DE19600808A1 - Überspannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis - Google Patents

Überspannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis

Info

Publication number
DE19600808A1
DE19600808A1 DE19600808A DE19600808A DE19600808A1 DE 19600808 A1 DE19600808 A1 DE 19600808A1 DE 19600808 A DE19600808 A DE 19600808A DE 19600808 A DE19600808 A DE 19600808A DE 19600808 A1 DE19600808 A1 DE 19600808A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
transistor
diode
terminal
coupled
anode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
DE19600808A
Other languages
English (en)
Other versions
DE19600808B4 (de
Inventor
Sam Seiichiro Ochi
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
IXYS LLC
Original Assignee
IXYS LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by IXYS LLC filed Critical IXYS LLC
Publication of DE19600808A1 publication Critical patent/DE19600808A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE19600808B4 publication Critical patent/DE19600808B4/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)

Description

Diese Erfindung betrifft einen Schaltkreis, welcher einen Entsättigungsdetektor und eine Durchbruchspannungsklemme zur Verwendung mit Leistungstransistoren kombiniert.
Entsättigungsdetektionsschaltkreise mit schnellen Ansprech­ zeiten und präzisen Detektionsschwellen sind für Systeme er­ wünscht, die Leistungstransistoren anwenden, um die Lei­ stungstransistoren vor übermäßigem Strom, beispielsweise von einem Lastkurzschluß, zu schützen. Während des anfänglichen Einschaltens eines Leistungstransistors muß jedoch der Entsättigungsdetektionsschaltkreis für eine ausreichende Zeit gesperrt werden, um zu erlauben, daß der Transistor Sättigung erreicht. In der Vergangenheit ist dieses Problem gelöst worden, indem Detektionsschaltkreise mit Ansprechzei­ ten verwendet wurden, die länger als die Zeit waren, die der Leistungstransistor benötigte, um anfangs Sättigung zu errei­ chen. Unglücklicherweise schaffen derart langsame Ansprech­ zeiten oft unangemessenen Schutz während eines normalen Zustandes. Zusätzlich dazu, daß sie zu langsam waren, wiesen frühere Entsättigungsdetektionsschaltkreise oft ungenaue Detektionsschwellen aufgrund von Systemkomponententoleranzen auf. Dies hatte den Effekt, daß ein verläßliches Wahrnehmen von Entsättigungsereignissen weiter untergraben wurde.
Ein anderes Problem, das Leistungssystemen gegenübersteht, ist das Auftreten von Überspannungen über den Leistungstran­ sistoren. Frühere Lösungen des Überspannungsproblems haben Dämpfungsschaltkreise angewendet. Während es sich zeigt, daß Dämpfungsschaltkreise einen angemessenen Schutz gegen Über­ spannungszustände liefern, erfordern sie die Verwendung von Hochspannungskondensatoren hoher Qualität, welche voluminös und teuer sind.
Aus diesem Grund gibt es einen Bedarf für einen Entsätti­ gungsdetektionsschaltkreis mit einer schnellen Ansprechzeit und einer präzisen Detektionsschwelle. Es gibt auch einen Bedarf für einen Überspannungsklemmenschutz, welcher den Bedarf für Dämpfungsschaltkreise eliminiert.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung schafft eine Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungs­ zuständen in Systemen, die Leistungstransistoren anwenden. Ein einziger Schaltkreis führt diese zwei Funktionen aus, wobei bestimmte Schaltkreiskomponenten verwendet werden, um beide zu implementieren. Die Unterdrückung von Spannungstran­ sienten wird im wesentlichen mittels einer Zenerdiode erlangt, die zwischen die Hochspannungs- und Ansteuerungs­ anschlüsse des Systemleistungstransistors gekoppelt ist. Wenn ein Überspannungszustand über dem Leistungstransistor auftritt, bricht die Zenerdiode durch, wobei sie die Span­ nungszunahme zurück in den Ansteuerungsanschluß des Leistungstransistors einspeist. Dies schaltet den Transistor ein und erlaubt ihm, den Strom zu senken, wodurch die Zunahme der Spannung über dem Transistor verlangsamt und der Überspannung entgegengewirkt wird.
Unter normalen Betriebszuständen wird eine Kombination von mehreren Komponenten (einschließlich der Zenerdiode) ange­ wendet, um einen Spannungspegel am Eingang eines Komparators einzustellen, welcher eine geeignete Sättigungsspannung über dem Leistungstransistor anzeigt. Ein erstes RC-Netzwerk schafft eine Verzögerung (näherungsweise 10 µs) bei mit Lei­ stung beaufschlagtem Schaltkreis, während welcher der Entsät­ tigungsdetektionsschaltkreis gesperrt ist. Ein zweites RC-Netzwerk überwacht die Zeit, in welcher der Schaltkreis auf einen Entsättigungszustand anspricht (näherungsweise 1 µs). Wenn der Leistungstransistor aus Sättigung heraus­ kommt, fällt der Spannungspegel an dem Eingang zu dem Kompa­ rator unter einen Referenzpegel und der Transistor wird ausgeschaltet.
Genauer weist ein erster Transistor, gewöhnlich ein Lei­ stungstransistor, einen ersten Anschluß, einen zweiten An­ schluß, einen Ansteuerungsanschluß und einen Lawinendurch­ bruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen auf. Die Kathode einer ersten Diode ist an den ersten Anschluß des ersten Transistors gekoppelt. Die erste Diode weist eine Durchbruchspannung in Sperrichtung auf, welche kleiner als der Lawinendurchbruchspannungsnennwert des ersten Transistors ist. Die Anode einer zweiten Diode ist an die Anode der ersten Diode gekoppelt und die Kathode der zweiten Diode ist an den Ansteuerungsanschluß des ersten Transistors gekoppelt. Eine Ansteuerungseinrichtungsschal­ tung ist auch an den Ansteuerungsanschluß gekoppelt und liefert ein Ansteuerungssignal an den ersten Transistor. Ein RC-Netzwerk mit einem ersten Widerstand und einem ersten Kon­ densator ist an die Ansteuerungseinrichtungsschaltung gekop­ pelt. Der Basis-Anschluß eines zweiten Transistors ist an die Ansteuerungseinrichtungsschaltung mittels des RC-Netz­ werks gekoppelt. Die Kathode einer dritten Diode ist an den Emitter des zweiten Transistors und die Anoden der ersten und zweiten Dioden gekoppelt. Die dritte Diode weist einen Durchbruchspannungsnennwert in Sperrichtung auf. Die Anode der dritten Diode ist an Masse gekoppelt. Ein Komparator­ schaltkreis, der an die Anode der dritten Diode gekoppelt ist, nimmt die Entsättigungszustände des ersten Transistors wahr.
In einer Ausführungsform beträgt die Durchbruchspannung in Sperrichtung der ersten Diode 0,9 * VB, wobei VB der Lawinen­ durchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen des ersten Transistors ist. In einer anderen Aus­ führungsform sind die Ansteuerungseinrichtungsschaltung und der Komparatorschaltkreis in einem integrierten Schaltkreis hergestellt. In einer weiteren Ausführungsform sind der erste Transistor und die erste Diode in dem gleichen Halb­ leitersubstrat hergestellt.
In einer Ausführungsform bestimmt das RC-Netzwerk, das durch den ersten Widerstand und den ersten Kondensator gebildet wird, die Verzögerung bei dem Freigeben der Vorrichtung. Ein zweites RC-Netzwerk, das an die Anode der dritten Diode gekoppelt ist, bestimmt die Zeit, in welcher die Vorrichtung auf einen Entsättigungszustand anspricht, und die Zeit, in welcher der Entsättigungsschaltkreis in der Lage ist, sich selbst zurückzusetzen, sobald der Entsättigungszustand verschwunden ist.
Die Erfindung weist den Vorteil auf, daß sie einen Entsätti­ gungsschaltkreis mit einer schnellen Ansprechzeit und einer genauen Detektionsschwelle schafft. Ein anderer Vorteil, der durch die Erfindung vorgestellt wird, ist ein schneller Über­ spannungsschutz ohne den Bedarf für teuere, voluminöse Dämp­ fungsschaltkreise.
Die Erfindung wird im folgenden beispielhaft anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt:
Fig. 1 ein schematisches Diagramm einer Ausführungs­ form des Kombinationsüberspannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreises.
Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform des Kombinationsüberspannungsklemmen- und Entsättigungsdetek­ tionsschaltkreises. Der gezeigte Schaltkreis kann beispiels­ weise in einem Leistungsmodul angewendet werden, in welchem ein Ausgangsleistungstransistor 10 einer von zwei Leistungs­ transistoren in einer Halbbrückeninverterkonfiguration ist.
Ein derartiges Leistungsmodul ist in einer gemeinsam zedier­ ten und anhängigen U.S.-Patentanmeldung für ein INTELLIGENTES, GETRENNTES HALBBRÜCKENLEISTUNGSMODUL (INTELLIGENT, ISOLATED HALF-BRIDGE POWER MODUL) beschrieben, die gleich­ zeitig hiermit eingereicht wird, wobei die gesamte Beschrei­ bung davon hierin durch Bezug enthalten ist. In einem derar­ tigen Leistungsmodul empfängt ein integrierter Schaltkreis (IC) 12 ein an einen Transformator gekoppeltes Eingangs­ signal von einer Niederspannungselektronik, welche direkt an einen Pulsbreitenmodulator (nicht gezeigt) gekoppelt sein kann. IC 12 liefert dann ein Ansteuerungssignal an Transi­ stor 10, welcher das Signal verstärkt, wodurch ein Ansteu­ erungssignal für Last 11 geliefert wird.
Wenn der Ausgangsleistungstransistor 10 ausgeschaltet ist, hält der OUT-Anschluß von IC 12 den Transistor 10 ausgeschal­ tet, indem eine negative Vorspannung (bezüglich seines Quel­ len- oder Sourcepotentials) VEE an den Gate von Transistor 10 durch Widerstand 14, den Reihengatewiderstand, angelegt wird. IC 12 steuert auch die Basis von Transistor 16 auf VEE durch Transistor 18 an, so daß sein Basis-Emitter-Übergang in Sperrichtung vorgespannt und ausgeschaltet ist. Eine Diode 20 verhindert einen Zenerdurchgang des Basis-Emitter-Über­ gangs von Transistors 16 während dieser Periode. FET 22, welcher in dem integrierten Schaltkreis 12 enthalten ist, schließt Widerstand 24 und Kondensator 26 auf Masse. Die Klemmenlawinendiode 28 weist eine Durchbruchspannung in Sperrichtung von 0,9 * VB auf, wobei VB der Lawinendurchbruch­ spannungsnennwert des Transistors 10 ist. Bei dem Ereignis einer Überspannung an dem Drain von Transistor 10, sobald das Drainpotential 0,9 * VB erreicht, bricht Diode 28 durch und beginnt zu leiten. Der Strom durch Diode 28 lädt den Eingangskondensator von Transistor 10 auf, wodurch die Gate-Source-Spannung von Transistor 10 (VGS10) hochgesteuert wird. Wenn die Drain-Source-Spannung von Transistor 10 (VDS10) fortfährt, zu klettern, beginnt VGS10 mit der glei­ chen Rate anzusteigen. Bald ist die VGS10 ausreichend hoch, um die Eingangsschwelle zu überwinden, und Transistor 10 beginnt, Strom zu leiten. Wenn VDS10 fortfährt, zu klettern, fährt VGS10 auch fort, positiver zu werden. Solange VDS10 nicht VB überschreitet, kann Transistor 10 einen vollen Kurzschlußstrom von wenigstens dem Fünffachen seines Nenn­ stroms bei 90°C leiten und mehr, wenn VGS10 größer als 15 Volt während dieser Periode wird. Tatsächlich wird VDS10 sich an eine Spannung klemmen, welche gleich der Summe der Durchbruchspannung in Sperrichtung von Diode 28 plus dem Vorwärtsabfall von Diode 32 plus VGS10 ist. Die Überspan­ nungsschutzschaltung, die aus Dioden 28 und 32 besteht, ist durch die gestrichelte Linie 33 gezeigt.
Der Entsättigungsdetektionsschaltkreis (welcher Dioden 28 und 32 enthält) wird nur freigegeben, nachdem Transistor 10 ausreichend eingeschaltet worden ist. Wenn sich Transistor 10 Sättigung annähert, steuert der OUT-Anschluß von IC 12 die Basis von Transistor 16 zu VDD durch Widerstand 18. Der Wert von Kondensator 36 ist ausgewählt, um das Freigeben der Entsättigungsdetektionsschaltung für näherungsweise 10 µs, oder bis Transistor 10 ausreichend dicht an Sättigung gelangt ist, zu verzögern. Unter normalen Sättigungszustän­ den liegt der Drain-Anschluß von Transistor 10 auf näherungs­ weise 2 Volt. Dies veranlaßt, daß Diode 28 vorwärts vorge­ spannt wird, wobei die Spannung an der Kathode von Diode 34 nach unten gezogen wird, wodurch verhindert wird, daß Diode 34 Strom in die Sperrichtung leitet. Wenn der Drain-Anschluß von Transistor 10 nicht unter einen bestimmten Wert inner­ halb 10 µs Einschaltdauer abfällt oder Transistor 10 aus der Sättigung während eines normalen Zustands herauskommt, wird die Spannung an der Kathode von Diode 34, eine 7,5 Volt Zenerdiode, rampenartig ansteigen, schließlich Diode 28 in Sperrichtung vorspannen und sie ausschalten. Wenn Diode 34 ihre Zenerspannung erreicht, wird sie durchbrechen und in Sperrichtung zu leiten beginnen. Die resultierenden Span­ nungspegel in dem Schaltkreis können aus der Spannung an dem Emitter von Transistor 16, nämlich 14,3 Volt, bestimmt werden. Durch Subtrahieren von 7,5 Volt (die Durchbruch­ spannung in Sperrichtung von Diode 34) und 0,7 Volt (der Vorwärtsspannungsabfall von Diode 20) von 14,3 Volt, kann bestimmt werden, daß ein Gesamtwert von 1,1 Volt über den Widerständen 40 und 24 geteilt wird. Wenn Widerstand 40 6,2 kΩ und Widerstand 24 1 kΩ betragen, wird Widerstand 24 0,83 Volt darüber entwickelt aufweisen und somit den 320 mV Referenzpegel überschreiten und Komparator 44 auslösen. Daher wird der tatsächliche Entsättigungswahrnehmungsauslö­ sungspunkt an dem Drain von Transistor 10 durch die Durch­ bruchspannung in Sperrichtung von Diode 34 (7,5 Volt) plus die Schwellenspannung von Komparator 44 (0,32 Volt) weniger dem Vorwärtsspannungsabfall von Diode 28 (ungefähr 0,8 Volt) eingestellt, was einen Wert von näherungsweise 7 Volt ergibt. Auf diese Weise wird jegliche Drain-Spannung größer als 7 Volt den Entsättigungsdetektionsschaltkreis auslösen.
Widerstand 48 begrenzt jeglichen Fluß beschädigender Ströme in den Entsättigungsdetektionsschaltkreis, wann immer Diode 28 während V++ Bus- oder Ausgangslasttransienten durch­ bricht. Der primäre Zweck von Kondensator 26 ist, Rauschfil­ terung für den IM-Eingang von IC 12 vorzusehen. Wenn ein Ent­ sättigungszustand auftritt, bestimmt der Kondensator 26 zu­ sammen mit der Parallelkombination von Widerständen 24 und 40 sowohl die Ansprechzeit des Entsättigungsdetektionsschalt­ kreises auf ein Entsättigungsereignis als auch die Zeit, die notwendig ist, um den Entsättigungsdetektionsschaltkreis zu­ rückzusetzen, sobald Transistor 10 zu einem normalen Zustand zurückkehrt. Wo Kondensator 26 1000 pF, Widerstand 24 1 kΩ und Widerstand 40 6,2 kΩ betragen, stellt sich heraus, daß die Rücksetzverzögerung (d. h. die Zeit, die erforderlich ist, um Kondensator 26 von 830 mV auf 320 mV zu entladen) geringfügig kürzer als 1 µs ist. Die Ansprechzeit des Schalt­ kreises auf ein Entsättigungsereignis (d. h. die Zeit, die erforderlich ist, um Kondensator 26 von 0 auf 320 mV aufzu­ laden) ist geringfügig kürzer. Die Einschaltverzögerung von näherungsweise 10 µs, die durch die Kombination von Wider­ stand 18 und Kondensator 36 bestimmt wird, beeinflußt nur die Entsättigungsverzögerung während des anfänglichen Ein­ schaltens.
In einer Ausführungsform umfaßt IC 12 einen integrierten Komplementär-Metalloxid-Halbleiter-(CMOS)-Schaltkreis.
Während die Erfindung besonders mit Bezug auf eine spezifi­ sche Ausführungsform davon gezeigt und beschrieben worden ist, ist für Fachleute verständlich, daß das vorhergehende und andere Änderungen in der Form und Details darin ausge­ führt werden können, ohne vom Geist oder Schutzbereich der Erfindung abzuweichen.
Zusammengefaßt enthält eine Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungs­ zuständen in Leistungstransistorsystemen einen ersten Transi­ stor, gewöhnlich einen Leistungstransistor, mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß, einem Ansteuerungsanschluß und einem Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen. Die Kathode einer ersten Diode ist an den ersten Anschluß des ersten Transistors gekoppelt. Die erste Diode weist eine Durchbruchspannung in Sperrichtung auf, welche kleiner als der Lawinendurchbruch­ spannungsnennwert des ersten Transistors ist. Die Anode einer zweiten Diode ist an die Anode der ersten Diode gekop­ pelt und die Kathode der zweiten Diode ist an den Ansteu­ erungsanschluß des ersten Transistors gekoppelt. Die Ansteu­ erungseinrichtungsschaltung ist auch an den Ansteuerungs­ anschluß gekoppelt und liefert ein Ansteuerungssignal an den ersten Transistor. Ein RC-Netzwerk mit einem ersten Wider­ stand und einem erster Kondensator ist an die Ansteuerungs­ einrichtungsschaltung gekoppelt. Der Basis-Anschluß eines zweiten Transistors ist an die Ansteuerungseinrichtungsschal­ tung mittels des RC-Netzwerks gekoppelt. Die Kathode einer dritten Diode ist an den Emitter des zweiten Transistors und die Anoden der ersten und zweiten Dioden gekoppelt. Die dritte Diode weist einen Durchbruchspannungsnennwert in Sperrichtung auf. Die Anode der dritten Diode ist an Masse gekoppelt. Ein an die Anode der dritten Diode gekoppelter Komparatorschaltkreis nimmt Entsättigungszustände des ersten Transistors wahr.

Claims (26)

1. Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Lei­ stungstransistorsystemen mit:
einem ersten Transistor mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß, einem Ansteuerungsanschluß und einem Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen;
einer ersten Diode mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Kathode der ersten Diode an den ersten An­ schluß des ersten Transistors gekoppelt ist und die erste Diode eine Durchbruchspannung in Sperrichtung auf­ weist, welche kleiner als der Lawinendurchbruchspan­ nungsnennwert ist;
einer zweiten Diode mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Anode der zweiten Diode an die Anode der er­ sten Diode gekoppelt ist und die Kathode der zweiten Diode an den Ansteuerungsanschluß des ersten Transistors gekoppelt ist;
einer Ansteuerungseinrichtungsschaltung, die an den Ansteuerungsanschluß des ersten Transistors gekoppelt ist, wobei die Ansteuerungseinrichtungsschaltung zum Liefern eines Ansteuerungssignals an den ersten Transi­ stor dient;
einem ersten Widerstand;
einem zweiten Transistor mit einem Kollektor-Anschluß, einem Emitter-Anschluß und einem Basis-Anschluß, wobei der Basis-Anschluß des zweiten Transistors an die Ansteuerungseinrichtungsschaltung mittels des ersten Widerstandes gekoppelt ist;
einem ersten Kondensator, der an den Basis-Anschluß des zweiten Transistors gekoppelt ist;
einer dritten Diode mit einer Anode, einer Kathode und einem Durchbruchspannungsnennwert in Sperrichtung, wobei die Kathode der zweiten Diode an den Emitter des zweiten Transistors gekoppelt ist, die Kathode der zweiten Diode auch an die Anoden der ersten und zweiten Dioden gekoppelt ist und die Anode der zweiten Diode an Masse gekoppelt ist; und
einem Komparatorschaltkreis, der an die Anode der drit­ ten Diode zum Wahrnehmen eines Entsättigungszustandes ge­ koppelt ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die erste Diode eine Durchbruchspannung in Sperrichtung von 0,9 * VB aufweist, wobei VB der Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen des ersten Transistors ist.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin der erste Transistor ein Leistungs-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor ist, wobei der erste Anschluß des ersten Transistors ein Drain-Anschluß, der zweite Anschluß des ersten Transi­ stors ein Source-Anschluß und der Ansteuerungsanschluß des ersten Transistors ein Gate-Anschluß ist.
4. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin der erste Transistor ein gesteuerter Leistungs-Metalloxid-Halbleiter-Thyri­ stor ist, wobei der erste Anschluß des ersten Transi­ stors ein Drain-Anschluß, der zweite Anschluß des ersten Transistors ein Source-Anschluß und der Ansteuerungs­ anschluß des ersten Transistors ein Gate-Anschluß ist.
5. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin der erste Transistor ein isolierter Gate-Bipolar-Leistungstransistor ist, wobei der erste Anschluß des ersten Transistors ein Kollektor-Anschluß, der zweite Anschluß des ersten Transistors ein Emitter-Anschluß und der Ansteuerungs­ anschluß des ersten Transistors ein Basis-Anschluß ist.
6. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin der erste Transistor ein Bipolar-Leistungstransistor ist, wobei der erste An­ schluß des ersten Transistors ein Kollektor-Anschluß, der zweite Anschluß des ersten Transistors ein Emitter-Anschluß und der Ansteuerungsanschluß des ersten Transi­ stors ein Basis-Anschluß ist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die Ansteuerungsein­ richtungsschaltung und der Komparatorschaltkreis in einem integrierten Schaltkreis hergestellt sind.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, worin der integrierte Schaltkreis ein herkömmlicher integrierter Komplementär-Me­ talloxid-Halbleiter-(CMOS)-Schaltkreis ist.
9. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin der erste Transistor und die erste Diode auf dem gleichen Halbleitersubstrat hergestellt sind.
10. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die ersten und drit­ ten Dioden Zenerdioden umfassen.
11. Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Lei­ stungstransistorsystemen mit:
einem ersten Transistor mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß, einem Ansteuerungsanschluß und einem Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen;
einer ersten Diode mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Kathode der ersten Diode an den ersten An­ schluß des ersten Transistors gekoppelt ist und die erste Diode eine Durchbruchspannung in Sperrichtung auf­ weist, welche kleiner als der Lawinendurchbruchspan­ nungsnennwert ist;
einer zweiten Diode mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Anode der zweiten Diode an die Anode der er­ sten Diode gekoppelt ist und die Kathode der zweiten Diode an den Ansteuerungsanschluß des ersten Transistors gekoppelt ist;
einer Ansteuerungseinrichtungsschaltung, die an den Ansteuerungsanschluß des ersten Transistors gekoppelt ist, wobei die Ansteuerungseinrichtungsschaltung zum Liefern eines Ansteuerungssignal an den ersten Transi­ stor dient;
einem ersten Widerstand;
einem zweiten Transistor mit einem Kollektor-Anschluß, einem Emitter-Anschluß und einem Basis-Anschluß, wobei der Basis-Anschluß des zweiten Transistors an die Ansteu­ erungseinrichtungsschaltung mittels des ersten Wider­ standes gekoppelt ist;
einem ersten Kondensator, der an den Basis-Anschluß des zweiten Transistors gekoppelt ist, wobei der erste Wider­ stand und der erste Kondensator ein erstes RC-Netzwerk bilden, durch welches eine Verzögerung beim Freigeben der Vorrichtung bestimmt wird;
einer dritten Diode mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Anode der dritten Diode an den Emitter-An­ schluß des zweiten Transistors gekoppelt ist;
einem zweiten Widerstand;
einem dritten Widerstand;
einem vierten Widerstand;
einer vierten Diode mit einer Anode, einer Kathode und einem Durchbruchspannungsnennwert in Sperrichtung, wobei die Kathode der vierten Diode an die Kathode der dritten Diode mittels des zweiten Widerstandes gekoppelt ist, die Kathode der vierten Diode auch an die Anoden der ersten und zweiten Dioden mittels des dritten Wider­ standes gekoppelt ist und die Anode der vierten Diode an Masse mittels des vierten Widerstandes gekoppelt ist;
einem zweiten Kondensator, der an die Anode der vierten Diode gekoppelt ist, wobei der vierte Widerstand und der zweite Kondensator ein Teil eines zweiten RC-Netzwerkes bilden, welches die Zeit bestimmt, in welcher die Vor­ richtung auf einen Entsättigungszustand anspricht; und
einem Komparatorschaltkreis, der an die Anode der vier­ ten Diode zum Wahrnehmen eines Entsättigungszustandes ge­ koppelt ist.
12. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin die erste Diode eine Durchbruchspannung in Sperrichtung von 0,9 * VB aufweist, wobei VB der Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen des ersten Transi­ stors ist.
13. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin der erste Transistor ein Leistungs-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor ist, wobei der erste Anschluß des ersten Transistors ein Drain-Anschluß, der zweite Anschluß des ersten Transi­ stors ein Source-Anschluß und der Ansteuerungsanschluß des ersten Transistors ein Gate-Anschluß ist.
14. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin der erste Transistor ein gesteuerter Leistungs-Metalloxid-Halbleiter-Thyri­ stor ist, wobei der erste Anschluß des ersten Transi­ stors ein Drain-Anschluß, der zweite Anschluß des ersten Transistors ein Source-Anschluß und der Ansteuerungs­ anschluß des ersten Transistors ein Gate-Anschluß ist.
15. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin der erste Transistor ein isolierter Gate-Bipolar-Leistungstransistor ist, wobei der erste Anschluß des ersten Transistors ein Kol­ lektor-Anschluß, der zweite Anschluß des ersten Transi­ stors ein Emitter-Anschluß und der Ansteuerungsanschluß des ersten Transistors ein Basis-Anschluß ist.
16. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin der erste Transistor ein Bipolar-Leistungstransistor ist, wobei der erste Anschluß des ersten Transistors ein Kollektor-Anschluß, der zweite Anschluß des ersten Transistors ein Emitter-Anschluß und der Ansteuerungsanschluß des ersten Transi­ stors ein Basis-Anschluß ist.
17. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin die Ansteuerungs­ einrichtungsschaltung und der Komparatorschaltkreis in einem integrierten Schaltkreis hergestellt sind.
18. Vorrichtung nach Anspruch 17, worin der integrierte Schaltkreis einen herkömmlichen integrierten Komplemen­ tär-Metalloxid-Halbleiter-(CMOS)-Schaltkreis umfaßt.
19. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin der erste Transistor und die erste Diode auf dem gleichen Halbleitersubstrat hergestellt sind.
20. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin die ersten und vier­ ten Dioden Zenerdioden umfassen.
21. Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in einem Leistungstransistorsystem, das einen ersten Transistor mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß und einem Ansteuerungsanschluß anwendet, wobei die Vorrich­ tung umfaßt:
eine erste Diode mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Kathode der ersten Diode an den ersten An­ schluß des ersten Transistors gekoppelt ist und die erste Diode eine Durchbruchspannung in Sperrichtung auf­ weist, welche kleiner als der Lawinendurchbruchspan­ nungsnennwert ist;
eine zweite Diode mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Anode der zweiten Diode an die Anode der er­ sten Diode gekoppelt ist und die Kathode der zweiten Diode an den Ansteuerungsanschluß des ersten Transistors gekoppelt ist;
einer Ansteuerungseinrichtungsschaltung, die an den Ansteuerungsanschluß des ersten Transistors gekoppelt ist, wobei die Ansteuerungseinrichtungsschaltung zum Liefern eines Ansteuerungssignals an den ersten Transi­ stor dient;
einen ersten Widerstand;
einen zweiten Transistor mit einem Kollektor-Anschluß, einem Emitter-Anschluß und einem Basis-Anschluß, wobei der Basis-Anschluß des zweiten Transistors an die Ansteuerungseinrichtungsschaltung mittels des ersten Widerstandes gekoppelt ist;
einen ersten Kondensator, der an den Basis-Anschluß des zweiten Transistors gekoppelt ist;
eine dritte Diode mit einer Anode, einer Kathode und einem Durchbruchspannungsnennwert in Sperrichtung, wobei die Kathode der zweiten Diode an den Emitter des zweiten Transistors gekoppelt ist, die Kathode der zweiten Diode auch an die Anoden der ersten und zweiten Dioden gekop­ pelt ist und die Anode der zweiten Diode an Masse gekoppelt ist; und
einen Komparatorschaltkreis, der an die Anode der drit­ ten Diode zum Wahrnehmen eines Entsättigungszustandes ge­ koppelt ist.
22. Vorrichtung nach Anspruch 21, worin die erste Diode eine Durchbruchspannung in Sperrichtung von 0,9 * VB aufweist, wobei VB der Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen des ersten Transi­ stors ist.
23. Vorrichtung nach Anspruch 21, worin die Ansteuerungs­ einrichtungsschaltung und der Komparatorschaltkreis in einem integrierten Schaltkreis hergestellt sind.
24. Vorrichtung nach Anspruch 23, worin der integrierte Schaltkreis einen herkömmlichen integrierten Komplementär-Metalloxid-Halbleiter-(CMOS)-Schaltkreis um­ faßt.
25. Vorrichtung nach Anspruch 21, worin der erste Transistor und die erste Diode auf dem gleichen Halbleitersubstrat hergestellt sind.
26. Vorrichtung nach Anspruch 21, worin die ersten und drit­ ten Dioden Zenerdioden umfassen.
DE19600808A 1995-01-13 1996-01-11 Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Leistungstransistorsystemen Expired - Lifetime DE19600808B4 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/372,638 US5500616A (en) 1995-01-13 1995-01-13 Overvoltage clamp and desaturation detection circuit
US372638 2006-03-10

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE19600808A1 true DE19600808A1 (de) 1996-08-08
DE19600808B4 DE19600808B4 (de) 2005-07-28

Family

ID=23469032

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE19600808A Expired - Lifetime DE19600808B4 (de) 1995-01-13 1996-01-11 Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Leistungstransistorsystemen

Country Status (2)

Country Link
US (1) US5500616A (de)
DE (1) DE19600808B4 (de)

Families Citing this family (72)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3814958B2 (ja) * 1997-07-09 2006-08-30 日産自動車株式会社 半導体集積回路
US20040167508A1 (en) * 2002-02-11 2004-08-26 Robert Wham Vessel sealing system
US7137980B2 (en) 1998-10-23 2006-11-21 Sherwood Services Ag Method and system for controlling output of RF medical generator
US6796981B2 (en) 1999-09-30 2004-09-28 Sherwood Services Ag Vessel sealing system
US6398779B1 (en) 1998-10-23 2002-06-04 Sherwood Services Ag Vessel sealing system
US7364577B2 (en) 2002-02-11 2008-04-29 Sherwood Services Ag Vessel sealing system
US7901400B2 (en) 1998-10-23 2011-03-08 Covidien Ag Method and system for controlling output of RF medical generator
US6097582A (en) * 1999-02-12 2000-08-01 Wisconsin Alumni Research Foundation Short circuit protection of IGBTs and other power switching devices
US6630139B2 (en) * 2001-08-24 2003-10-07 Academia Sinica Fibrinogenolytic proteases with thrombolytic and antihypertensive activities: medical application and novel process of expression and production
ATE371413T1 (de) 2002-05-06 2007-09-15 Covidien Ag Blutdetektor zur kontrolle einer elektrochirurgischen einheit
US7255694B2 (en) * 2002-12-10 2007-08-14 Sherwood Services Ag Variable output crest factor electrosurgical generator
US7044948B2 (en) 2002-12-10 2006-05-16 Sherwood Services Ag Circuit for controlling arc energy from an electrosurgical generator
JP2004247588A (ja) * 2003-02-14 2004-09-02 Auto Network Gijutsu Kenkyusho:Kk 保護回路
JP2006525096A (ja) 2003-05-01 2006-11-09 シャーウッド・サービシーズ・アクチェンゲゼルシャフト 電気手術用発生器システムのプログラム及び制御を行う方法及びシステム
US6882212B2 (en) * 2003-05-16 2005-04-19 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for extending the size of a transistor beyond one integrated circuit
JP2005045905A (ja) * 2003-07-28 2005-02-17 Toyota Motor Corp 回転電機用駆動回路および車両用電装ユニット
US8104956B2 (en) 2003-10-23 2012-01-31 Covidien Ag Thermocouple measurement circuit
EP2258294B1 (de) 2003-10-23 2013-01-09 Covidien AG Redundante Temperaturüberwachung für elektrochirurgische Systeme zur Sicherheitserhöhung
US7396336B2 (en) 2003-10-30 2008-07-08 Sherwood Services Ag Switched resonant ultrasonic power amplifier system
US7131860B2 (en) 2003-11-20 2006-11-07 Sherwood Services Ag Connector systems for electrosurgical generator
US7766905B2 (en) 2004-02-12 2010-08-03 Covidien Ag Method and system for continuity testing of medical electrodes
US7780662B2 (en) 2004-03-02 2010-08-24 Covidien Ag Vessel sealing system using capacitive RF dielectric heating
CA2562076C (en) * 2004-04-09 2012-10-02 Smc Electrical Products, Inc. Inverter bridge short-circuit protection scheme
FI116109B (fi) * 2004-05-10 2005-09-15 Abb Oy Puolijohdekomponentin ohjauskytkentä
US7628786B2 (en) 2004-10-13 2009-12-08 Covidien Ag Universal foot switch contact port
US9474564B2 (en) 2005-03-31 2016-10-25 Covidien Ag Method and system for compensating for external impedance of an energy carrying component when controlling an electrosurgical generator
US8734438B2 (en) 2005-10-21 2014-05-27 Covidien Ag Circuit and method for reducing stored energy in an electrosurgical generator
US7947039B2 (en) 2005-12-12 2011-05-24 Covidien Ag Laparoscopic apparatus for performing electrosurgical procedures
US8147485B2 (en) 2006-01-24 2012-04-03 Covidien Ag System and method for tissue sealing
US7972328B2 (en) 2006-01-24 2011-07-05 Covidien Ag System and method for tissue sealing
CA2574934C (en) 2006-01-24 2015-12-29 Sherwood Services Ag System and method for closed loop monitoring of monopolar electrosurgical apparatus
US9186200B2 (en) 2006-01-24 2015-11-17 Covidien Ag System and method for tissue sealing
US8216223B2 (en) 2006-01-24 2012-07-10 Covidien Ag System and method for tissue sealing
CA2574935A1 (en) 2006-01-24 2007-07-24 Sherwood Services Ag A method and system for controlling an output of a radio-frequency medical generator having an impedance based control algorithm
US7513896B2 (en) 2006-01-24 2009-04-07 Covidien Ag Dual synchro-resonant electrosurgical apparatus with bi-directional magnetic coupling
US8685016B2 (en) 2006-01-24 2014-04-01 Covidien Ag System and method for tissue sealing
US7651493B2 (en) 2006-03-03 2010-01-26 Covidien Ag System and method for controlling electrosurgical snares
US7648499B2 (en) 2006-03-21 2010-01-19 Covidien Ag System and method for generating radio frequency energy
US7651492B2 (en) 2006-04-24 2010-01-26 Covidien Ag Arc based adaptive control system for an electrosurgical unit
US8753334B2 (en) 2006-05-10 2014-06-17 Covidien Ag System and method for reducing leakage current in an electrosurgical generator
US7731717B2 (en) 2006-08-08 2010-06-08 Covidien Ag System and method for controlling RF output during tissue sealing
US8034049B2 (en) 2006-08-08 2011-10-11 Covidien Ag System and method for measuring initial tissue impedance
US7794457B2 (en) 2006-09-28 2010-09-14 Covidien Ag Transformer for RF voltage sensing
US7466185B2 (en) * 2006-10-23 2008-12-16 Infineon Technologies Ag IGBT-Driver circuit for desaturated turn-off with high desaturation level
US7760005B2 (en) * 2007-03-29 2010-07-20 General Electric Company Power electronic module including desaturation detection diode
US8777941B2 (en) 2007-05-10 2014-07-15 Covidien Lp Adjustable impedance electrosurgical electrodes
US7834484B2 (en) 2007-07-16 2010-11-16 Tyco Healthcare Group Lp Connection cable and method for activating a voltage-controlled generator
US8216220B2 (en) 2007-09-07 2012-07-10 Tyco Healthcare Group Lp System and method for transmission of combined data stream
US8512332B2 (en) 2007-09-21 2013-08-20 Covidien Lp Real-time arc control in electrosurgical generators
US8226639B2 (en) 2008-06-10 2012-07-24 Tyco Healthcare Group Lp System and method for output control of electrosurgical generator
US8262652B2 (en) 2009-01-12 2012-09-11 Tyco Healthcare Group Lp Imaginary impedance process monitoring and intelligent shut-off
JP5500192B2 (ja) * 2012-03-16 2014-05-21 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動回路
US8729950B2 (en) 2012-05-30 2014-05-20 Fairchild Semiconductor Corporation High voltage clamp circuit
US8885310B2 (en) 2012-10-31 2014-11-11 Freescale Semiconductor, Inc. Gate driver with desaturation detection and active clamping
US9270202B2 (en) 2013-03-11 2016-02-23 Covidien Lp Constant power inverter with crest factor control
US9283028B2 (en) 2013-03-15 2016-03-15 Covidien Lp Crest-factor control of phase-shifted inverter
US10729484B2 (en) 2013-07-16 2020-08-04 Covidien Lp Electrosurgical generator with continuously and arbitrarily variable crest factor
US10610285B2 (en) 2013-07-19 2020-04-07 Covidien Lp Electrosurgical generators
US9872719B2 (en) 2013-07-24 2018-01-23 Covidien Lp Systems and methods for generating electrosurgical energy using a multistage power converter
US9655670B2 (en) 2013-07-29 2017-05-23 Covidien Lp Systems and methods for measuring tissue impedance through an electrosurgical cable
US11006997B2 (en) 2016-08-09 2021-05-18 Covidien Lp Ultrasonic and radiofrequency energy production and control from a single power converter
US10477626B2 (en) 2016-11-23 2019-11-12 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Ltd. Hard switching disable for switching power device
US10411692B2 (en) 2016-11-23 2019-09-10 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Active clamp overvoltage protection for switching power device
US10476494B2 (en) 2017-03-20 2019-11-12 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Ltd. Intelligent power modules for resonant converters
US10256806B2 (en) * 2017-05-16 2019-04-09 GM Global Technology Operations LLC Power switch protection system and method
US10903830B2 (en) 2017-06-08 2021-01-26 Nexus Technologies, Inc. Short-circuit protection for a power semiconductor device
JP6885862B2 (ja) * 2017-12-28 2021-06-16 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電力変換装置
US10951111B2 (en) 2018-01-26 2021-03-16 Eaton Intelligent Power Limited Apparatus, methods and computer program products for inverter short circuit detection
US11201543B2 (en) * 2018-11-01 2021-12-14 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to improve the safe operating area of switched mode power supplies
US11606086B2 (en) * 2020-05-08 2023-03-14 Hamilton Sundstrand Corporation Desaturation circuit for MOSFET with high noise immunity and fast detection
CN113595047A (zh) * 2021-08-20 2021-11-02 南通大学 一种用于在线测量功率晶体管导通压降的无源钳位电路
JP7267376B1 (ja) * 2021-10-22 2023-05-01 三菱電機株式会社 短絡検知回路

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3104015C2 (de) * 1981-02-05 1984-10-11 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Überstromschutzanordnung für einen Halbleiterschalter
US4658203A (en) * 1984-12-04 1987-04-14 Airborne Electronics, Inc. Voltage clamp circuit for switched inductive loads
JPS6337712A (ja) * 1986-08-01 1988-02-18 Hitachi Ltd 電界効果トランジスタの保護回路
DE3743866C1 (de) * 1987-12-23 1989-07-27 Lenze Gmbh & Co Kg Aerzen Schaltungsanordnung zum Schutz eines Schalttransistors
US5001373A (en) * 1990-01-09 1991-03-19 Ford Motor Company Active clamp circuit with immunity to zener diode microplasmic noise
US5304935A (en) * 1991-12-17 1994-04-19 Motorola, Inc. Load driver and system with fault detection apparatus for providing a sequence of fault detection logic states
IT1264619B1 (it) * 1992-06-18 1996-10-04 Int Rectifier Corp Metodo e dispositivo per la protezione da corto circuiti di dispositivi a transistore di potenza

Also Published As

Publication number Publication date
DE19600808B4 (de) 2005-07-28
US5500616A (en) 1996-03-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE19600808A1 (de) Überspannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis
DE68928161T2 (de) Treiberschaltung zur Verwendung bei einer spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung
DE112007000857B4 (de) Drei Treiberschaltungen für Halbleiterelemente mit Kurzschlusserfassung
DE102005022309B4 (de) Halbleitervorrichtung
DE2638178C2 (de) Schutzvorrichtung für integrierte Schaltungen gegen Überspannungen
DE60130146T2 (de) Esd-schutzeinrichtungen
DE68925163T2 (de) Treiberschaltung für Transistor mit isoliertem Gate; und deren Verwendung in einem Schalterkreis, einer Stromschalteinrichtung, und einem Induktionsmotorsystem
EP0176800B1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung des Schaltzustands eines Abschaltthyristors
DE3243467C2 (de) Einrichtung zum Schutz eines Schalttransistors
DE3147402C2 (de)
DE69530131T2 (de) Schutzanordnung für eine aktive Fernsprechsleitungsschnittstellenschaltung
DE102005054949A1 (de) Integrierte Halbleiterschaltung
DE102007019524A1 (de) Halbleitervorrichtung, die einen Spannungsstoß verringert oder verhindert
DE10158790A1 (de) Halbleiterschutzschaltung
DE112017003368T5 (de) Treiberschaltung und leistungsmodul mit derselben
DE3889019T2 (de) Ansteuerschaltung.
DE69222831T2 (de) Stromversorgungssystem mit Serien-Schutzschaltung
DE3741394C2 (de) Schaltungsanordnung zum Schutz vor Verpolungsschäden für Lastkreise mit einem MOS-FET als Schalttransistor
DE3687297T2 (de) Schaltung zum ableiten gespeicherter induktiver energie.
EP0487964A2 (de) Schaltungsanordnung zum Schutz eines feldeffektgesteuerten Halbleiterbauelementes gegen Überlast
EP0384937A1 (de) Schutzschaltung für einen Leistungs-MOSFET
EP0255067B1 (de) Schaltungsanordnung zur Strombegrenzung
DE68924050T2 (de) Schutzanordnung für integrierte Leistungsschaltungen gegen Lastüberspannungen.
DE2833343A1 (de) Zuendanlage fuer eine brennkraftmaschine
DE3871846T2 (de) Einschaltstromrueckfuehrung durch einen eine induktive last treibenden leistungsschalttransistor.

Legal Events

Date Code Title Description
8110 Request for examination paragraph 44
8364 No opposition during term of opposition
R071 Expiry of right