi une faible différence

de potentiel entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur de com-

mande, des tensions élevées au noeud de sortie ne provoquent pas la rupture des transistors de l'amplificateur de commande. En outre, la charge appliquée aux transistors d'amplificateur étant faible,

la vitesse de commutation est élevée et les grands courants transi-

toires de commutation sont évités.

Selon un autre aspect de l'invention, l'amplificateur de

commande comporte un étage amplificateur à émetteur suiveur complé-

mentaire comprenant une paire de transistors d'amplificateur de polarités inverses. Le noeud d'entrée de l'amplificateur est connecté aux bases des transistors d'amplificateur,et lecourant depolarisation d'entrée de l'amplificateur est réduit au minimum par des circuits comprenant une paire de transistors de compensation de courant de polarités inverses, chaque transistor de compensation étant associé,

et adapté, au transistor d'amplificateur de même polarité. Les ba-

ses des transistors de compensation de courant sont connectées en-

semble pour forcer leurs courants de base afin qu'ils soient égaux

en grandeur mais de sens inverses. Le circuit de polarisation d'am-

plificateur rend les courants de polarisation de collecteur des transistors d'amplificateur égaux aux courants de polarisation de collecteur des transistors de compensation. Puisque les courants de polarisation de collecteur des transistors d'amplificateur égalent ceux de leurs transistors de compensation associés, les courants de base des paires associées de transistors sont également égaux. Ainsi, les courants de base d'amplificateur, comme les courants de base des transistors de compensation, s'annulent,et le courant depolarisation

d'entrée est minimal.

Pour faire en sorte que les courants de collecteur de pola-

risation des transistors d'amplificateur égalent ceux des transis-

tors de compensation de courant, on prévoit dans le circuit de pola-

risation de l'amplificateur une source de courant de polarisation et un puits de courant de polarisation associés aux transistors d'amplificateur respectifs. Des signaux de commande appliqués à

la source de courant de polarisation et au puits de courant de po-

larisation font en sorte que ceux-ci règlent les courants de collec-

teur de leurs transistors d'amplificateur associés conformément aux grandeurs des signaux de commande. Ces signaux de commande sont appliqués par des circuits de commande qui détectent les courants

de collecteur des transistors de compensation de courant et appli-

quent les signaux de commande à la source de courant de polarisation et au puits de courant de polarisation pour régler les courants de collecteur de leurs transistors d'amplificateur associés, de sorte qu'ils égalent les courants de collecteur de leurs transistors de

compensation de courant respectifs. Les courants de base des tran-

sistors d'amplificateur s'annulent ainsi et réduisent au minimum

le courant résiduel d'entrée.

D'autres caractéristiques et avantages de la présente inven-

tion seront mis en évidence dans la description suivante, donnée

à titre d'exemple non limitatif, en référence aux dessins annexés dans lesquels: la Figure 1 est un schéma fonctionnel simplifié du circuit de commande-de détection de la présente invention; la Figure 2estundiagrammeschématiquedel'amplificateur de détection et des circuits associés; et la Figure 3 est un diagramme schématique des amplificateurs de

détection et de limitation.

La Figure 1 représente un circuit de commande-de détection utilisé alternativement pour commander des circuits connectés à

un noeud 12 du circuit et pour détecter le signal présent à ce noeud.

Un amplificateur de détection 14 reçoit le signal au noeud 12 et l'amplifie avec un gain égal à un pour fournir une version amplifiée

à une borne de sortie de détecteur 16.

Pour commander le noeud 12, un amplificateur de commande 18

amplifie un signal d'entrée de commande à une borne 20 et l'appli-

que au noeud 12. L'amplificateur de commande 18 peut-être soit dans un état de commande, o il commande le noeud de sortie 12, soit

dans un état inactif, o il présente une impédance élevée à ce noeud.

L'état dans lequel il est est déterminé par le signal à un noeud

d'entrée de commande 22.

Un autre amplificateur 24, qu'on appellera dans la suite l'amplificateur de "limitation", amplifie le signal de sortie de l'amplificateur de détection 14 avec un gain en tension égal à un et applique le résultat à la borne d'entrée de l'amplificateur de commande 18. L'amplificateur de limitation 24 commande également

l'impédance de sortie de la source d'entrée de commande. Cette im-

pédance de sortie est représentée explicitement comme une résistance 26. L'amplificateur de limitation 24 sert à placer cette tension à la borne d'entrée d'amplificateur de commande uniquement quand l'amplificateur de commande est hors circuit. ( Pour des raisons de

simplicité, on a représenté ce fait sur la Figure 1 par un inver-

seur 28 qui produit le complément du signal de commande au noeud 22 et l'applique comme signal d'entrée de commande à l'amplificateur de limitation 24. La disposition réelle est différente et elle sera

décrite en relation avec la Figure 3).

La fonction de l'amplificateur de limitation 24 est de main-

tenir les niveaux de tension d'entrée et de sortie de l'amplifica-

teur de commande voisins l'un de l'autre alors que l'amplificateur de commande 18 est dans son état inactif (à impédance élevée). Cela est avantageux car il limite la polarisation inverse à la jonction

émetteur-base de l'amplificateur de commande et réduit ainsi au mi-

nimum la charge qui doit être supprimée afin de rendre à nouveau ces transistors conducteurs. L'amplificateur de commande 18 peut ainsi être changé rapidement entre ses états à impédancesfaible et élevée. On doit noter que l'amplificateur de détection 14 pourrait remplir également la fonction de l'amplificateur de limitation, ce qui éliminerait la nécessité d'utiliser un amplificateur séparé à cette fin. Spécifiquement, l'amplificateur de détection pourrait être connecté en travers de l'amplificateur de commande en pouvant

être déconnecté. Dans cette disposition, l'amplificateur de détec-

tion servirait également d'amplificateur de limitation. La raison pour laquelle on a utilisé un amplificateur de limitation séparé dans l'exemple de réalisation représenté est qu'il est souhaitable d'avoir un signal de sortie d'amplificateur de détection même quand l'amplificateur de commande est actif, et que l'amplificateur de limitation doit être inactif quand l'amplificateur de commande est actif. Les Figures 2 et 3 représentent plus en détail les circuits de la Figure 1. L'amplificateur de détection 14 est représenté sur la Figure 2. Il comprend un premier étage d'amplificateur à émetteur suiveur comprenant deux transistors complémentaires Q1 et Q2. Les signaux de sortie de ces transistors sont envoyés,par l'intermédiaire

de réseaux de compensation de fréquence dans l'exemple de réalisa-

tion représenté, aux bases d'autres transistors complémentaires Q3 et Q4. Les transistors Q3 et Q4 sont également ocnnectés selon une

configuration à émetteur-suiveur, les quatre transistors consti-

tuant ainsi ensemble un amplificateur à gain en tension égal à un. Les transistors Q1 et Q4 sont formés sur le même substrat, et la

notation "A" sur leurs collecteurs indique qu'ils partagent un col-

lecteur, c'est-à-dire le substrat commun. Le substrat est connecté à une source de - 12 volts. Les transistors Q2 et Q3 sont tous les

deux sur une autre pastille commune, dont le substrat est leur col-

lecteur commun indiqué par la notation "B". Ce collecteur est con-

necté à une source de + 12 volts.

Le reste des circuits de l'amplificateur de détection 14 représenté sur la Figure 2 fournit les courants de polarisation aux

transistors d'amplificateur Ql, Q2, Q3 et Q4. Cependant, avant d'ex-

pliquer ces circuits,on va considérer la Figure 3 pour expliquer

l'amplificateur de commande 18 et l'amplificateur de limitation 24.

Comme l'amplificateur de détection 14, l'amplificateur de

commande 18 comprend deux étages à émetteur suiveur dont chacun com-

prend une paire de transistors complémentaires. Le premier étage de commande est constitué de transistors Q5 et Q6, qui reçoivent le signal d'entrée de commande à leurs bases et l'amplifient avec un gain en tension égal à un. Les signaux résultants se propagent par

les réseaux de compensation de fréquence jusqu'aux bases de transis-

tors Q7 et Q8, qui constituent le second étage de l'amplificateur

de commande.

Comme les notations "C" et "D" l'indiquent, les transistors Q5 et Q8 sont formés sur la même pastille et partagent un collecteur commun, alors que les transistors Q6 et Q7 sont formés sur une autre pastille et partagent également un collecteur commun. Les connexions de collecteur pour le collecteur commun sont indiquées dans le second étage de l'amplificateur de commande; le collecteur "D" est connecté à une source de + 10 volts par l'intermédiaire d'une résis' tance dedétection de-faible courant Ri, alors que le collecteur "C" est connecté à une source de - 8 volts par l'intermédiaire d'une

autre résistance de détection de faible courant R2.

Des sources de courant 30 et 32 et un puits de courant 34

fournissent les courants de polarisation à la fois à l'amplifica-

teur de commande 18 et à l'amplificateur de limitation 24, comme on le décrira plus en détail dans la suite. Au moyen de circuits non représentés dans les dessins, les faibles tensions dans les résistances R1 et R2 sont utilisées pour commander les sources de courant 30 et 32 et le puits de courant 34 de manière à empêcher

que les transistors Q7 et Q8 soient surchargés.

L'amplificateur de limitation 24 comprend un premier étage à émetteur suiveur comprenant deux transistors complémentaires Q9 et

Q10 ainsi qu'un second étage à émetteur suiveur comprenant deux au-

tres transistors complémentaires Qll et Q12, qui reçoivent des si-

gnaux à leurs bases en provenance des émetteurs des transistors de premier étage Q9 et Q0l. Le signal de sortie de l'amplificateur de limitation 24 est transmis par une ligne de signal 35 au noeud d'entrée d'amplificateur de commande 20 dans le but mentionné plus

haut en relation avec la Figure 1.

Afin de faire passer l'amplificateur de commande 18 et l'am-

plificateur de limitation 24 à leurs états à impédances élevée et faible, on prévoit un commutateur électronique bipolaire 36 pour

contrôler les chemins pris par les courants de polarisation prove-

nant des sources de courant 30 et 32. Dans l'état représenté sur

la Figure 3, l'amplificateur de commande 18 est dans son état à im-

pédance élevée et l'amplificateur de limitation 24 est dans son état à impédance faible. Dans cet état, le courant provenant de la

source de courant 30, qui fournit un courant de polarisation à -

l'amplificateur de commande 18 quand cet amplificateur est en cir-

cuit, est dérivé autour de l'amplificateur de commande 18 par une ligne 38 connectée à des contacts fermés 40 du commutateur 36, de sorte que la source de courant 30 est connectée directement au puits de courant 34. En conséquence, l'amplificateur de commande 18 est dans son état à impédance élevée. Au contraire, les contacts 42 du commutateur 36 sont ouverts, le courant provenant de la source de courant 32 ne pouvant donc pas passer directement par une autre ligne 44 jusqu'au puits de courant 34. Au lieu de cela, ce courant doit passer par l'amplificateur de limitation 24 afin d'atteindre

le puits de courant 34 par l'intermédiaire des contacts fermés 40.

Quand le commutateur 36 est dans son autre état, o les contacts 40 sont ouverts et les contacts 42 sont fermés, le courant provenant de la source de courant 30 doit traverser l'amplificateur de commande 18, et de la sorte lui fournir un courant de polarisa- tion, afin d'atteindre le puits de courant 34 par l'intermédiaire des contacts 42 alors fermés. Dans cet autre état, l'amplificateur

de limitation 24 est dans son état à impédance élevée car le cou-

rant provenant de la source de courant 32 est dérivé autour de cet

amplificateur par la ligne 44 et les contacts 42 alors fermés.

On doit remarquer que le circuit de la présente invention

est destiné à fonctionner rapidement, et qu'en conséquence le com-

mutateur 36 est un commutateur électronique même si on l'a décrit

en termes de "contacts" pour les besoins de l'explication.

Dans l'état représenté sur la Figure 3, l'amplificateur de limitation 24 limite la tension inverse appliquée aux jonctions de base-émetteur des transistors Q5, Q6, Q7, et Q8 de l'amplificateur

de commande 18. Spécifiquement, le noeud d'entrée 16 de l'amplifi-

cateur de limitation est le même que le noeud de sortie 16 de l'am-

plificateur de détection 14, qui est un amplificateur à gain égal à un et qui maintient ainsi à sa porte de sortie une tension qui est essentiellement la même que la tension à la borne de sortie d'amplificateur de commande 12. Par conséquent, la différence de

potentiel entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur de comman-

de 18 reste très faible alors que cet amplificateur est dans son état à impédance élevée et elle ne tend donc pas à fournir une grande polarisation inverse à l'une des jonctions de transistor de

l'amplificateur de commande.

Bien que la partie du circuit décrite jusqu'ici évite la polarisation inverse qui résulte des différences de potentiel entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur de commande 18, il est

également nécessaire d'empêcher de grandes tensions de polarisa-

tion inverse qui pourraient résulter de l'action des sources de courant 30 et 32 et du puits de courant 34. En conséquence, on prévoit un étage amplificateur câblé en parallèle avec le second étage de l'amplificateur de limitation au moyen de transistors Q13 et Q14 pour produire sur une ligne 46 une autre reproduction du

signal au noeud 16. Quand le commutateur 36 est dans l'état indi-

qué sur la Figure 3, les transistors Q13 et Q14 sont polarisés à leur état à impédance fiable. Puisque les transistors Q13 et Q14 sont câblés selon une configuration à émetteur suiveur et qu'ils reçoivent à leurs entrées les signaux de sortie des transistors de premier étage d'amplificateur de limitation Q9 et QlO, la tension

sur la ligne 46 quand l'amplificateur de commande 18 est hors cir-

cuit est essentiellement la même que celles aux noeuds 12, 16, et

20.

La ligne 46 est connectée par l'intermédiaire d'une paire en série de diodes CR1 et CR2 à un noeud intermédiaire 48 entre les transistors Q6 et Q8. Ce noeud est ainsi maintenu à une tension qui est deux chutes de diode au-dessus de la tension aux noeuds 12 et 20, aussi les jonctions de base-émetteur des transistors Q6 et Q8 sont toutes les deux polarisées en inverse par une seule chute de diode et elles peuvent commutées en conséquence très rapidement

à leurs états à impédance faible.

Pareillement, la ligne 46 est connectée par l'intermédiaire d'une autre paire en série de diodes CR3 et CR4 à un autre noeud intermédiaire 50 entre les transistors Q5 et Q7. La tension au noeud 50 est ainsi maintenue à une valeur qui est deux chutes de

diode au-dessous de la tension aux noeuds 12 et 20, aussi les tran-

sistors Q5 et Q7 sont polarisés en inverse par une seule chute de diode et en conséquence ils peuvent être changés rapidement à leurs

états à impédance faible. Il en résulte que l'amplificateur de com-

mande 18 est toujours prêt à être commuté rapidement à sa condition

de commande.

On va maintenant faire une description plus détaillée de

l'amplificateur de détection de la Figure 2, qui représente la ma-

nière d'empêcher que l'amplificateur de détection 14 fournisse ou

tire un courant de polarisation au noeud d'entrée 12.

En général, le circuit de détection de la présente invention est agencé pour que le courant de polarisation de base du transistor Q1 soit très proche de l'opposé exact du courant de polarisation

de base du transistor Q2. Puisque ces courants sont exactement -

opposés, ils s'annulent, et l'amplificateur de détection ne fournit

pas de courant de polarisation à et ne tire pas de courant de polari-

sation d'un dispositif connecté au noeud 12-. Les courants de-pola-

risation de base des transistors Q1 et Q2 sont rendus égaux en grandeur par le réglage des courants d'émetteur de polarisation des

transistors Q1 et Q2. En réglant ces courants d'émetteur conformé-

ment aux bêtas (gains de courant en émetteur commun) relatifs des

transistors, il est possible d'annuler les courants de base.

Spécifiquement, le courant de polarisation d'émetteur pour le transistor Q1 est fourni par une source de courant Q13, alors que le courant de polarisation pour le transistor Q2 est tiré par un puits de courant Q14. Les transistors Q13 et Q14, sont à leur tour commandés par des amplificateurs 52 et 54, qui détectent les courants d'émetteur de deux autres transistors Q15 et Q16 et font en sorte que les courants d'émetteur de la source et du puits Q13

et Q14 soient égaux à ceux des transistors Q15 et Q16. Les transis-

tors Q15 et Q16 sont sur les mêmes pastilles et sont des mêmes types que les transistors Q1 et Q2, respectivement, et les bases de ces transistors Q15 et Q16 sont reliées entre elles de sorte que leurs courants de base sont forcés à s'annuler. Par conséquent, si les transistors Q1 et Q2 ont les mêmes courants d'émetteur que les transistors Q15 et Q16, les courants de base des transistors Q1 et

Q2 s'annulent, tout comme le font ceux des transistors Q15 et Q16.

La disposition représentée fait en sorte que les courants d'émet-

teur des transistors Q1 et Q2 égalent ceux des transistors Q15 et Q16tarles courants d'émetteur des transistors Q1 et Q2 égalent à peu près les courants de collecteur des transistors Q13 et Q14, qui égalent à peu près les courants d'émetteurs des transistors Q13 et Q14 et ainsi des transistors Q15 et Q16. Ainsi, le courant résiduel

d'entrée est réduit au minimum.

Quand on utilise cette disposition pour obtenir un courant résiduel nul, il est souvent souhaitable d'utiliser des circuits supplémentaires pour compenser la déviation de tension causée par cette compensation de courant d'entrée. Afin de comprendre ces autres circuits, il est important d'abord de se rendre compte de la déviation qui se produit dans l'amplificateur de détection constitué des transistors Q1,Q2,Q3 et Q4, même sans la compensation de courant d'entrée. Si le chemin de signal est suivi du noeud

d'entrée 12 au noeud de sortie 16, on voit qu'il y a une augmenta-

tion de tension d'une chute de diode dans le transistor Q1 et ensui-

te une diminution de tension d'une chute de diode dans le transistor Q3. Cependant, les chutes de diode dans les transistors Q1 et Q3 ne sont généralement pas les mêmes; le transistor Q1 est un transistor

pnp fabriqué sur un substrat différent de celui sur lequel le tran-

sistor npn Q3 est fabriqué. En conséquence, il peut y avoir des tran-

sistors de polarités différentes fonctionnant à des températures et à des courants différents. Il existe donc une certaine déviation de

tension dans ce chemin.

Une déviation de tension identique en résulte dans le chemin

inférieur constitué des transistors Q2 et Q4; les chemins sont câ-

blés en parallèle, et, en tout cas, les transistors Q2 et Q3 sont des transistors identiques surun substrat commun, alors que les transistors Q1 et Q4 sont des transistors identiques sur un autre

substrat commun.

Puisque l'amplificateur de détection 14 exige un haut degré de précision, un autre circuit constitué de transistors Q17 et Q18

produit une tension au noeud 56 qui peut être utilisée dans des cir-

cuits suivants pour compenser la déviation de tension. Le transistor Q17 est formé sur le même substrat que les transistors Q2 et Q3 et il est identique à ceux-ci, alors que le transistor Q18 est formé

sur le même substrat que les transistors Q1 et Q4 et qu'il est iden-

tique à ceux-ci.En outre,ces transistors sont polarisés avec des courants voisins de ceux de leurs transistors d'amplificateur de

détection correspondants Q1,Q2,Q3 et Q4.Sans la compensation de cou-

rant d'entrée,l'amplificateur de détection pourrait être disposé de sorte que le courant de polarisation du transistor Q1 égale celui du transistor Q4,alors que le courant de polarisation du transistor Q2 égale celui du transistor Q3.Si les transistors Q1 et Q4 étaient

polarisés au même point,le transistor Q18 pourrait alors être pola-

risé à ce point de manière à simuler les deux, alors que le transis-

tor Q17 pourrait être polarisé pour simuler les deux transistors Q2

et Q3 si ces deux transistors étaient polarisés au même point.

Cependant, avec la compensation de courant d'entrée, les courants de polarisation des transistors de premier étage Q1 et Q2

varient de telle sorte que leurs courants d'émetteur ne sont géné-

ralenent pas les mêmes, mais les courants de polarisation d'émetteur des transistors Q3 et Q4 sont à peu près égaux. En conséquence, il n'est pas possible de maintenir les courants de polarisation soit

de tous les transistors npn,soit de tous les transistors pnp, égaux.

Par conséquent, les transistors Q17 et Q18 de compensation de ten-

sion ne peuvent pas exactement reproduire la déviation de tension

qui résulte des différences de tensions de base-à-émetteur.

Cependant, selon la présente invention, la déviation de ten-

sion qui serait autrement provoquée par la compensation de courant d'entrée est réduite au minimum. On le réalise en polarisant les

transistors de compensation de tension Q17 et Q18 de manière à ob-

tenir une tension de base-à-émetteur qui est comprise quelque part entre les tensions de base-à-émetteur de leurs deux transistors d'amplificateur correspondantsquand ces transistors ne sont pas polarisés au même point. Pour le faire, deux autres transistors Q19

et Q20 fournissent des courants de polarisation variables respecti-

vement aux transistors de compensation de tension Q18 et Q17. Les transistors Q19 et Q20 sont commandés par les amplificateurs 52 et 54, c'est-à-dire par les mêmes amplificateurs qui commandent la

source de courant Q13 et le puits de courant Q14. Ainsi, les tran- sistors Q19 et Q20, qui sont câblés selon une configuration de sour-

ce de courant, ont les mêmes tensions de base que les transistors Q13 et Q14, respectivement.Cependant, la source de courant Q13 et le puits de courant Q14 commandent respectivement des résistances

R3 et R4 de 300 ohms, alors que les transistors Q19 et Q20 comman-

dent des résistances R5 et R6 de 612 ohms. Les transistors Q19 et

Q20 ne fournissent ainsi qu'environ la moitié du courant aux émet-

teurs des transistors Q18 et Q17 que les transistors Q13 et Q14

fournissent aux émetteurs des transistors d'amplificateur Q1 et Q2.

Pour fournir le reste du courant nécessaire pour polariser les transistors Q17 et Q18 aux mêmes points que les transistors Q2 et Q1 quand ces deux transistors d'amplificateur ont des courants d'émetteur égaux, des résistances R7 et R8 fournissent des chemins

de courant de polarisation jusqu'à et à partir de sources de ten-

sion. Avec ces deux sources de courant de polarisation, chacun des transistors de compensation de tension Q17 et Q18 est polarisé au

même point o sont à la fois ses transistors d'amplificateur asso-

ciés Q1 et Q4 ou les transistors Q2 et Q3 quand les transistors Q1 et Q2 ont le même courant d'émetteur. Quand les courants d'émetteur des transistors Q1 et Q2 ne sont plus égaux, c'est le résultat de

la différence entre les courants fournis et tirés par les transis-

tors Q13 et Q14. Puisque les tensions de base des transistors Q13

Q14 règlent ces courants, et puisque les tensions de base des tran-

sistors Q13 et Q14 apparaissent également aux bases des transistors

Q19 et Q20, la différence entre les courants d'émetteur des transis-

tor Q1 et Q2 est traduite par une différence entre les courants

d'émetteur des transistors Q17 et Q18.

Cependant, puisque les résistances d'émetteur R5 et R6 ont une valeur de résistance à peu près double de celle des résistances d'émetteur R3 et R4, la variation de courant de polarisation fourni aux transistors Q17 et Q18 n'est que la moitié de la variation des courants fournis aux transistors Q1 et Q2. I1 en résulte que le transistor Q17 est polarisé à un point situé quelque part entre les

points de polarisation des transistors Q2 et Q3, alors que le tran-

sistor Q18 est polarisé quelque part entre les points de polarisa-

tion des transistors Q1 et Q4. Ainsi, bien que les transistors Q17

et Q18 ne reproduisent pas exactement la déviation de tension d'am-

plicateur, ils la reproduisent mieux qu'ils le feraient s'ils fonc-

tionnaient à un point de polarisation fixe. La polarisation varia-

ble réduit considérablement l'erreur de tension dans le pire des

cas, disons, de 8 millivolts à, disons, 2 millivolts.

On doit remarquer que l'amplificateur décrit dans les des-

sins annexés peut être facilement adapté à d'autres applications aussi bien, telles que dans un circuit d'échantillonnage et de

maintien précis à action rapide. Ainsi, la présente invention cons-

titue un progrès dans la technique qui a un large champ d'applica-

tions.

Claims (11)

REVENDICATIONS - -

1. Circuit amplificateur pour commander sélectivement un

noeud visé, caractérisé en ce qu'il comprend:.

A. un amplificateur de commande (18) à gain égal à un pou-

vant être déconnecté, comportant un noeud d'entrée (201 et pouvant fonctionner par l'application de signaux de commutation à celui-ci pour qu'il change entre des états de commande à impédance élevée et de commande à impédance faible, l'amplificateur de commande étant connecté pour commander le noeud visé (12) avec une reproduction amplifiée du signal à son noeud d'entrée (20) quand il est dans son état de commande à impédance faible et pour présenter une impédance

élevée au noeud visé quand il est dans son état de commande à impé-

dance élevée; et B. un amplificateur de limitation (24) pour produire comme

signal de sortie d'amplificateur de limitation une reproduction am-

plifiée avec un gain en tension égal à un du signal au noeud visé et pour appliquer le signal de sortie d'amplificateur de limitation au noeud d'entrée (20) de l'amplificateur de commande (18) quand l'amplificateur de commande est dans l'état de commande à impédance

élevée de manière à limiter la différence de potentiel dans l'ampli-

ficateur de commande quand il est dans son état de commande à impé-

dance élevée.

2. Circuit amplificateur selon la revendication 1 et in-

cluant en outre un amplificateur de détection (14) à gain égal à un connecté pour détecter le signal au noeud visé et pour amplifier celui-ci avec un gain en tension égal à un pour produire un signal

de sortie de détecteur.

3. Circuit selon la revendication 2, dans lequel l'amplifi-

cateur de limitation (24) est connecté pour recevoir le signal de sortie de détecteur et pour l'amplifier avec un gain égal à un afin

d'engendrer le signal de sortie d'amplificateur de limitation.

4. Amplificateur en courant continu, incluant une paire de transistors d'amplificateur (Q1,Q2) de polarités inverses ayant la

configuration d'un étage d'amplificateur à émetteur suiveur complé-

mentaire et comportant un noeud d'entrée connecté aux bases des transistors d'amplificateur, caractérisé en ce qu'il comprend: A. une paire de transistors de compensation de courant (Q15,Q16) de polarités inverses polarisés pour laisser passer le

courant le long de leurs chemins émetteur-collecteur, chaque tran-

sistor de compensation de courant étant adapté à un transistor as-

socié des transistors d'amplificateur (Q1,Q2), les bases des tran- sistors de compensation de courant étant connectées entre elles pour forcer les courants de base des transistors de compensation de courant à être égaux en grandeur mais de sens inverses; B. une source de courant de polarisation (Q13) et un puits

de courant de polarisation (Q14) associés aux transistors d'ampli-

ficateur respectifs et pouvant fonctionner par l'application de si-

gnaux de commande à ceux-ci pour régler les courants de collecteur

de leurs transistors d'amplificateur associés conformément aux gran-

deurs des signaux de commande; et C. des moyens de commande (52,54) pour détecter les courants

de collecteur des transistors de compensation de courant et appli-

quer des signaux de commande à la source de courant de polarisation et au puits de courant de polarisation pour régler les courants de collecteur de leurs transistors d'amplificateur associés pour qu'ils égalent les courants de collecteur des transistors de compensation de courant associés à ceux-ci, les courants de base des transistors d'amplificateur étant ainsi maintenus à peu près égaux et inverses de manière à réduire au minimum le courant résiduel d'entrée de l'amplificateur.

5. Amplificateur selon la revendication 4,dans lequel cha-

que transistor de compensation de courant (Q15,Q16) est formé sur

le même substrat que son transistor d'amplificateur associé (QlQ2).

6. Amplificateur selon la revendication 4, incluant en outre:

A. un second étage amplificateur (Q3,Q4) connecté pour re-

cevoir le signal de sortie du premier étage amplificateur (Q1,Q2) mentionné en premier et incluant une paire de seconds transistors d'amplificateur (Q3,Q4) de polarités inverses ayant la configuration

d'un second étage à émetteur suiveur, chaque second transistor d'am-

plificateur étant adapté au transistor des premiers transistors d'am-

plificateur mentionnés de la même polarité et étant connecté pour recevoir à ses entrées les signaux de sortie du premier transistor d'amplificateur mentionné ayant l'autre polarité; B. une paire de transistors de compensation de tension (Q17,Q18) de polarités inverses polarisés pour laisser passer le

courant par leurs chemins émetteur-collecteur, les jonctions base-

émetteur des deux transistors de compensation de tension étant connectées en série, chaque transistor de compensation de tension étant adaptés aux premier et second transistors d'amplificateur de même polarité; C. un circuit de polarisation de compensation de tension

(Q19,Q20) pour polariser chaque transistor de compensation de ten-

sion pour laisser passer un courant d'émetteur approximativement

égal au courant d'émetteur des premier et second transistors d'am-

plificateur de même polarité quand les courants d'émetteur de ces transistors d'amplificateur sont égaux entre eux et pour polariser chaque transistor de compensation de tension afin de laisser passer un courant d'émetteur ayant une valeur comprise entre celles des

courants d'émetteur des premier et second transistors d'amplifica-

teur de même polarité quand les courants d'émetteur de ces transis-

tors d'amplificateur diffèrent, la combinaison en série des tensions de base-à-émetteur des deux transistors de compensation de tension étant ainsi approximativement égale à la déviation de tension dans

les deux étages de l'amplificateur.

7. Amplificateur selon la revendication 6, dans lequel l'en-

semble des transistors de compensation de tension (Q17;Q18) et des premier (Q2;QI) et second. (Q3;Q4) transistors d'amplificateur de

même polarité sont formés sur le même substrat.

8. Amplificateur selon la revendication 7, dans lequel cha-

que transistor de compensation de courant (Q15,Q16) est formé sur le même substrat que son premier transistor d'amplificateur associé

(Q1 ou Q2).

9. Amplificateur selon la revendication 6, dans lequel le circuit de polarisation de compensation de tension comprend une seconde source de courant (Q19) et un second puits de courant (Q20) associés aux transistors de compensation de tension respectifs (Q17, Q18) et pouvant fonctionner par l'application de signaux de commande à ceux-ci pour régler les courants de collecteur de leurs transistors de compensation de tension associés conformément aux grandeurs des signaux de commande, la seconde source de courant (Q19 et le second

puits de courant (Q20) étant connectés pour recevoir à leurs en-

trées les signaux de commande provenant des moyens de commande (52, 54) et faire varier leurs courants selon les variations des signaux de commande d'environ la moitié de ce que les font varier la

source de courant de polarisation et le puits de courant de polarisa-

tion mentionnés en premier.

10. Amplificateur selon la revendication 9, dans lequel l'ensemble des transistors de compensation de tension (Q17;Q18) et des premier (Q2;QI) et seconds (Q3;Q4)transistors d'amplificateur

de même polarité sont formés sur le même substrat.

11. Amplificateur selon la revendication 10, dans lequel chaque transistor de compensation de courant (Q15,Q16) est formé

sur le même substrat queson premier transistor d'amplificateur as-

socié (Q1 ou Q2).