JP3049938B2 - Ｉｇｂｔのゲート駆動方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＩＧＢＴのターンオン
時におけるコレクタ・エミッタ間電圧の時間的変化率の
緩和とそのスイッチング時及び定常時コレクタ損失の低
減とを図ったＩＧＢＴのゲート駆動方法に関する。
時におけるコレクタ・エミッタ間電圧の時間的変化率の
緩和とそのスイッチング時及び定常時コレクタ損失の低
減とを図ったＩＧＢＴのゲート駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種のＩＧＢＴのゲート駆動方
法としては、図３の回路図に例示する如きものが知られ
ている。また図４は図３に対応するゲート電圧の動作波
形図である。先ず図３において、１はＩＧＢＴ（絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタ）、２はフォトカプラであ
り前記ＩＧＢＴに対するオン／オフ指令信号ＳD を入力
としその指令内容に応じてトランジスタ要素Ｔc1とＴc2
とを共役動作させるものである。またＲ7 はゲート抵抗
である。なおＶG は前記ＩＧＢＴに対するゲート制御用
の電圧、Ｅf とＥr とはそれぞれ前記ＩＧＢＴのゲート
に対する順バイアス用と逆バイアス用の直流電源電圧で
ある。
法としては、図３の回路図に例示する如きものが知られ
ている。また図４は図３に対応するゲート電圧の動作波
形図である。先ず図３において、１はＩＧＢＴ（絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタ）、２はフォトカプラであ
り前記ＩＧＢＴに対するオン／オフ指令信号ＳD を入力
としその指令内容に応じてトランジスタ要素Ｔc1とＴc2
とを共役動作させるものである。またＲ7 はゲート抵抗
である。なおＶG は前記ＩＧＢＴに対するゲート制御用
の電圧、Ｅf とＥr とはそれぞれ前記ＩＧＢＴのゲート
に対する順バイアス用と逆バイアス用の直流電源電圧で
ある。
【０００３】従って前記信号ＳD が前記ＩＧＢＴに対す
るターンオン指令であれば、前記の要素Ｔc1はオン状態
となり、図４の動作波形図に示す如く、前記ゲート電圧
ＶGは前記の逆バイアス電圧Ｅr から順バイアス電圧Ｅ
f まで前記ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間静電容量Ｃと
ゲート抵抗Ｒ7 の抵抗値との積で規定される時定数のＴ
G に従って増大することになる。
るターンオン指令であれば、前記の要素Ｔc1はオン状態
となり、図４の動作波形図に示す如く、前記ゲート電圧
ＶGは前記の逆バイアス電圧Ｅr から順バイアス電圧Ｅ
f まで前記ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間静電容量Ｃと
ゲート抵抗Ｒ7 の抵抗値との積で規定される時定数のＴ
G に従って増大することになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】一般にＩＧＢＴのター
ンオン制御においては、そのコレクタ・エミッタ間電圧
ＶCEの時間的変化率ｄＶCE／ｄｔの緩和と、コレクタ電
流ｉc と前記電圧ＶCEとの積で与えられるコレクタ損失
ＰC の定常時及びスイッチング時における低減とが求め
られる。しかしながら、もし前記ゲート電圧ＶG を短時
間に充分に大なる値まで立上げて急速なターンオン動作
を行えば前記損失ＰC の低減は可能となるが前記変化率
ｄＶCE／ｄｔの増大を招き前記フォトカプラ２の誤動作
等他の機器への悪影響が懸念されることになり、また逆
に前記ゲート電圧ＶG をその最終値を小にし且つ緩やか
に増大すれば前記変化率ｄＶCE／ｄｔは減少するが前記
損失ＰC の増大を来すことになる。
ンオン制御においては、そのコレクタ・エミッタ間電圧
ＶCEの時間的変化率ｄＶCE／ｄｔの緩和と、コレクタ電
流ｉc と前記電圧ＶCEとの積で与えられるコレクタ損失
ＰC の定常時及びスイッチング時における低減とが求め
られる。しかしながら、もし前記ゲート電圧ＶG を短時
間に充分に大なる値まで立上げて急速なターンオン動作
を行えば前記損失ＰC の低減は可能となるが前記変化率
ｄＶCE／ｄｔの増大を招き前記フォトカプラ２の誤動作
等他の機器への悪影響が懸念されることになり、また逆
に前記ゲート電圧ＶG をその最終値を小にし且つ緩やか
に増大すれば前記変化率ｄＶCE／ｄｔは減少するが前記
損失ＰC の増大を来すことになる。
【０００５】因みに上記の模様を図５ないし図７に従っ
て以下に説明する。先ず図５は、ブリッジ構成をなす変
換回路における１相分のアーム構成図であり、ＩＧＢＴ
と逆並列されたフリーホイールダイオードＦＷＤとの組
合わせ即ちＩＧＢＴ1 とＦＷＤ1 ，ＩＧＢＴ2 とＦＷＤ
2 とをそれぞれ上下のアーム素子となす構成を示し、ま
た下側アームのＦＷＤ2 を経由して電流ｉFWD が図示実
線の如く通電中に上側アームのＩＧＢＴ1 をターンオン
させ図示点線の如くコレクタ電流ｉC が通電を開始した
状態を示すものである。
て以下に説明する。先ず図５は、ブリッジ構成をなす変
換回路における１相分のアーム構成図であり、ＩＧＢＴ
と逆並列されたフリーホイールダイオードＦＷＤとの組
合わせ即ちＩＧＢＴ1 とＦＷＤ1 ，ＩＧＢＴ2 とＦＷＤ
2 とをそれぞれ上下のアーム素子となす構成を示し、ま
た下側アームのＦＷＤ2 を経由して電流ｉFWD が図示実
線の如く通電中に上側アームのＩＧＢＴ1 をターンオン
させ図示点線の如くコレクタ電流ｉC が通電を開始した
状態を示すものである。
【０００６】次に図６は、図５に示すＩＧＢＴ1 のター
ンオン動作時におけるコレクタ電流ｉc とゲート電圧Ｖ
G とコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEとコレクタ損失ＰC
との動作波形図を示すものであり、ゲート電圧ＶG が前
記の図４に示す如く変化した場合に対応するものであ
る。なおコレクタ損失ＰC は前記の電流ｉc と電圧ＶCE
との積で与えられるものであり、時刻ｔn1は前記ターン
オン動作の過渡状態が終わりその定常状態に移行する時
刻を示し、また前記ターンオン動作の開始時点から時刻
ｔn1までと該時刻ｔn1以降との両期間における前記損失
ＰC の時間積分値である面積Ｓ11とＳ21とはそれぞれ対
応する期間において前記ＩＧＢＴ1 のコレクタにて消費
される電力量を示すものとなる。またθ1 は前記電圧Ｖ
CEの時間的減少度合い即ち前記ＩＧＢＴ1 のターンオン
速度に対応する角度を示すものである。また図７は、図
６における前記の逆バイアス用電源電圧Ｅr と時定数Ｔ
G とを同一とし前記順バイアス用電源電圧Ｅf のみを小
となして前記ゲート電圧ＶGの変化幅を縮小した場合の
前記諸量の動作波形図である。
ンオン動作時におけるコレクタ電流ｉc とゲート電圧Ｖ
G とコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEとコレクタ損失ＰC
との動作波形図を示すものであり、ゲート電圧ＶG が前
記の図４に示す如く変化した場合に対応するものであ
る。なおコレクタ損失ＰC は前記の電流ｉc と電圧ＶCE
との積で与えられるものであり、時刻ｔn1は前記ターン
オン動作の過渡状態が終わりその定常状態に移行する時
刻を示し、また前記ターンオン動作の開始時点から時刻
ｔn1までと該時刻ｔn1以降との両期間における前記損失
ＰC の時間積分値である面積Ｓ11とＳ21とはそれぞれ対
応する期間において前記ＩＧＢＴ1 のコレクタにて消費
される電力量を示すものとなる。またθ1 は前記電圧Ｖ
CEの時間的減少度合い即ち前記ＩＧＢＴ1 のターンオン
速度に対応する角度を示すものである。また図７は、図
６における前記の逆バイアス用電源電圧Ｅr と時定数Ｔ
G とを同一とし前記順バイアス用電源電圧Ｅf のみを小
となして前記ゲート電圧ＶGの変化幅を縮小した場合の
前記諸量の動作波形図である。
【０００７】図７においては図６の場合に比し、前記角
度に関しθ1 ＜θ2 となり前記電圧ＶCEの時間的変化率
ｄＶCE／ｄｔは小となるが、前記損失ＰC の時刻ｔn2以
降の定常値は大となり従って定常損失の電力量はＳ21＜
Ｓ22の如く増大する。しかしながら、上記の如き従来の
ＩＧＢＴのゲート駆動方法においては、図３に示す回路
により図４の動作波形図の如く前記ゲート電圧ＶG に対
し単一の時間変化を行わせるために、前記の時間的変化
率ｄＶCE／ｄｔとコレクタ損失ＰC とを同時に望ましい
値まで低減させることは困難であった。
度に関しθ1 ＜θ2 となり前記電圧ＶCEの時間的変化率
ｄＶCE／ｄｔは小となるが、前記損失ＰC の時刻ｔn2以
降の定常値は大となり従って定常損失の電力量はＳ21＜
Ｓ22の如く増大する。しかしながら、上記の如き従来の
ＩＧＢＴのゲート駆動方法においては、図３に示す回路
により図４の動作波形図の如く前記ゲート電圧ＶG に対
し単一の時間変化を行わせるために、前記の時間的変化
率ｄＶCE／ｄｔとコレクタ損失ＰC とを同時に望ましい
値まで低減させることは困難であった。
【０００８】上記に鑑み本発明は、ＩＧＢＴのターンオ
ン時における前記電圧ＶCEの時間的変化率とその過渡時
及び定常時におけるコレクタ損失の同時低減を図ったゲ
ート駆動方法の提供を目的とするものである。
ン時における前記電圧ＶCEの時間的変化率とその過渡時
及び定常時におけるコレクタ損失の同時低減を図ったゲ
ート駆動方法の提供を目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のＩＧＢＴのゲート駆動方法においては、Ｉ
ＧＢＴのターンオン制御用に、その時定数とその電圧最
終値とが共に小なる第１の制御電圧と、該第１の制御電
圧に比してその時定数とその電圧最終値とが共に大なる
第２の制御電圧と、該第１と第２両制御電圧の時間的変
化過程においてその値の大なる方のみを選択合成して得
た該両制御電圧の包絡電圧とを形成し、該包絡電圧を以
て所要のターンオン制御用ゲート電圧となすものとし、
更に前記包絡電圧の形成に関し、定電圧ダイオードと第
１の抵抗との直列接続に対して該第１の抵抗に比しその
抵抗値の大なる第２の抵抗を並列に接続し、該直並列接
続を介して所定電圧の直流電源より前記ＩＧＢＴのゲー
トに給電し、該ＩＧＢＴのゲートにおいて所要の包絡電
圧を形成させるものとする。
に、本発明のＩＧＢＴのゲート駆動方法においては、Ｉ
ＧＢＴのターンオン制御用に、その時定数とその電圧最
終値とが共に小なる第１の制御電圧と、該第１の制御電
圧に比してその時定数とその電圧最終値とが共に大なる
第２の制御電圧と、該第１と第２両制御電圧の時間的変
化過程においてその値の大なる方のみを選択合成して得
た該両制御電圧の包絡電圧とを形成し、該包絡電圧を以
て所要のターンオン制御用ゲート電圧となすものとし、
更に前記包絡電圧の形成に関し、定電圧ダイオードと第
１の抵抗との直列接続に対して該第１の抵抗に比しその
抵抗値の大なる第２の抵抗を並列に接続し、該直並列接
続を介して所定電圧の直流電源より前記ＩＧＢＴのゲー
トに給電し、該ＩＧＢＴのゲートにおいて所要の包絡電
圧を形成させるものとする。
【００１０】
【作用】前記の如く、ＩＧＢＴのターンオン制御時に単
一の時間変化を行うゲート電圧ＶG を印加する場合に
は、該ＩＧＢＴのコレクタ損失ＰC とコレクタ・エミッ
タ間電圧ＶCEの時間的変化率ｄＶCE／ｄｔとを共に低減
させることは困難である。これは前記ゲート電圧ＶG が
その最終値と変動時定数とが規定されて単一の時間変化
を行うことに起因するものであり、もし前記ターンオン
動作の過渡時と定常時とにおいてそれぞれに適当な時間
変化を行うゲート電圧ＶG を印加するならば前記のコレ
クタ損失ＰC と電圧ＶCEの時間的変化率との同時低減が
可能となるものである。
一の時間変化を行うゲート電圧ＶG を印加する場合に
は、該ＩＧＢＴのコレクタ損失ＰC とコレクタ・エミッ
タ間電圧ＶCEの時間的変化率ｄＶCE／ｄｔとを共に低減
させることは困難である。これは前記ゲート電圧ＶG が
その最終値と変動時定数とが規定されて単一の時間変化
を行うことに起因するものであり、もし前記ターンオン
動作の過渡時と定常時とにおいてそれぞれに適当な時間
変化を行うゲート電圧ＶG を印加するならば前記のコレ
クタ損失ＰC と電圧ＶCEの時間的変化率との同時低減が
可能となるものである。
【００１１】上記に従い本発明は、その時定数と最終電
圧値との異なる２組の制御電圧それぞれの時間的変化過
程においてその値の大なる方のみを選択合成することに
より該両制御電圧の包絡電圧を形成し、且つ前記２組の
制御電圧における該包絡電圧構成部分の時間的変化模様
が前記ＩＧＢＴのターンオン動作の過渡時と定常時とに
対し最適となるように定数選択を行うものである。
圧値との異なる２組の制御電圧それぞれの時間的変化過
程においてその値の大なる方のみを選択合成することに
より該両制御電圧の包絡電圧を形成し、且つ前記２組の
制御電圧における該包絡電圧構成部分の時間的変化模様
が前記ＩＧＢＴのターンオン動作の過渡時と定常時とに
対し最適となるように定数選択を行うものである。
【００１２】図８の動作波形図は前記ＩＧＢＴのターン
オン制御時のゲート電圧となる前記包絡電圧の形成模様
を示すものであって、実線で示す包絡電圧ＶG を点線で
示す制御電圧ＶG1と一点鎖線で示す制御電圧ＶG2とによ
り形成するものであり、該両制御電圧に関し電圧ＶG2の
時定数と最終電圧値とをそれぞれ電圧ＶG1におけるもの
よりも適当に大となすことにより図示時刻ｔn3の以前と
以後の両期間における優先電圧をそれぞれ前記の電圧Ｖ
G1とＶG2となし、該両優先電圧の合成電圧として前記包
絡電圧ＶG を得る模様を示すものである。
オン制御時のゲート電圧となる前記包絡電圧の形成模様
を示すものであって、実線で示す包絡電圧ＶG を点線で
示す制御電圧ＶG1と一点鎖線で示す制御電圧ＶG2とによ
り形成するものであり、該両制御電圧に関し電圧ＶG2の
時定数と最終電圧値とをそれぞれ電圧ＶG1におけるもの
よりも適当に大となすことにより図示時刻ｔn3の以前と
以後の両期間における優先電圧をそれぞれ前記の電圧Ｖ
G1とＶG2となし、該両優先電圧の合成電圧として前記包
絡電圧ＶG を得る模様を示すものである。
【００１３】
【実施例】以下本発明の第１と第２の実施例をそれぞれ
図１と図２とに示す回路図により説明する。なお該両図
においては図３に示す従来技術の実施例の場合と同一機
能の構成要素に対しては同一の表示符号を付している。
先ず図１は、図３に示す回路図において、順バイアス用
電源とフォトカプラ２におけるトランジスタ要素Ｔc1と
ゲート抵抗Ｒ7 とを経由する１のＩＧＢＴに対するゲー
ト電圧ＶG の給電経路に関し、定電圧ダイオードＺＤ1
と抵抗Ｒ1 との直列接続に対し該抵抗Ｒ1 に比して大な
る抵抗値を有する抵抗Ｒ2 を並列に接続した直並列接続
を前記順バイアス用電源と前記要素Ｔc1のコレクタとの
間に追加挿入すると共に、抵抗Ｒ7 を抵抗Ｒ3 により置
換した回路構成をなしたものである。
図１と図２とに示す回路図により説明する。なお該両図
においては図３に示す従来技術の実施例の場合と同一機
能の構成要素に対しては同一の表示符号を付している。
先ず図１は、図３に示す回路図において、順バイアス用
電源とフォトカプラ２におけるトランジスタ要素Ｔc1と
ゲート抵抗Ｒ7 とを経由する１のＩＧＢＴに対するゲー
ト電圧ＶG の給電経路に関し、定電圧ダイオードＺＤ1
と抵抗Ｒ1 との直列接続に対し該抵抗Ｒ1 に比して大な
る抵抗値を有する抵抗Ｒ2 を並列に接続した直並列接続
を前記順バイアス用電源と前記要素Ｔc1のコレクタとの
間に追加挿入すると共に、抵抗Ｒ7 を抵抗Ｒ3 により置
換した回路構成をなしたものである。
【００１４】今、抵抗Ｒ1 を経由する経路と抵抗Ｒ2 を
経由する経路とをそれぞれ第１と第２の経路とすれば該
第１の経路の順バイアス用電源電圧は該第２の経路のそ
れよりも定電圧ダイオードＺＤ1 のツェナ電圧分だけ小
となる。また該両経路は前記ＩＧＢＴのゲート・エミッ
タ間静電容量Ｃと抵抗Ｒ3 とを共有し且つ抵抗Ｒ1 の抵
抗値が抵抗Ｒ2 のそれよりも小なるため、前記第１の経
路の時定数ＴG1は前記第２の経路の時定数ＴG2よりも小
となる。ここに、前記静電容量Ｃの両端電圧は前記ＩＧ
ＢＴのゲート電圧ＶG となるものであり、前記第１の経
路によるゲート電圧をＶG1とし同様に前記第２の経路に
よるものをＶG2とすれば、該両電圧による包絡電圧ＶG
は，前記の図８に示すものと同様に，時刻ｔn3の以前と
以後の両期間における優先電圧をそれぞれ前記の電圧Ｖ
G1とＶG2となすものとして得ることができる。
経由する経路とをそれぞれ第１と第２の経路とすれば該
第１の経路の順バイアス用電源電圧は該第２の経路のそ
れよりも定電圧ダイオードＺＤ1 のツェナ電圧分だけ小
となる。また該両経路は前記ＩＧＢＴのゲート・エミッ
タ間静電容量Ｃと抵抗Ｒ3 とを共有し且つ抵抗Ｒ1 の抵
抗値が抵抗Ｒ2 のそれよりも小なるため、前記第１の経
路の時定数ＴG1は前記第２の経路の時定数ＴG2よりも小
となる。ここに、前記静電容量Ｃの両端電圧は前記ＩＧ
ＢＴのゲート電圧ＶG となるものであり、前記第１の経
路によるゲート電圧をＶG1とし同様に前記第２の経路に
よるものをＶG2とすれば、該両電圧による包絡電圧ＶG
は，前記の図８に示すものと同様に，時刻ｔn3の以前と
以後の両期間における優先電圧をそれぞれ前記の電圧Ｖ
G1とＶG2となすものとして得ることができる。
【００１５】次に図２は、図１に示す回路に対して信号
電流増幅用のバッファトランジスタＴ1 とＴ2 とを追加
し、これに伴い定電圧ダイオードＺＤ2 と抵抗Ｒ4 〜Ｒ
6 とを含む回路構成の変更を行ったものであり、その回
路動作に関しては図１の回路による場合と同様となる。
電流増幅用のバッファトランジスタＴ1 とＴ2 とを追加
し、これに伴い定電圧ダイオードＺＤ2 と抵抗Ｒ4 〜Ｒ
6 とを含む回路構成の変更を行ったものであり、その回
路動作に関しては図１の回路による場合と同様となる。
【００１６】
【発明の効果】本発明によれば、ＩＧＢＴのゲート駆動
方法に関し、該ＩＧＢＴのターンオン制御用にその時定
数とその電圧最終値とが共に小なる第１の制御電圧と、
該第１の制御電圧に比してその時定数とその電圧最終値
とが共に大なる第２の制御電圧と、該第１と第２両制御
電圧の時間的変化過程においてその値の大なる方のみを
選択合成して得た該両制御電圧の包絡電圧とを形成し、
該包絡電圧を以てターンオン制御用の所要のゲート電圧
となすと共に、該包絡電圧の形成に関し、定電圧ダイオ
ードと第１の抵抗との直列接続に対して該第１の抵抗に
比しその抵抗値の大なる第２の抵抗を並列に接続し、該
直並列接続を介して所定電圧の直流電源より前記ＩＧＢ
Ｔのゲートに給電することにより、前記ＩＧＢＴのター
ンオン時におけるコレクタ・エミッタ間電圧の時間的変
化率の緩和とその過渡及び定常状態におけるコレクタ損
失の低減とを図ることができる。
方法に関し、該ＩＧＢＴのターンオン制御用にその時定
数とその電圧最終値とが共に小なる第１の制御電圧と、
該第１の制御電圧に比してその時定数とその電圧最終値
とが共に大なる第２の制御電圧と、該第１と第２両制御
電圧の時間的変化過程においてその値の大なる方のみを
選択合成して得た該両制御電圧の包絡電圧とを形成し、
該包絡電圧を以てターンオン制御用の所要のゲート電圧
となすと共に、該包絡電圧の形成に関し、定電圧ダイオ
ードと第１の抵抗との直列接続に対して該第１の抵抗に
比しその抵抗値の大なる第２の抵抗を並列に接続し、該
直並列接続を介して所定電圧の直流電源より前記ＩＧＢ
Ｔのゲートに給電することにより、前記ＩＧＢＴのター
ンオン時におけるコレクタ・エミッタ間電圧の時間的変
化率の緩和とその過渡及び定常状態におけるコレクタ損
失の低減とを図ることができる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図
【図３】従来技術の実施例を示す回路図
【図４】図３に対応するゲート電圧の動作波形図
【図５】ブリッジ構成における１相分のアーム構成図
【図６】ＩＧＢＴターンオン時のｉc ，ＶG ，ＶCE，Ｐ
C 諸量の動作波形図（その１）
C 諸量の動作波形図（その１）
【図７】ＩＧＢＴターンオン時のｉc ，ＶG ，ＶCE，Ｐ
C 諸量の動作波形図（その２）
C 諸量の動作波形図（その２）
【図８】包絡電圧として形成されるゲート電圧の動作波
形図
形図
１ ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ） ２ フォトカプラ Ｒn 抵抗（ｎ＝１，２，‥‥７） Ｔc1 フォトカプラ２のトランジスタ要素 Ｔc2 フォトカプラ２のトランジスタ要素 Ｔ1 信号電流増幅用バッファトランジスタ Ｔ2 信号電流増幅用バッファトランジスタ ＺＤ1 定電圧ダイオード ＺＤ2 定電圧ダイオード Ｅf 順バイアス用直流電源電圧 Ｅr 逆バイアス用直流電源電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03K 17/00 - 17/70
Claims (2)
- 【請求項１】ＩＧＢＴのターンオン制御用に、その時定
数とその電圧最終値とが共に小なる第１の制御電圧と、
該第１の制御電圧に比してその時定数とその電圧最終値
とが共に大なる第２の制御電圧と、該第１と第２両制御
電圧の時間的変化過程においてその値の大なる方のみを
選択合成して得た該両制御電圧の包絡電圧とを形成し、
該包絡電圧を以て所要のターンオン制御用ゲート電圧と
なすことを特徴とするＩＧＢＴのゲート駆動方法。 - 【請求項２】請求項１記載のＩＧＢＴのゲート駆動方法
において、前記包絡電圧の形成に関し、定電圧ダイオー
ドと第１の抵抗との直列接続に対して該第１の抵抗に比
しその抵抗値の大なる第２の抵抗を並列に接続し、該直
並列接続を介して所定電圧の直流電源より前記ＩＧＢＴ
のゲートに給電し該ＩＧＢＴのゲートにおいて所要の包
絡電圧を形成させることを特徴とするＩＧＢＴのゲート
駆動方法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4115044A JP3049938B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | Ｉｇｂｔのゲート駆動方法 |
| CN93105096A CN1033253C (zh) | 1992-05-08 | 1993-05-06 | 激励igbt的电路和方法 |
| DE4315253A DE4315253A1 (de) | 1992-05-08 | 1993-05-07 | Schaltung und Verfahren zur Steuerung eines IGBT |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4115044A JP3049938B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | Ｉｇｂｔのゲート駆動方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05315917A JPH05315917A (ja) | 1993-11-26 |
| JP3049938B2 true JP3049938B2 (ja) | 2000-06-05 |
Family
ID=14652802
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4115044A Expired - Fee Related JP3049938B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | Ｉｇｂｔのゲート駆動方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3049938B2 (ja) |
| CN (1) | CN1033253C (ja) |
| DE (1) | DE4315253A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1049536C (zh) * | 1997-01-20 | 2000-02-16 | 深圳市华为电气股份有限公司 | 全桥电路中大功率igbt的门极驱动方法及电路 |
| JP2012090435A (ja) * | 2010-10-20 | 2012-05-10 | Mitsubishi Electric Corp | 駆動回路及びこれを備える半導体装置 |
| US11133796B2 (en) | 2016-03-11 | 2021-09-28 | Ford Global Technologies, Llc | Dynamic IGBT gate drive to reduce switching loss |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4949213A (en) * | 1988-11-16 | 1990-08-14 | Fuji Electric Co., Ltd. | Drive circuit for use with voltage-drive semiconductor device |
-
1992
- 1992-05-08 JP JP4115044A patent/JP3049938B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-05-06 CN CN93105096A patent/CN1033253C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1993-05-07 DE DE4315253A patent/DE4315253A1/de not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE4315253A1 (de) | 1993-11-11 |
| CN1081796A (zh) | 1994-02-09 |
| JPH05315917A (ja) | 1993-11-26 |
| CN1033253C (zh) | 1996-11-06 |
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