DE19547754C1 - Steuerschaltung für BiCMOS-Bustreiber - Google Patents
Steuerschaltung für BiCMOS-BustreiberInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuerschaltung und
die Verwendung einer solchen Steuerschaltung in einem
BiCMOS-Bustreiber.
Integrierte Busschnittstellenschaltungen sind im Stand der
Technik weitläufig bekannt. Sie müssen funktionell in der
Lage sein, hohe Ausgangsströme zur Verfügung zu stellen und
aufzunehmen. Größenordnungsmäßig liegen dabei involvierte
Ströme typischerweise im Bereich von 50-100 mA.
Diese hohen Ströme sind erforderlich, um kurze
Signalausbreitungs-Verzögerungszeiten zu erzielen und den
Ausgang augenblicklich umzuschalten (Treiben einer 75 Ohm-Übertragungsleitung).
Der diesen Umschaltvorgang bestimmende
physikalische Vorgang ist das Entladen beziehungsweise Laden
der vorhandenen Buskapazitäten.
Nachdem der Ausgang den stabilen Gleichgewichtszustand, d. h.
L-Zustand oder H-Zustand, erreicht hat, ist nur noch
ein kleiner Teil des Schaltstroms oder sogar überhaupt kein
Strom mehr notwendig. Die Ausgangslast ist dann geladen
beziehungsweise entladen, und der
Übertragungsleitungswiderstand ist dann nicht mehr für den
Treiber spürbar, nachdem das Signal die Leitung
durchlaufen hat (unter der Annahme einer Übertragungsleitung
mit offenem Ende).
Bei modernen Computersystemen sind die verwendeten Busse 80%
oder sogar noch mehr ihrer Betriebs zeit im stabilen,
inaktiven L-Zustand oder H-Zustand. Deshalb sind
moderne Busschnittstellenschaltungen darauf ausgelegt, dies
zu berücksichtigen. Zu diesem Zweck steuern sie ihren
internen Leistungsverbrauch unter Berücksichtigung der
Anforderungen zum Treiben der Ausgangslast.
In Zusammenhang mit derartigen Schaltungen hat sich das
Schlagwort "Power on demand", was soviel heißt wie "Leistung
bei Bedarf", herausgebildet. Erste Entwicklungen in diesem
Bereich fanden 1991 statt.
Für die vorliegende Erfindung ist hinsichtlich des
Umschaltvorganges nur der Übergang des Ausganges vom
H-Zustand in den L-Zustand von Bedeutung.
Bei den bekannten Busschnittstellenschaltungen wird nach
erfolgtem Umschalten im Gleichgewichts-L-Zustand des
Ausganges ein Großteil des Basisstroms des
Ausgangstransistors durch eine Klemmdiode über die Kollektor-Emitterstrecke nach Masse
abgeleitet. Wie dies bei TTL-Schaltungen allgemein üblich ist, ist diese Klemmdiode
eine Schottkydiode, welche verhindern soll, daß der
Ausgangstransistor in Sättigung geht. Dies geht beispielsweise
aus dem "Data-Book" der Firma Texas Instruments über "TTL Advanced
Low-Power Schottky, Advanced Schottky", Band 2, 1989,
S. 3.11 hervor.
Es erscheint klar, daß dieser Anteil des Stroms, der nach
Masse abgeleitet wird, verschwendete Leistung darstellt.
Dies stellt ein Problem dar, und zwar insbesondere für
batteriebetriebene Systeme mit eng begrenztem
Leistungsangebot.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es dementsprechend,
eine Steuerschaltung der oben beschriebenen Art zu schaffen, welche in
der Lage ist, den Leistungsverbrauch eines BiCMOS-Bustreibers
nach erfolgtem Umschalten im Gleichgewichts-L-Zustand
zu minimalisieren, und zudem leicht
realisierbar ist.
Diese Aufgabe wird mit der im Patentanspruch 1 definierten Steuerschaltung gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen 2 bis 4
dadurch gekennzeichnet.
Bevorzugterweise ist die erfindungsgemäße Steuerschaltung
dadurch gekennzeichnet, daß die pn-Übergangsdiode ein npn-Transistor
mit Kurzschluß zwischen Basis und Kollektor ist.
Die Verwendung einer solchen Steuerschaltung in einem
BiCMOS-Bustreiber
ist im Patentanspruch 5 definiert.
Besonders vorteilhaft an der erfindungsgemäßen
Steuerschaltung ist, daß sich die Temperaturabhängigkeiten
der beiden Zweige gegenseitig kompensieren und daß die
Klammerung des Ausgangstransistor vom Ausgangsstrom abhängt.
Desweiteren ist die Schaltung auch bei hohen Frequenzen
anwendbar.
Im folgenden wird die vorliegende Erfindung anhand
bevorzugter Ausführungsformen, welche in der beigefügten
Zeichnung illustriert sind, detailliert beschrieben werden.
Die Figuren der Zeichnung zeigen im einzelnen:
Fig. 1 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Steuerschaltung; und
Fig. 2 einen BiCMOS-Bustreiber, welcher die erfindungsgemäße
Steuerschaltung verwendet.
Die erfindungsgemäße Steuerschaltung ist in Fig. 1 gezeigt.
Darin bezeichnen Bezugszeichen Q1 einen ersten
Bipolartransistor und Q2 einen zweiten Bipolartransistor,
dessen Emitter mit der Basis des ersten Bipolartransistors
verbunden ist. Die Basis-Emitter-Spannungen der
Bipolartransistoren Q1 und Q2 sind mit Vbe1 beziehungsweise
Vbe2 bezeichnet. Der Kollektor des ersten Bipolartransistors
Q1 bildet den Ausgang der Steuerschaltung, welcher mit einer
zu treibenden Last zu verbinden ist.
Deshalb wird der erste Bipolartransistor Q1 auch als
Ausgangstransistor bezeichnet werden.
Vaus und Iaus bezeichnen Ausgangsspannung und Ausgangsstrom
des Ausgangstransistors Q1.
Der Kollektor des zweiten Bipolartransistors Q2 ist mit
einem ersten Versorgungspotential VCC verbunden.
Der Emitter des ersten Bipolartransistors Q1 ist mit einem
zweiten Versorgungspotential VEE verbunden. Vorzugsweise ist
zwischen dem Emitter des ersten Bipolartransistors Q1 und
dem zweiten Versorgungspotential VEE ein
Strombegrenzungswiderstand R1 vorgesehen.
Zwischen dem Kollektor des ersten Bipolartransistors Q1 und
der Basis des zweiten Bipolartransistors Q2 ist eine
Reihenschaltung einer pn-Übergangsdiode D1 und einer
Schottkydiode D2 vorgesehen. Die Durchlaßspannung der pn-Übergangsdiode
D1 ist mit Vbe3, die der Schottkydiode mit Vd
bezeichnet.
Weiterhin ist die Basis des zweiten Bipolartransistors Q2
über einen Widerstand R2 an das erste Versorgungspotential
VCC angeschlossen.
Nachstehend wird der Betrieb der derart aufgebauten
Steuerschaltung beschrieben.
Der Betrieb dieser "Leistung bei Bedarf"-Schaltung basiert
auf dem Prinzip, daß die Klemmung des Ausgangstransistors
Q1 ohne die Klemmdiode zwischen Basis und Emitter
desselben, die nach dem Stand der Technik vorgesehen ist,
allein durch die Steuerschleife zwischen Basis und Kollektor
des Ausgangstransistors Q1 bewerkstelligt wird.
Diese Steuerschleife besteht aus den Dioden D1 und D2 und
aus dem zweiten Bipolartransistor Q2. Die Diode D1 ist
vorzugsweise ein npn-Transistor mit kurzgeschlossenen Basis
und Kollektor, deren Durchlaßspannung Vbe3 etwa 0,75 V beträgt.
Die Diode D2 ist eine Schottkydiode, deren Durchlaßspannung
Vd typischerweise 0,55 V beträgt.
Durch die gewählte Verschaltung folgt die Spannung an der
Basis des zweiten Bipolartransistors Q2 der Ausgangsspannung
am Kollektor des Ausgangstransistors Q1 mit einer
Verschiebung um Vbe3 + Vd, herrührend aus der
Diodenreihenschaltung.
Die folgende Gleichung (1) gibt den Zusammenhang zwischen
der Ausgangsspannung Vaus und den Spannungen Vbe1, Vbe2,
Vbe3 und Vd, und zwar unter der Annahme, daß der
Strombegrenzungswiderstand R1 = 0 ist, wieder:
Vaus = (Vbe1 + Vbe2) - (Vbe3 + Vd) (1)
Es ist leicht ersichtlich, daß die Summe Vbe3 + Vd
mindestens so groß sein muß wie die Summe Vbe1 + Vbe2, um
den Ausgangstransistor Q1 leitend zu machen.
Für einen endlichen Strombegrenzungswiderstand R1
modifiziert sich die Gleichung (1) in nachstehende Gleichung
(2):
Vaus = (Vbe1 + Vbe2 + Iaus × R1) - (Vbe3 + Vd) (2)
Falls die Ausgangsspannung Vaus unter 0,2 V = 2 × 0,75 V -
0,75 V - 0,55 V fällt, wird der Strom begrenzt auf den Strom
durch den Widerstand R2 und den Basisstrom des
Bipolartransistors Q1, der zum Aufnehmen des Ausgangsstroms
Iaus notwendig ist (dieser Basisstrom ist gegeben durch:
Basisstrom = Ausgangsstrom (Iaus)/Kleinsignal
verstärkung(hfe)). Dabei dient der Widerstand R2 zum
Einstellen des Basisstroms des Bipolartransistors Q2.
Ein besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen Steuerschaltung
liegt nun darin, daß der Ausgabe-L-Zustand
temperaturkompensiert ist. Dies ist daraus ersichtlich, daß
die Temperaturabhängigkeit für einen pn-Übergang von
2 mV/°C für die beiden Übergangsspannungen Vbe1 + Vbe2
entgegengesetzt der für die beiden Übergangsspannungen
Vbe3 + Vd ist und somit eine Kompensation erfolgt.
Es gibt einen weiteren Vorteil dieser "Leistung bei Bedarf"-Schaltung.
Die Klemmung des Ausgangstransistors Q1 ist
nämlich abhängig von der Größe des Ausgangsstroms Iaus, wie
man leicht aus Gleichung (2) erkennt. Der
Abhängigkeitsfaktor hierfür ist der Spannungsabfall über dem
Strombegrenzungswiderstand R1, der Iaus × R1 beträgt. Somit
wird der Ausgangstransistor bei hohem Ausgangsstrom Iaus
weniger geklemmt als bei niedrigem Ausgangsstrom.
In Fig. 2 ist ein BiCMOS-Bustreiber gezeigt, der die
erfindungsgemäße Steuerschaltung zum Steuern seines internen
Leistungsverbrauchs verwendet.
In Fig. 2 sind Komponenten, welche die gleichen sind wie
diejenigen in Fig. 1, durch die gleichen Bezugszeichen
bezeichnet, und eine wiederholte Beschreibung dieser
gleichen Komponenten wird unterlassen werden.
Bezugszeichen N1 bezeichnet einen ersten NMOS-Transistor,
der mit seinem Hauptstrompfad zwischen den Emitter des
zweiten Bipolartransistors Q2 und die Basis des ersten
Bipolartransistors Q1 geschaltet ist und der an seinem Gate
ein Eingangssignal IN zum Ein-/Ausschalten des
Ausgangstransistors Q1 empfängt.
Vorgesehen ist weiterhin ein zweiter NMOS-Transistor N2, der
mit seinem Hauptstrompfad zwischen der Basis des zweiten
Bipolartransistors Q2 und der Diodenreihenschaltung D1, D2
angeschlossen ist und der ebenfalls an seinem Gate das
Eingangssignal IN empfängt.
Außerdem gibt es einen dritten NMOS-Transistor N3, dessen
Hauptstrompfad zwischen einem Knoten, der zwischen dem
ersten NMOS-Transistor N1 und der Basis des ersten
Bipolartransistors Q1 liegt, und dem zweiten
Versorgungspotential VEE verläuft. Er empfängt an seinem
Gate ein durch einen Inverter I1 invertiertes
Eingangssignal.
Zwischen dem ersten Versorgungspotential VCC und der Basis
des zweiten Bipolartransistors Q2 liegt der Hauptstrompfad
eines ersten PMOS-Transistors P2, der an seinem Gate
ebenfalls das Eingangssignal IN empfängt.
Beim H-Pegel des Eingangssignals IN sind mithin die MOS-Transistoren
N1 und N2 leitend, hingegen sind N3 und P2
gesperrt.
Beim Einschalten des Ausgangstransistors Q1 fließt ein hoher
Strom über den Bipolartransistor Q2 und den MOS-Transistor
N1 an die Basis des Bipolartransistors Q1. Dieser
Schaltstrom wird solange anhalten, bis die Ausgangsspannung
am Niedrigpegel ist. Bei etwa 0,2 V wird die Steuerschaltung
aktiv und begrenzt den Basisstrom auf den Wert, der zum
Niedrighalten der Ausgangsspannung benötigt ist, wie bereits
im Zusammenhang mit Fig. 1 erläutert.
Die beiden MOS-Transistoren N2 und P2 dienen zum Erhöhen der
Geschwindigkeit der "Leistung bei Bedarf"-Schaltung. Da der
Widerstand R1 normalerweise groß sein sollte (niedriger
Leistungsverbrauch im Gleichgewichtszustand einer
L-Pegel oder H-Pegel am Ausgang), schaltet der MOS-Transistor
P2 die Basis des zweiten Bipolartransistors Q2
direkt an das erste Versorgungspotential VCC. Im Betrieb
wird, wenn die MOS-Transistoren N1 und N3 den
Ausgangstransistor Q1 ausschalten, die Basis des
Bipolartransistors Q2 auf das erste Versorgungspotential VCC
gelegt.
Zusätzlich können noch MOS-Transistoren N4 und P4 vorgesehen
sein, um den Ausgang in den hochohmigen Zustand zu schalten.
N4 ist ein NMOS-Transistor, dessen Hauptstrompfad zwischen
die Basis des ersten Bipolartransistors Q1 und dem zweiten
Versorgungspotential VEE geschaltet ist und an dessen Gate
ein Impedanzschaltsignal IS anlegbar ist. P4 ist ein PMOS-Transistor,
dessen Hauptstrompfad zwischen das erste
Versorgungspotential VCC und den Kollektor des zweiten
Bipolartransistors geschaltet ist und an dessen Gate
ebenfalls das Impedanzschaltsignal IS anlegbar ist.
Die erfindungsgemäße Steuerschaltung kann für alle
Bustreiber verwendet werden, die in BiCMOS-Technologie
hergestellt sind. Kernpunkt der Erfindung ist, daß die
Basisspannung des Ausgangstransistors bei L-Pegel am Ausgang
durch die Ausgangs Spannung über die Steuerschleife gesteuert
ist. Der Basisstrom ist dabei so gewählt, daß der L-Pegel am
Ausgang aufrechterhalten werden kann. Es ist
insbesondere nicht notwendig, den Basisstrom vom
Ausgangstransistor Q1 überzudimensionieren, um alle
möglichen Arten von Treiberlast zu berücksichtigen.
Die erfindungsgemäße Schaltung weist somit einen niedrigen
Leistungsverbrauch sogar bei hoher Frequenz auf. Dies macht
die Schaltung besonders attraktiv für batterieversorgte
Systeme.
Claims (7)
1. Steuerschaltung zum Steuern des Basisstroms eines ersten
Bipolartransistors (Q1), welcher eine Basis, einen Emitter
und einen Kollektor aufweist, umfassend:
- a) einen zweiten Bipolartransistor (Q2) mit einer Basis, einem Emitter, welcher mit der Basis des ersten Bipolartransistors (Q1) verbunden ist, und einem Kollektor, welcher mit einem ersten Versorgungspotential (VCC) verbunden ist;
- b) einen ersten Widerstand (R2), der zwischen dem ersten Versorgungspotential (VCC) und der Basis des zweiten Bipolartransistors (Q2) angeschlossen ist;
- c) eine Diodeneinrichtung (D1, D2), welche zwischen der Basis des zweiten Bipolartransistors (Q2) und dem Kollektor des ersten Bipolartransistors (Q1) angeschlossen ist;
wobei
- d) die Diodeneinrichtung (D1, D2) einen Spannungsabfall an der Basis des zweiten Bipolartransistors (Q2) schafft, der zumindest die Summe der Basis-Emitter- Spannungen (Vbe1, Vbe2) des ersten und zweiten Bipolartransistors (Q1, Q2) beträgt; und
- e) der Emitter des ersten-Bipolartransistors (Q1) mit einem zweiten Versorgungspotential (VEE) verbunden ist.
2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
einen zweiten Widerstand (R1), der zwischen dem Emitter des
ersten Bipolartransistors (Q1) und dem zweiten
Versorgungspotential (VEE) angeschlossen ist.
3. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die Diodeneinrichtung (D1, D2) aus einer
Reihenschaltung einer pn-Übergangsdiode (D1) und einer
Schottkydiode (D2) besteht.
4. Steuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die pn-Übergangsdiode (D1) ein npn-Transistor mit
Kurzschluß von Basis und Kollektor ist.
5. Verwendung einer Steuerschaltung nach Anspruch
1, in einem BiCMOS-Bustreiber, gekennzeichnet durch:
- i) einen ersten NMOS-Transistor (N1), der mit seinem Hauptstrompfad zwischen den Emitter des zweiten Bipolartransistors (Q2) und die Basis des ersten Bipolartransistors (Q1) geschaltet ist und der ein Gate zum Empfangen eines Eingangssignals (IN) aufweist;
- ii) einen zweiten NMOS-Transistor (N2), der mit seinem Hauptstrompfad zwischen die Basis des zweiten Bipolartransistors (Q2) und die Diodeneinrichtung (D1, D2) geschaltet ist und der ein Gate zum Empfangen des Eingangssignals (IN) aufweist;
- iii) einen dritten NMOS-Transistor (N3), dessen Hauptstrompfad zwischen einem Knoten, der zwischen dem ersten NMOS-Transistor (N1) und der Basis des ersten Bipolartransistors (Q1) liegt, und dem zweiten Versorgungspotential (VEE) verläuft, und der ein Gate zum Empfangen des invertierten Eingangssignals aufweist; und
- iv) einen ersten PMOS-Transistor (P2), der mit seinem Hauptstrompfad parallel zum ersten Widerstand (R2) geschaltet ist und der ein Gate zum Empfangen des Eingangssignals (IN) aufweist.
6. Verwendung nach Anspruch 5, gekennzeichnet, durch
einen vierten NMOS-Transistor (N4), der mit seinem
Hauptstrompfad parallel zu dem des dritten NMOS-Transistors
(N3) geschaltet ist und ein Gate zum Empfangen eines
Impedanzschaltsignals (IS) aufweist; und einen zweiten PMOS-Transistor
(P4), der mit seinem Hauptstrompfad zwischen das
erste Versorgungspotential (VCC) und den Kollektor des
zweiten Bipolartransistors (Q2) geschaltet ist und der ein
Gate zum Empfangen eines bzw. des Impedanzschaltsignals (IS)
aufweist.
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