DE4320021A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Kurzschluß-Sicherung von Leistungstransistor-Anordnungen - Google Patents

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Leistungs­ transistoranordnungen und näherhin auf Kurzschluß- und Überstrom-Schutzschaltungen und -verfahren für Leistungs­ transistoranordnungen und insbesondere für Gate-gesteuerte MOS-Leistungstransistoren. Noch spezieller bezieht sich die Erfindung auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Schutz von Bipolartransistoren mit isoliertem Gate ("insulated gate bipolar transistors" = IGBTs) unter Kurzschluß- und Überstrombedingungen.

Eine kritische Betrachtung bei der Verwendung von IGBTs in impulsbreitenmodulierten (PWM) Wechselrichter-Wechselstrom­ motorantrieben ist ihr Schutz unter Kurzschlußbedingungen, wie sie zwischen Leitung und Leitung oder Leitung und Masse auftreten können.

Es sind IGBTs verfügbar, deren Kurzschlußzeiten sich denen von Bipolartransistoren annähern. Diese Transistortypen können mit den gleichen verhältnismäßig langsam wirkenden Schaltungen geschützt werden, wie sie für Bipolartransisto­ ren verwendet werden.

Die leistungsfähigsten IGBTs bieten jedoch bedeutsame Vor­ teile hinsichtlich geringerer Verluste, kleinerer Packungs­ abmessungen, kleinerer Wärmesenken und höherer Kompaktheit, besitzen jedoch kürzere Kurzschlußzeiten, d. h. sie können Kurzschlußbedingungen nur über eine kürzere Zeitdauer tolerieren als Bipolartransistoren.

Herkömmliche Schutzverfahren für Bipolartransistoren sind für diese Hochleistungs-IGBTs nicht anwendbar, da sie nicht die erforderliche Geschwindigkeit beim Nachweis eines Kurzschluß- oder Überstromzustandes erbringen. Nach der Ansprechzeit dieser herkömmlichen Schaltungen kann der IGBT durch den Überstrom bereits zerstört worden sein.

IGBTs werden die Schaltungsanordnungen der Wahl auf Anwen­ dungsgebieten wie beispielsweise Motorsteuerungen mit variabler Drehzahl, unterbrechungsfreien Stromversorgungen und Hochfrequenz-Schweißvorrichtungen. Sie bieten allgemein eine vergleichbare oder geringere Verlustleistung, höhere Betriebsfrequenz und eine Vereinfachung der Treiber­ schaltungen. Somit bieten Systeme mit IGBTs eine größere Kompaktheit, eine größere Leistungsfähigkeit und ein über­ legenes dynamisches Verhalten.

Die Eigenschaften des IGBT, welche diese Vorteile ermögli­ chen, bringen einen neuen Design-Aspekt mit sich. Ein für maximalen Wirkungsgrad ausgelegter IGBT besitzt eine relativ hohe Verstärkung und damit einen Kurzschlußstrom, der wesentlich höher als der mit einem Bipolartransistor er­ reichte ist. Die Leistungsdichte in dem IGBT beim Anliegen eines Kurzschlusses kann daher viel höher als in einem Bipolartransistor sein.

Ein für minimale Verlustleistung unter normalen Last­ bedingungen ausgelegter IGBT mag daher nicht in der Lage sein, einen ungehinderten Kurzschluß ebenso lange wie ein Bipolartransistor auszuhalten. Er ist weniger fehler- bzw. störtolerant und erfordert daher eine "flinkere" oder schneller wirkende Schutzschaltung. Die Schaltung gemäß der Erfindung gibt ein Mittel an die Hand, das besonders ge­ eignet zum Schutz von IGBTs gegen derartige Kurzschlüsse ist.

Zusammenfassung der Erfindung

Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines Verfahrens und einer Vorrichtung zum Schutz von Leistungs­ transistoren und insbesondere von IGBTs (Bipolartransistoren mit isoliertem Gate, "insulated gate bipolar transistors").

Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaf­ fung einer Kurzschlußstrom-Schutzschaltung für Leistungs­ transistoren, die rascher als bisher bekannte Schaltungen wirkt und daher zum Schutz von IGBTs anwendbar und geeignet ist.

Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht in der Schaffung einer derartigen Kurzschlußstrom-Schutzschaltung für Leistungstransistoren einschließlich IGBTs, die insbe­ sondere für Leistungs-Steuerschaltungen anwendbar ist, beispielsweise Impulsbreitenmodulatoren für Motortreiber­ schaltungen.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht in der Schaffung einer Kurzschluß-Überstrom-Schutzschaltung für Leistungs-IGBT- Anordnungen, welche unter Abschaltung des IGBT vor einer Schädigung des IGBT durch einen festgestellten Überstrom anspricht.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht in der Schaffung einer Überstrom-Schutzschaltung für Leistungstransistoren, insbesondere IGBTs, welche die Leistungstransistoranordnungen im Fall tatsächlicher Hochstrom-Störzustände zuverlässig schützt, jedoch Fehlauslösungen im Falle von Impulsspitzen, vorübergehenden Transient-Zuständen und anderen Vorkommnissen zu verhindern vermag, welche momentane Stromspitzen während Zeitperioden verursachen, die kürzer sind, als daß sie zu einer Schädigung der Leistungstransistoren führen würden.

Diese und weitere Ziele der vorliegenden Erfindung werden durch eine Schaltung zum Nachweis eines Überstromzustands in einer Leistungstransistor-Schaltanordnung und zu deren Schutz gegen einen derartigen Überstromzustand erreicht, wobei die Leistungstransistor-Schaltanordnung Hauptan­ schlüsse und einen Steueranschluß aufweist und zwischen den Hauptanschlüssen während der normalen Leitung ein Bereich normaler Sättigungsspannung liegt, wobei die Schaltung Treibermittel, welche dem Steueranschluß der Leistungs­ transistoranordnung Steuersignale zur Ein- und Ausschaltung der Leistungstransistoranordnung zuführt, mit der Leistungs­ transistoranordnung verbundene Mittel zum Abfühlen der Sättigungsspannung der Leistungstransistoranordnung, sowie auf die Fühlmittel ansprechende und mit dem Steueranschluß der Leistungstransistoranordnung verbundene Mittel zur Abschaltung der Steuersignale von dem Steueranschluß, falls die Sättigungsspannung einen abnormalen Pegel als Anzeige eines Überstromzustands in der Leistungstransistoranordnung erreicht, aufweist.

Vorzugsweise umfassen die Fühlmittel eine Komparator­ vorrichtung mit einem ersten, mit der Leistungstransistor­ anordnung zum Abfühlen der Sättigungsspannung verbundenen Eingang und einem Bezugsspannungseingang, derart daß, falls die erste Eingangsgröße die Bezugsspannungs-Eingangsgröße infolge einer erhöhten Sättigungsspannung übersteigt, der Komparator ein Signal für die Abschaltmittel zur Abschaltung der Steuersignale von dem Steueranschluß erzeugt.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform weisen die Fühl­ mittel eine Diode auf, deren einer Anschluß mit der Leistungstransistoranordnung auf dem Potential der Sätti­ gungsspannung verbunden ist und deren anderer Anschluß mit einer Widerstandsvorrichtung verbunden ist, wobei die Wider­ standsvorrichtung mit dem ersten Eingang des Komparators verbunden ist und einen mit einem Bezugsspannungspegel verbundenen Anschluß besitzt.

Die vorstehend aufgeführten und weitere Ziele der vorliegen­ den Erfindung werden auch durch ein Verfahren zum Nachweis eines Überstromzustandes in einer Leistungstransistor- Schaltanordnung und zu deren Schutz gegen den Überstrom­ zustand erreicht, wobei die Leistungstransistor-Schalt­ anordnung Hauptanschlüsse und einen Steueranschluß besitzt und zwischen den Hauptanschlüssen während der normalen Leitung ein Bereich normaler Sättigungsspannung besteht, wobei das Verfahren umfaßt: Zufuhr von Steuersignalen an den Steueranschluß der Leistungstransistoranordnung zur An- und Abschaltung der Leistungstransistoranordnung, Abfühlen der Sättigungsspannung der Leistungstransistoranordnung, sowie Abschaltung der Steuersignale von dem Steueranschluß, falls die Sättigungsspannung einen abnormalen Pegel erreicht, der einen Überstromzustand in der Leistungstransistoranordnung anzeigt.

Vorzugsweise umfaßt der Verfahrensschritt des Abfühlens einen Vergleich der Sättigungsspannung oder einer mit der Sättigungsspannung in Beziehung stehenden Spannung mit einer Bezugsspannung und die Erzeugung eines Signals zur Abschal­ tung der Steuersignale von dem Steueranschluß, falls die Sättigungsspannung oder damit in Beziehung stehende Spannung die Bezugsspannung übersteigt.

Weitere Ziele, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

Die Erfindung wird im folgenden mit näheren Einzelheiten unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen:

Fig. 1 eine typische graphische Darstellung für einen IGBT, welche die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung zu der zulässigen Kurzschlußzeit in Mikrosekunden in Beziehung setzt;

Fig. 2 ein schematisches Blockschaltbild einer Schutz­ schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 das Ansprechverhalten der Schutzschaltung aus Fig. 2, wobei Fig. 3a die Gate-Spannung an der Leistungs­ transistoranordnung vor, während und nach einem Kurzschluß­ zustand, und Fig. 3b den Motorstrom beim Auftreten eines Kurzschlusses zeigen;

Fig. 4 den Strom durch die IGBT-Leistungsanordnung vor, während und nach einem Kurzschlußzustand, und die Ansprech­ zeit der erfindungsgemäßen Schaltung;

Fig. 5 ein Schaltbild eines Teils einer ein IGBT treibenden Motorsteuerschaltung unter Verwendung der Schutz­ schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung; sowie

Fig. 6 ein vereinfachtes Schaltbild der in Fig. 5 gezeigten Schaltung, zu Erläuterungszwecken.

Detaillierte Beschreibung der Zeichnung

IGBTs mit dem stabilsten Kurzschluß-Eigensicherheits­ verhalten haben im allgemeinen hohe Sättigungsspannungen und hohe Betriebsverluste (Verlustleistungen).

Umgekehrt haben IGBTs mit den niedrigsten Sättigungs­ spannungen und niedrigen Betriebsverlusten (Verlustleistungen) eine sehr geringe Toleranz gegenüber hohen Kurzschlußzuständen.

In der Zeichnung zeigt Fig. 1 einen typischen Verlauf der IGBT-Sättigungsspannung als Funktion der zulässigen Kurz­ schlußdauer. Bei den Daten für diese graphische Darstellung ist angenommen, daß an das Gate eine ausreichende Spannung angelegt ist, um die normale Sättigungsspannung nahe einem praktischen Minimum zu halten, und daß die gleiche Gate- Antriebs- bzw. -Steuerspannung während des Fehler- bzw. Störzustands aufrechterhalten wird. Fig. 1 veranschaulicht, daß ein IGBT mit einer Sättigungsspannung von weniger als zwei Volt (Hochleistungs-IGBT) typischerweise eine zulässige Kurzschlußdauer von fünf Mikrosekunden oder weniger besitzt. Ein weniger leistungsfähiger IGBT mit einer Sättigungs­ spannung von vier bis fünf Volt kann eine Kurzschlußdauer im Bereich von 30 Mikrosekunden besitzen. Diese Kurzschlußzeit ist von der gleichen Größenordnung wie für einen typischen Bipolartransistor, jedoch ist die Sättigungsspannung nun höher als die für einen Bipolartransistor.

Störzustände durch Masseschluß oder Kurzschlüsse zwischen den Anschlüssen haben schwere und plötzliche Überlastströme zur Folge. Die herkömmliche Impulsbreitenmodulator-Schleife, wie sie in typischen Motorsteuer- bzw. -regelvorrichtungen verwendet wird, vermag gegen einen derartigen Störzustand nicht zu schützen, da der Stör- bzw. Fehlerstrom im Neben­ schluß zu den Motor- oder Filterinduktivitäten fließt und sehr rasch in den Leistungstransistoren ansteigt. Im ersten Zeitmoment muß die Schutzschaltung auf die Eigenkurzschluß­ sicherheit der Transistoren zurückgreifen, mit nachfolgendem raschem Feststellen des Fehlers und Abschaltung der Gate- Steuerspannung, falls der Fehlerstrom über die zulässige Kurzschlußperiode hinaus anhält.

Falls der Störfehler ein vorübergehender Transient-Zustand ist, der sich selbst vor Ablauf der zulässigen Kurzschluß­ periode beseitigt, so sollte dann der Transistor im leiten­ den Zustand verbleiben. Eine Abschaltung des Transistors würde nur eine störende Auslösung darstellen. Der Sperr­ verzögerungsstrom einer Diode ("diode reverse recovery current") ist ein Beispiel des Typs von vorübergehendem Transient-Überstrom, der ignoriert werden sollte. Gemäß Fig. 1 bildet die weiter unten anhand von Fig. 2 beschriebene erfindungsgemäße Schaltung eine zuverlässige Schutzschaltung für einen IGBT mit niedrigster Sättigungsspannung und damit kürzester zulässiger Kurzschlußzeit. Die erfindungsgemäße Schaltung gewährleistet einen zuverlässigen Schutz gegen reale Störzustände, spricht jedoch nicht auf Spitzen, Übergangszustände und andere falsche Alarmzustände an.

Fig. 2 zeigt ein Funktions- bzw. Blockschaltbild einer Schutzschaltung gemäß der Erfindung. Die erfindungsgemäße Schutzschaltung weist einen Komparator 10, eine Diode D1, einen Widerstand R1, der ein Teil eines Spannungsteilers sein kann, und vorzugsweise Zeitgeber bzw. Zeitschalter 20 und 30, deren Zweck noch erläutert wird, auf. Es ist auch eine Abschaltvorrichtung 40 zur Abschaltung des Gate-Stroms von der Leistungstransistoranordnung vorgesehen. Die Leistungstransistoranordnung ist als ein IGBT 50 darge­ stellt. Ein Puffer oder Treiber 60 führt dem IGBT 50 über einen herkömmlichen Gate-Widerstand Rg Gate-Impulse zu. Der IGBT 50 ist zwischen Masse und einem Punkt 55 angeschlossen, der mit einer Last verbunden ist, die eine geeignete Verbraucherlast aufweisen kann oder eine andere der in Fig. 2 gezeigten Schaltung ähnliche Schaltung zum Antrieb eines am heißen Ende liegenden IGBT, wie dem Fachmann bekannt. Dem Komparator 10 wird eine Bezugsspannung Vref zugeführt.

Der Zeitgeber 20 ist vorzugsweise so eingestellt, daß er der IGBT-Einschaltverzögerung und dem Effekt des durch die Dioden-Sperrverzögerungszeit ("diode recovery time") be­ wirkten Überstrom Rechnung trägt. Dieser Zeitgeber verhin­ dert somit eine falsche Auslösung der Schutzschaltung während der anfänglichen Einschaltperiode, wo die Kollektor- Emitter-Spannung des IGBT noch hoch sein kann.

Während der normalen Leitung ist die Sättigungsspannung des IGBT kleiner als Vref, und daher ist die Diode D1 durch den mit einer positiven Spannung wie beispielsweise VCC verbun­ denen Widerstand R1 in Durchlaßrichtung vorgespannt, und der Ausgang des Komparators verbleibt daher niedrig. Sobald ein Überstrom auftritt, beispielsweise infolge eines Kurzschlus­ ses in der Verbraucherlast, steigt die Kollektor-Emitter- Spannung des IGBT über Vref an, wodurch der Ausgang des Komparators einen hohen Wert annimmt und so den Zeitgeber 20 auslöst. Falls der Störzustand vor dem Ende der Periode des Zeitschalters 30, die so eingestellt ist, daß sie der zu­ lässigen Kurzschlußzeit Rechnung trägt, verschwindet, nimmt der Ausgang des Komparators seinen niedrigen Wert ein, bevor der Zeitschalter 30 zurückgestellt wird, und der normale Betrieb läuft weiter. Falls der Störzustand am Ende der Verzögerungsdauer des Zeitschalters 30 noch vorliegt, nimmt der Ausgang des Zeitschalters seinen hohen Wert an und der als ein MOSFET dargestellte Transistor 40 schaltet ein, und die Gate-Spannung des IGBT 50, und damit dieser, wird abge­ schaltet. Alternativ kann die Ausgangsgröße des Zeitschal­ ters 30 einem Abschalt-Eingang des Treibers 60 zugeführt werden, wodurch die Gate-Spannung von dem IGBT 50 abgeschal­ tet wird.

Die Wellenform-Darstellungen von Fig. 3 veranschaulichen das Verhalten der vorstehend beschriebenen Schutzschaltung. Fig. 3a zeigt die Spannung von Leitung zu Leitung und Fig. 3b den Phasenstrom am Ausgang eines einen Wechselstrommotor treibenden Wechselrichters. Der erste Teil von Fig. 3a zeigt die herkömmliche impulsbreitenmodulierte Spannungswellen­ form, und der erste Teil von Fig. 3b zeigt den herkömmlichen sinusförmigen Motorstrom. Unter dem anfänglich in Fig. 3 dargestellten Leerlaufzustand beträgt der Strom fünf Ampere effektiv, und die Spannungsumschaltungen erfolgen bei 325 Volt. Im Zeitpunkt T1 wurden die Ausgangsanschlüsse des Wechselrichters kurzgeschlossen, wodurch die Schutzschaltung aktiviert und eine Abschaltung erzwungen wurde. Wie aus Fig. 3 ersichtlich, dauerte der Kurzschluß etwa 12 Milli­ sekunden, wobei die Motor-Gegen-EMK einen hohen Strom durch den kurzen 125-Ampere-Peak hindurch verursachte. Nach Be­ seitigung des Kurzschlusses hörte der Stromfluß auf, während die Gegen-EMK-Spannung am Motoranschluß auftritt, wie durch die als Gegen-EMK-Spannung in Fig. 3a bezeichnete sinus­ förmige Spannung veranschaulicht.

Fig. 4 zeigt den tatsächlichen Kurzschlußstrom durch den IGBT. In diesem Falle wurden die Ausgangsklemmen des Wechselrichters kurzgeschlossen, während der Motor in der Betriebsart mit verriegeltem Rotor lief. Die in Fig. 4 gezeigte Skalenspreizung zeigt, daß der IGBT-Strom in diesem Zeitpunkt vom normalen Betriebsstrom von 32 Ampere auf 85 Ampere sprang. Die Schutzschaltung bewirkte eine Abschaltung der Gate-Antriebsspannung nach etwa fünf Mikrosekunden, wodurch die Anordnung abgeschaltet und der Antrieb still­ gelegt wurde.

Fig. 5 zeigt im einzelnen einen Teil einer Motorantriebs­ schaltung unter Anwendung der Grundsätze der vorliegenden Erfindung. Die in Fig. 5 gezeigte Schaltung ist eine Hälfte einer Brückenschaltung für eine Phase eines Dreiphasen- Motorantriebs. Zum Antrieb eines Dreiphasen-Motors würde man sechs derartige Schaltungen, jeweils in drei Reihen-Paaren verbunden, verwenden.

Es wird nunmehr auf Fig. 5 Bezug genommen und auch auf Fig. 6, die eine vereinfachte Version des Schaltschemas aus Fig. 5 zeigt, einschließlich Teilen der in Fig. 5 gezeigten Schaltungskomponente 100.

In Fig. 5 dient ein von der Anmelderin vertriebener strom­ begrenzender MOS-Gate-Treiber des Modells IR 2125 zum Antrieb eines IGBT 50. Der Gate-Treiber 100 weist einen Eingangsanschluß IN, einen Fehler- oder Störanschluß ERR, einen Ausgangsanschluß OUT, eine Masse-Rückleitung VS, eine Netzspannungs-Rückleitung VSS sowie einen Stromfühler­ anschluß CS auf. Die Funktionen dieser Anschlüsse sind jeweils in der Fachwelt bekannt, der Anschluß von primärer Bedeutung ist der Stromfühleranschluß CS. Bei der normalen Anwendung der IR-2125-Anordnung 100 ist der Anschluß CS über einen Fühlwiderstand mit dem Anschluß VS verbunden. Der Fühlwiderstand ist typischerweise im Ausgangskreis der Leistungstransistoranordnung, deren Gate gesteuert wird, angeschlossen. Im Falle von Hochleistungs-IGBTs bietet die Verwendung des im Ausgangskreis angeschlossenen Fühlwider­ stands keine genügend schnelle Ansprechantwort, und die Ströme durch den Fühlwiderstand werden zu hoch.

Gemäß der Erfindung wird anstelle der Anwendung eines Fühl­ widerstandes im wesentlichen in Reihe mit der Leistungs­ transistoranordnung die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des IGBT 50 abgefühlt bzw. gemessen.

In dem Gate-Treiber 100 ist der Fehler- bzw. Störanschluß ERR zur logischen Abschaltung der Anordnung 100 im Falle eines Fehler- bzw. Störzustandes vorgesehen. Ein Widerstand R4 und ein Kondensator C1 sind in der gezeigten Weise ange­ ordnet zur Erzielung einer Zeitverzögerung für den Fall, daß ein derartiger Fehler aus einem Logikteil eines (nicht ge­ zeigten) anderen Abschnitts der Steuerschaltung auftritt.

Der Kollektor des IGBT 50 ist mit der Kathode einer Diode D1 verbunden, wie auch in Fig. 2 gezeigt. Die Anode der Diode D1 ist mit Widerständen R1 und R2 verbunden. Die Widerstände R1 und R3 bilden einen Spannungsteiler, wobei der Teilungs­ punkt mit dem CS-Anschluß der Anordnung 100 verbunden ist. Der Widerstand R2 ist mit dem Gate-Widerstand Rg und dem Gate des IGBT 50 verbunden. Fig. 6 zeigt die Schaltung von Fig. 5 in vereinfachter Form, so daß hier nicht alle Kompo­ nenten dargestellt sind. Die Kathode der Zener-Diode DZ1 ist mit dem OUT-Anschluß der Anordnung 100 verbunden. Eine zweite Diode D2 kann über dem Widerstand Rg vorgesehen sein, und eine zweite Zener-Diode DZ2 zwischen dem Gate-Antrieb und einer Sammelrückleitung 110. Die Sammelrückleitung 110 ist über eine Diode D3 mit der Niederspannungs-Rückleitung VCC und über einen Isolierwiderstand R5 mit der Hoch­ spannungs-Rückleitung V+ verbunden. Der Kollektor des IGBT 50 ist mit einer Last 120 verbunden, welche eine Verbrau­ cherlast umfassen kann oder eine als die hochspannungs­ seitige Anordnung betriebene andere Leistungstransistor­ anordnung, wobei in diesem Fall der gemeinsame Punkt zwischen dem IGBT 50 und der hochspannungsseitigen Anordnung mit der einen Phase der gesteuerten Lastvorrichtung, bei­ spielsweise eines Wechselstrom-Motors, verbunden ist.

Ein Widerstand R6, der die feste und die frei floatende Spannungsversorgung isoliert und die Kondensatoren C2 und C3 entkoppelt, ist dem Fachmann bekannt. Ein weiterer Kondensa­ tor C4, der eine Zeitverzögerung ergibt, liegt über dem Widerstand R3. Der Zweck dieser Zeitverzögerungsschaltung wird weiter unten im einzelnen erläutert.

Im Normalbetrieb erhält die Vorrichtung 100 Impulse an dem Anschluß IN zugeführt, und Ausgangsimpulse höherer Strom­ stärke werden an dem Anschluß OUT über die Zener-Diode DZ1 und den Gate-Widerstand RG dem IGBT zugeführt. Die Zener- Diode DZ1 arbeitet dabei während des Normalbetriebs im Avalanche- oder Durchbruch-Mode. Im normalen Betrieb ist die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung niedrig, und die Diode D1 ist in Durchlaßrichtung vorgespannt, derart daß der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R1 und R3 auf einen Pegel von annähernd dem Potential der Sammelleitung 110, d. h. annähernd Masse, gebracht wird und dadurch die Vorrichtung 100 in ihrem normalen Zustand gehalten wird. Die Vorrichtung 100 weist, wie in Fig. 6 gezeigt und im Stande der Technik bekannt, einen inneren Komparator 10′ auf, der mit einer Bezugsspannung verbunden ist.

Im Falle eines vorübergehenden Transient-Zustands weist die Vorrichtung 100 eine eingebaute Sperrzeit von 500 Nano­ sekunden auf, was eine vorzeitige Abschaltung des IGBT 50 verhindert, derart daß hohe Transient-Ströme, die unterhalb der 500-Nanosekunden-Sperrzeit bleiben, nicht zu störenden Fehlauslösungen führen. Die Sperrschaltung ist in Fig. 6 mit der Bezugsziffer 130 bezeichnet. Die Schaltung 130 ist auch schematisch mit einem Logiksteuereingang 132 dargestellt, der zur Abschaltung der Abschalteingangsgröße für die Treiberstufe 60 dient, sobald die Eingangsgröße VIN Null ist, derart daß die IGBT-Anordnung 50 einschalten kann, sobald eine Eingangsgröße bei VIN zugeführt wird.

Die Vorrichtung 130 kann somit die von dem Zeitschalter 30 in Fig. 2 ausgeübte Funktion erfüllen, wie auch die Start- Funktion des Zeitschalters 20.

Der Kondensator C4 in Fig. 5 dient auch zur Verzögerung des Spannungsanstiegs an CS, wenn ein Transient-Zustand auf­ tritt, und unterdrückt somit ebenfalls eine falsche Abschal­ tung des IGBT 50.

Sollte ein Kurzschluß auftreten, so steigt die Sättigungs­ spannung VCE an, die Diode D1 wird in Sperrichtung vorge­ spannt und die Spannung an dem Komparatoreingang steigt demgemäß über die Schwellwertspannung an. Der CS-Anschluß der Vorrichtung 100 steigt über den Widerstand R2 in Rich­ tung auf die Gate-Spannung an. Sobald der CS-Anschluß diese Schwelle übersteigt, schaltet der Ausgang der Vorrichtung 100 ab und nähert sich intern an Masse an, und die Diode DZ1 wird in Durchlaßrichtung vorgespannt und zieht die IGBT- Gate-Spannung nach unten. Somit ist die in Fig. 2 gezeigte Transistoranordnung 40 in der Vorrichtung 100 der Schaltung nach den Fig. 5 und 6 ebenfalls verwirklicht. Ein eingebau­ tes Merkmal der Vorrichtung 100 gestattet es, daß der Ausgangsanschluß OUT während einer durch den Kondensator C1 und eine eingebaute 1-Mikrosekunden-Verzögerung auf die Hälfte seines Wertes, und sodann auf Null gezogen wird.

Die Diode D2 ist über dem Gate-Widerstand Rg vorgesehen, um die Abschaltung zu beschleunigen, derart daß die an dem Gate des IGBT 50 gebildete Spannung sich rasch durch die Vorrichtung 100 entladen kann. Die Zener-Diode DZ2 ist zum Gate-Schutz des IGBT 50 vorgesehen und verhindert es, daß die Gate-Spannung über die Avalanche-Spannung der Zener- Diode DZ2 ansteigt.

Ein wesentliches Merkmal der in Fig. 5 veranschaulichten erfindungsgemäßen Schaltung besteht darin, daß der Kurz­ schluß-Schutz des Transistors 50 selbstanpassend ist. Falls beispielsweise der IGBT 50 eine verzögerte Einschaltung aufweist, wird die Kollektor-Emitter-Spannung hoch bleiben, bis die Anordnung voll eingeschaltet ist. Dies würde in der Last wie ein Kurzschlußzustand erscheinen. Da dies nicht durch einen Kurzschluß verursacht wird, sondern lediglich durch eine verzögerte Einschaltung, sollte die Schutz­ schaltung gemäß der Erfindung nicht ausgelöst werden, und sie tut dies auch nicht, und zwar deshalb, weil die IGBT-50- Gate-Spannung am Gate abgefühlt wird und nicht am gemein­ samen Punkt zwischen dem Widerstand Rg und der Diode DZ1. Somit wird, falls die Gate-Spannung während der Einschaltung des IGBT verzögert wird, die Schutzschaltung ebenfalls nur nach der Verzögerung ausgelöst, wodurch eine falsche Schutz­ auslösung vermieden wird.

Ein weiteres Merkmal der in Fig. 5 gezeigten Erfindung besteht darin, daß sie die Notwendigkeit von Logikschaltun­ gen für die Zeitschaltung (130 in Fig. 6 oder 20 in Fig. 2) erübrigt, da der Schutz sich automatisch selbst an die Einschaltverzögerung anpaßt.

Es wurde somit eine Schaltung beschrieben, welche eine rasche Abschaltung einer Leistungstransistoranordnung im Falle eines Kurzschlusses oder eines Überstrom-Zustandes bewirkt. Der Nachweis bzw. die Erfassung der Sättigungs­ spannung der Leistungstransistoranordnung ermöglicht es, daß die Schaltung ein extrem rasches Ansprechverhalten auf Kurzschluß- und Überstrom-Zustände erhält, was sie besonders anwendbar für Leistungs-IGBT-Anordnungen hoher Leistung macht, welche eine rasche Abschaltung im Falle von Kurz­ schluß-Zuständen erfordern, um Schaden für die Anordnungen zu vermeiden.

Die Erfindung wurde vorstehend unter Bezugnahme auf spezielle Ausführungsformen beschrieben; jedoch sind für den Fachmann viele anderweitige Abwandlungen und Modifikationen sowie andere Verwendungszwecke ersichtlich. Die vorliegende Erfindung soll daher nicht durch Einzelheiten der Beschrei­ bung, sondern nur gemäß den nachfolgenden Ansprüchen begrenzt werden.

Claims (29)

1. Schaltung zum Nachweis eines Überstroms in einer Leistungstransistor-Schaltvorrichtung und zum Schutz gegen einen derartigen Überstrom-Zustand, wobei die Leistungs­ transistor-Schaltanordnung Hauptanschlüsse und einen Steueranschluß besitzt und zwischen den Hauptanschlüssen während des normalen Leitungszustands der Leistungs­ transistoranordnung ein Bereich normaler Sättigungsspannung besteht, wobei die Schaltung umfaßt:

• - Treibermittel (60, Fig. 2), welche dem Steueranschluß der Leistungstransistoranordnung (50) Steuersignale zur Ein- und Ausschaltung der Leistungstransistoranordnung zuführen;
• - mit der Leistungstransistoranordnung gekoppelte Mittel (10) zum Abfühlen der Sättigungsspannung der Leistungs­ transistoranordnung; sowie
• - auf die Fühlmittel (10) ansprechende und mit dem Steueranschluß der Leistungstransistoranordnung (50) ge­ koppelte Mittel (40) zur Abschaltung der genannten Steuer­ signale von dem Steueranschluß, falls die Sättigungsspannung einen abnormalen Pegel erreicht als Anzeige eines Überstrom- Zustands in der genannten Leistungstransistoranordnung.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühlmittel umfassen:

• - Komparatormittel (10, Fig. 2), welche einen mit der Leistungstransistoranordnung (50) verbundenen ersten Eingang zum Abfühlen der Sättigungsspannung und einen Bezugs­ spannungseingang (Vref) besitzen, derart daß, falls die erste Eingangsgröße infolge einer erhöhten Sättigungsspannung die Bezugsspannungs-Eingangsgröße übersteigt, die Komparator­ vorrichtung ein Signal für die Abschaltvorrichtung (40) erzeugt, um die Steuersignale von dem Steuereingang abzu­ schalten.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie des weiteren eine Diode (D1) aufweist, deren einer Anschluß mit der Leistungstransistor­ anordnung (50) auf dem Potential der Sättigungsspannung verbunden ist und deren anderer Anschluß mit einer Wider­ standsvorrichtung (R1, Fig. 2; R1, R2, R3, Fig. 5, Fig. 6) verbunden ist, wobei die Widerstandsvorrichtung mit dem ersten Eingang der Komparatorvorrichtung (10, Fig. 2; 100, Fig. 5; 10′, Fig. 6) verbunden ist und einen mit einem Bezugsspannungspegel verbundenen Anschluß besitzt.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandsvorrichtung einen Spannungsteiler (R1, R2) aufweist, welcher zwischen dem anderen Anschluß der Diode (D1) und dem genannten Bezugs­ spannungspegel angeschlossen ist und einen mit dem ersten Eingang des Komparators (10; 10′) verbundenen Spannungs­ teiler-Knotenpunkt besitzt.

5. Schaltung nach Anspruch 1, des weiteren gekennzeichnet durch Zeitverzögerungsmittel (20, Fig. 2) zur Unwirksammachung der Komparatorvorrichtung (10) während eines Start-Anfahrzustands, derart daß die Leistungstransistoranordnung (50) anfänglich während des Start-Zustandes eingeschaltet werden kann.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitverzögerungsvorrichtung (20, Fig. 2), welche den Komparator (10) während eines Start-Zustands unwirksam macht, zwischen dem Steueranschluß der Leistungstransistoranordnung (50) und einem Abschalt- Eingang des Komparators vorgesehen ist.

7. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitverzögerungsvorrichtung (30, Fig. 2) zur Unwirksammachung des Komparators (10) während eines Start-Zustands zwischen einem Ausgang des Komparators (10) und einem Abschalt-Eingang der Treiber­ mittel vorgesehen ist, wobei die genannte Abschalteinrich­ tung (40, Fig. 2) den Abschalt-Eingang der Treibermittel (60) bildet.

8. Schaltung nach Anspruch 4, des weiteren gekennzeichnet durch mit dem Spannungsteiler (R1, R2, R3, Fig. 5) gekoppelte Kondensatormittel (C4) zur Erzeugung einer Zeitverzögerung im Falle von vorübergehenden Transient-Zuständen an der Leistungstransistoranordnung.

9. Schaltung nach Anspruch 1, des weiteren gekennzeichnet durch Zeitverzögerungsmittel (30, Fig. 2) zwischen einem Ausgang der Komparatorvorrich­ tung (10) und der genannten Abschaltvorrichtung (40), zur Vermeidung einer Abschaltung der genannten Steuersignale im Falle eines vorübergehenden Transient-Überstrom-Zustands an der Leistungstransistoranordnung während einer Zeitperiode, die kleiner ist als eine Zeitperiode, welche zu einer Schädigung der Leistungstransistoranordnung führen würde.

10. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschaltmittel eine mit dem Steueranschluß der Leistungstransistoranordnung (50) ver­ bundene Schaltervorrichtung (40, Fig. 2; DZ2, Fig. 5) auf­ weisen, welche die Steuersignale an Masse legt.

11. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschaltmittel einen Unwirksamkeits- bzw. Abschalt-Eingang der Treibermittel aufweisen, der mit in den Treibermitteln vorgesehenen Schaltermitteln verbunden ist, zur Abschaltung der Steuer­ signale von dem Steueranschluß.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltermittel Mittel zur Entladung des Steueranschlusses aufweisen.

13. Schaltung nach Anspruch 12, des weiteren gekennzeichnet durch einen Gate-Widerstand (Rg) zwischen den Treibermitteln (60, Fig. 2 und Fig. 6; 100, Fig. 5) und dem Steueranschluß, sowie weiter gekennzeichnet durch eine normalerweise während der normalen Leitung der Lei­ stungstransistoranordnung (50) in Sperrichtung vorgespannte Diode (D2) über dem Gate-Widerstand (Rg), zur raschen Ent­ ladung des Steueranschlusses während eines Überstrom-Zustands durch die genannten Schaltermittel.

14. Schaltung nach Anspruch 13, des weiteren gekennzeichnet durch eine in Reihe mit dem Gate-Widerstand (Rg) geschaltete Avalanche-Diode (DZ1, Fig. 5), die während der normalen Leitung der Leistungs­ transistoranordnung im Avalanche-Mode in Sperrichtung vor­ gespannt ist und während eines Überstrom-Zustandes in Durchlaßrichtung vorgespannt ist.

15. Schaltung nach Anspruch 1, des weiteren gekennzeichnet durch eine zwischen dem Steuer­ anschluß und Masse vorgesehene Avalanche-Diode (DZ2, Fig. 5) zum Schutz des Steueranschlusses gegen Überspannungs- Zustände.

16. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungstransistor­ anordnung (50) einen IGBT-Transistor aufweist.

17. Verfahren zum Nachweis eines Überstrom-Zustandes in einer Leistungstransistor-Schaltanordnung und zum Schutz hiergegen, wobei die Leistungstransistor-Schaltanordnung Hauptanschlüsse und einen Steueranschluß besitzt und zwischen den Hauptanschlüssen während der normalen Leitung der Leistungstransistoranordnung ein Bereich normaler Sätti­ gungsspannung liegt, das Verfahren umfassend die Schritte:

• - Zufuhr von Steuersignalen an den Steueranschluß der Leistungstransistoranordnung zum Ein- und Abschalten der Leistungstransistoranordnung;
• - Abfühlen der Sättigungsspannung der Leistungstransi­ storanordnung; sowie
• - Abschalten der Steuersignale von dem Steueranschluß, falls die Sättigungsspannung einen abnormalen Pegel er­ reicht, der einen Überstrom-Zustand in der Leistungstransi­ storanordnung anzeigt.

18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Verfahrensschritt des Abfühlens umfaßt:

• - Vergleichen der Sättigungsspannung oder einer mit der Sättigungsspannung in Beziehung stehenden Spannung mit einer Bezugsspannung und Erzeugen eines Signals zum Abschalten der Steuersignale von dem Steueranschluß, falls die Sättigungs­ spannung oder die damit in Beziehung stehende Spannung die Bezugsspannung übersteigt.

19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß man eine Diode während eines Überstrom-Zustandes in Sperrichtung vorspannt, sobald die Sättigungsspannung den abnormalen Pegel erreicht, und daß man bewirkt, daß eine an einem Widerstand abfallende Spannung die Bezugsspannung übersteigt, wodurch das genannte Signal erzeugt wird.

20. Verfahren nach Anspruch 17, des weiteren dadurch gekennzeichnet, daß eine Zeitverzöge­ rung vorgesehen wird, welche den Verfahrensschritt des Vergleichens während einem Start-Zustand unwirksam macht, derart daß die Leistungstransistoranordnung während des Start-Zustandes anfänglich eingeschaltet werden kann.

21. Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Verfahrensschritt der Schaffung einer Zeitverzögerung das Unwirksammachen des Verfahrensschrittes der Zufuhr der Steuersignale während eines Start-Zustandes umfaßt.

22. Verfahren nach Anspruch 17, des weiteren dadurch gekennzeichnet, daß der Verfahrens­ schritt des Abfühlens im Falle von vorübergehenden Transient- Zuständen an der Leistungstransistoranordnung verzögert wird.

23. Verfahren nach Anspruch 17, des weiteren gekennzeichnet durch die Schaffung einer Zeit­ verzögerung, um die Abschaltung der Steuersignale im Falle eines vorübergehenden Transient-Überstrom-Zustands an der Leistungstransistoranordnung zu verhindern, falls dieser vorübergehende Transient-Überstrom-Zustand nur während einer Zeitperiode auftritt, die kürzer ist als eine Zeitperiode, welche eine Schädigung der Leistungstransistoranordnung bewirken würde.

24. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Verfahrensschritt der Ab­ schaltung der Steuersignale die Anlegung der Steuersignale an Masse umfaßt.

25. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Verfahrensschritt der Ab­ schaltung der Steuersignale eine Spannungsentladung an dem Steueranschluß umfaßt.

26. Verfahren nach Anspruch 25, des weiteren dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungs­ entladung an dem Steueranschluß durch eine normalerweise während der normalen Leitung der Leistungstransistoranord­ nung in Sperrichtung vorgespannte Diode erfolgt.

27. Verfahren nach Anspruch 26, des weiteren dadurch gekennzeichnet, daß die Entladung des Steueranschlusses durch eine normalerweise während der normalen Leitung der Leistungstransistoranordnung in Sperrichtung im Avalanche-Mode vorgespannte Avalanche-Diode erfolgt.

28. Verfahren nach Anspruch 17, des weiteren dadurch gekennzeichnet, daß der Steueranschluß gegen Überspannungs-Zustände durch Verwendung einer Avalanche-Anordnung geschützt wird.

29. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren zum Schutz einer einen IGBT aufweisenden Leistungstransistoranordnung dient.