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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Schützen eines Leistungshalbleiterelements
vor Überspannung.
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Um
eine elektrische Leistung wirkungsvoll zu nutzen, wird im allgemeinen
eine Leistungsumwandlungsvorrichtung verwendet, die ein Leistungshalbleiterelement
enthält,
und eine Leistungselektronikvorrichtung, die eine Leistungsumwandlungsvorrichtung zum
Treiben eines Motors enthält,
enthält
beispielsweise eine Wechselrichtervorrichtung und dergleichen.
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Diese
Wechselrichtervorrichtung enthält
ein Leistungshalbleiterelement, und in den letzten Jahren wurde
dieses Halbleiterelement im allgemeinen durch einen Bipolartransistor
mit isoliertem Gate (IGBT = Insulated Gate Bipolar Transistor) verwirklicht.
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Das
Leistungshalbleiterelement bzw. der IGBT wird in einem Verfahren
als Schaltelement verwendet, um einen Strom schnell zu schalten,
um eine höhere
Spannung und einen größeren Strom
zu steuern. Wenn bei solchen Vorrichtungen wie der Wechselrichtervorrichtung
das Halbleiterelement schaltet, weist der Strom eine beträchtliche
Schwankung auf, die im folgenden in einem Grad als Stromgradient dI/dt
dargestellt wird, und ein großer
Spannungsstoß, der
einer Pufferinduktivität
einer Schaltung zuzurechnen ist, wird an das Halbleiterelement angelegt.
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Wenn
dieser Spannungsstoß bewirkt,
dass ein Strom/Spannungs-Ort beim Schalten den sicheren Betriebsbereich
(SOA = Safe Operation Area) des Halbleiterelements überschreitet,
wird das Element zerstört.
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Dementsprechend
wurden verschiedene Systeme vorgeschlagen, die eine solche Zerstörung eines
Elements, die durch einen Spannungsstoß bewirkt wird, verringern
oder verhindern, wie sie beispielsweise in den
Japanischen Patentoffenlegungsschriften Nr.
04-354156 ,
2000-324797 ,
01-280355 ,
07-288456 ,
2002-135973 ,
2005-295653 und
2006-042410 beschrieben sind.
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Wie
oben beschrieben wurde steigt ein Spannungsstoß in Abhängigkeit von dem Stromgradienten
dI/dt, der geliefert wird, wenn das Halbleiterelement schaltet.
Dementsprechend kann der Spannungsstoß verringert werden, wenn ein
Strom langsam unterbrochen wird. Das ist jedoch ein Kompromiss mit
erhöhtem
Schaltverlust.
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Die
vorliegende Erfindung wurde durchgeführt, um die obigen Nachteile
zu überwinden,
und sie betrachtet eine Halbleitervorrichtung, die in der Lage ist,
eine solche Zerstörung
eines Elements, die einer übermäßig großen Stoßspannung
zuzuordnen ist, und einen Schaltverlust zu verringern oder zu verhindern.
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Die
Aufgabe wird gelöst
durch eine Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1.
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Die
Halbleitervorrichtung enthält
eine Halbbrückenschaltung,
die ein erstes Halbleiterschaltelement und ein zweites Halbleiterschaltelement
enthält,
wobei das erste Halbleiterschaltelement zwischen einer ersten Spannung
und einem Ausgangsknoten angeordnet ist und als Reaktion auf ein
erstes empfangenes Steuersignal betrieben wird und das zweite Halbleiterschaltelement
zwischen dem Ausgangsknoten und einer zweiten Spannung, die niedriger
als die erste Spannung ist, zu dem ersten Halbleiterschaltelement
in Reihe geschaltet ist und als Reaktion auf ein zweites empfangenes
Steuersignal betrieben wird; und einen ersten MOS-Transistor, der dem
ersten Halbleiterschaltelement zugeordnet und zu dem ersten Halbleiterschaltelement
parallel geschaltet ist und ein drittes Steuersignal zum Ein- und Ausschalten
empfängt.
Der erste MOS-Transistor wird als Reaktion auf das dritte Steuersignal
temporär
eingeschaltet während
einer Zeitspanne, in der das eingeschaltete erste Halbleiterschaltelement
als Reaktion auf das erste Steuersignal zum Ausschalten übergeht.
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Während bei
dieser Halbleitervorrichtung ein eingeschaltetes erstes Halbleiterschaltelement
zum Ausschalten übergeht,
kann ein erster MOS-Transistor temporär eingeschaltet werden, um
einen Strom, der durch das erste Halbleiterschaltelement fließt, über den
ersten MOS-Transistor nebenzuschließen. Das kann einen verringerten
Stromgradienten des durch das erste Halbleiterschaltelement fließenden Stroms
liefern und somit einen Spannungsstoß verringern oder verhindern.
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Die
Aufgabe wird ebenfalls gelöst
durch Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch
4.
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Die
Halbleitervorrichtung enthält
eine Halbbrückenschaltung,
die ein erstes Halbleiterschaltelement und ein zweites Halbleiterschaltelement
enthält,
wobei das erste Halbleiterschaltele ment zwischen einer ersten Spannung
und einem Ausgangsknoten angeordnet ist und als Reaktion auf ein
erstes empfangenes Steuersignal betrieben wird und das zweite Halbleiterschaltelement
zwischen dem Ausgangsknoten und einer zweiten Spannung, die niedriger
als die erste Spannung ist, zu dem ersten Halbleiterschaltelement
in Reihe geschaltet ist und als Reaktion auf ein zweites empfangenes
Steuersignal betrieben wird; und einen ersten MOS-Transistor, der dem
zweiten Halbleiterschaltelement zugeordnet und zu dem zweiten Halbleiterschaltelement
parallel geschaltet ist und ein drittes Steuersignal zum Ein- und Ausschalten
empfängt.
Der erste MOS-Transistor wird als Reaktion auf das dritte Steuersignal
temporär
eingeschaltet während
einer Zeitspanne, in der das ausgeschaltete erste Halbleiterschaltelement
als Reaktion auf das erste Steuersignal zum Einschalten übergeht.
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Während in
dieser Halbleitervorrichtung ein ausgeschaltetes erstes Halbleiterschaltelement
zum Einschalten übergehen,
kann ein erster MOS-Transistor temporär eingeschaltet werden, um
einen Rückstellstrom,
der abhängig
von einem Strom bewirkt wird, der fließt, wenn das erste Halbleiterschaltelement
einschaltet über
den ersten MOS-Transistor nebenzuschließen. Das kann einen verringerten Stromgradienten
des Rückstellstroms
liefern und somit einen Spannungsstoß verringern oder verhindern.
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Weiterbildungen
der Erfindung sind jeweils in den Unteransprüchen angegeben.
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Weitere
Merkmale und Zweckmäßigkeiten der
Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen
anhand der beigefügten Zeichnungen.
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1 zeigt
einen Aufbau einer Schaltung einer Wechselrichtervorrichtung gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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2 ist
ein Diagramm zum Erläutern
der Verringerns oder Verhinderns eines Spannungsstoßes, der
bewirkt wird, wenn ein eingeschalteter Bipolartransistor mit isoliertem
Gate ausgeschaltet wird.
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3 zeigt
einen Aufbau einer Schaltung einer Wechselrichtervorrichtung gemäß einem
Beispiel einer Abwandlung der ersten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung.
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4 zeigt
einen Aufbau einer Schaltung einer Wechselrichtervorrichtung gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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5 ist
ein Diagramm zum Erläutern
der Verringerns oder Verhinderns eines Spannungsstoßes, der
bewirkt wird, wenn ein ausgeschalteter Bipolartransistor mit isoliertem
Gate eingeschaltet wird.
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6 zeigt
einen Aufbau einer Schaltung einer Wechselrichtervorrichtung gemäß einem
Beispiel einer Abwandlung der zweiten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung.
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Im
folgenden werden Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen genauer beschrieben.
In den Figuren sind identische oder entsprechende Bestandteile identisch
bezeichnet und werden nicht wiederholt beschrieben.
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Zunächst wird
als Beispiel für
eine Wechselrichtervorrichtung 1 gemäß einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ein System beschrieben, dass einen Spannungsstoß bei einer Halbbrückenschaltung
verringert oder verhindert, die einen Gleichstrom in einen Wechselstrom
umwandelt.
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Mit
Bezug auf 1 enthält die Halbbrückenschaltung
Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBT = Insulated Gate Bipolar
Transistor) 1 und 2, die in Reihe an eine Leistungsversorgung V1 angeschlossen
sind zum Liefern eines Stroms I1 an eine Last aus einer Spule L1,
die mit einem Knoten N0 verbunden ist. Ein Kondensator C1 ist eine
Leistungsversorgungskapazität.
Der Kollektor des Bipolartransistors mit isoliertem Gate IGBT1 ist über eine Elektrodenverbindungsinduktivität Ls3 an
einem positiven Knoten N1 mit der Leistungsversorgung V1 verbunden,
und sein Emitter ist über
eine Elektrodenverbindungsinduktivität Ls5 mit dem Knoten N0 verbunden.
Der Kollektor des Bipolartransistors mit isoliertem Gate IGBT2 ist über eine
Elektrodenverbindungsinduktivität
Ls7 mit dem Knoten N0 verbunden, und sein Emitter ist über eine
Elektrodenverbindungsinduktivität
Ls9 an einem negativen Knoten N2 mit der Leistungsversorgung V1
verbunden.
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Weiter
sind in Entsprechung zu dem Bipolartransistor mit isoliertem Gate
IGBT1 parallel dazu eine Diode D1 und ein MOS-Transistor FET1 bereitgestellt (auch
als oberer Zweig bezeichnet). Genauer gesagt ist eine Kathodenseite
der Diode D1 über
eine Elektrodenverbindungsinduktivität Ls4 mit dem Knoten N1 verbunden,
und ihre Anodenseite ist über
eine Elektrodenverbindungsinduktivität Ls6 mit dem Knoten N0 verbunden.
Der MOS-Transistor
FET1 ist zwischen den Knoten N1 und N0 parallel zu der Diode D1
bereitgestellt, und sein Gate empfängt ein Pulssignal, wie später beschrieben
wird.
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Weiter
sind in Entsprechung zu dem Bipolartransistor mit isoliertem Gate
IGBT2 parallel dazu eine Diode D2 und ein MOS-Transistor FET2 bereitgestellt (auch
als unterer Zweig bezeichnet). Genauer gesagt ist eine Kathodenseite
der Diode D2 über eine
Elektrodenverbindungsinduktivität
Ls8 mit dem Knoten N0 verbunden, und ihre Anodenseite ist über eine
Elektrodenverbindungsinduktivität
Ls10 mit dem Knoten N2 verbunden. Der MOS- Transistor FET2 ist zwischen den Knoten
N0 und N2 parallel zu der Diode D2 bereitgestellt, und sein Gate
empfängt
ein Pulssignal, wie später
beschrieben wird.
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Eine
Elektrodenverbindungsinduktivität
Ls1 ist zwischen der Leistungsversorgung V1 und dem Knoten N1 bereitgestellt.
Eine Elektrodenverbindungsinduktivität Ls2 ist zwischen einer Massespannung
GND und dem Knoten N2 bereitgestellt.
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Es
sei angemerkt, dass die Elektrodenverbindungsinduktivitäten Ls1
und Ls2 einen größeren Wert
aufweisen als die Elektrodenverbindungsinduktivitäten Ls3–LS10. In
der vorliegenden Ausführungsform
ist die Summe der Elektrodenverbindungsinduktivitäten Ls1
und LS2 zum Zweck der Veranschaulichung beispielsweise so eingestellt,
dass sie einen Induktivitätswert
von etwa der Gesamtheit der Elektrodenverbindungsinduktivitäten Ls3–Ls10 aufweist.
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Der
Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 wird durch einen Schaltvorgang
gesteuert, um einer Last bzw. der Spule L1 einen gewünschten Strom
zuzuführen.
Der Schaltvorgang ist eine typische Technik und wird hier nicht
beschrieben.
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2 ist
ein Diagramm zum Erläutern
des Verringerns oder des Verhinderns eines Spannungsstoßes, der
bewirkt wird, wenn ein eingeschalteter Bipolartransistor mit isoliertem
Gate IGBT1 ausgeschaltet wird.
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Mit
Bezug auf 2 beginnt der eingeschaltete
Bipolartransistor mit isoliertem Gate zum Zeitpunkt t1 den Übergang
zum Ausschalten. Genauer gesagt wird der Bipolartransistor mit isoliertem
Gate IGBT1 auf ausgeschaltet eingestellt und hat eine Spannung V1
zwischen dem Kollektor und dem Emitter eingestellt, wenn der Bipolartransistor
mit isoliertem Gate IGBT1 zwischen dem Kollektor und einem Emitter
einen Spannungsstoß aufweist, der
proportional zu dem Stromgradienten dI/dt bewirkt wird, der beim
Unterbrechen des Stroms I1 geliefert wird, der beim Schalten durch
die Spule L1 und die interne Elektrodenverbindungsinduktivität zu der
Wechselrichtervorrichtung fließt.
In der vorliegenden Ausführungsform
wird zum Zeitpunkt t2 ein Spannungsstoß bewirkt, der die Spannung
V1 überschreitet.
Es sei angemerkt, dass ein Spannungsstoß zum Zweck der Veranschaulichung
eine Spannung zwischen der Spannung V1 und einer Spitzenstoßspannung
bezeichnet.
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In
der vorliegenden Ausführungsform
wird der MOS-Transistor FET1 zeitweise eingeschaltet innerhalb einer
Zeitspanne, in der der Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1
zum Ausschalten übergeht (diese
Zeitspanne wird auch als "Ausschaltzeit" bezeichnet). Der
MOS-Transistor FET1 kann beispielsweise temporär eingeschaltet werden durch
Anlegen eines signifikant kleinen Pulses an das Gate des MOS-Transistors
FET1. Es sei angemerkt, dass die Zeitspanne, in der der eingeschaltete
Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 zum Ausschalten übergeht,
auf eine Zeitspanne eingestellt ist, die beginnt, wenn der durch
den Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 fließende Strom
abzunehmen beginnt, und die endet, wenn der Strom im wesentlichen
auf 0 abgenommen hat (d.h. von dem Zeitpunkt t2 bis zu dem Zeitpunkt
t3). Als Beispiel kann ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate
IGBT1 für
eine Zeitspanne von 0,2 μs
bis 3 μs
zum Ausschalten übergehen.
Weiter kann der signifikant kleine Puls beispielsweise ein Puls
für eine
Zeitspanne sein, die auf 50 der Ausschaltzeit des Bipolartransistors
mit isoliertem Gate IGBT1 eingestellt ist, d.h. auf 0,1 μs bis 1,5 μs.
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Das
temporäre
Einschalten des MOS-Transistors FET1 innerhalb der Ausschaltzeit
(d.h. von dem Zeitpunkt t2 bis zu dem Zeitpunkt t3) des Bipolartransistors
mit isoliertem Gate IGBT1 erlaubt es, einen Teil des Stroms I1 über den
MOSFET1 nebenzuschließen.
Das kann einen verringerten scheinbaren Stromgra dienten dI/dt des
Stroms I1 liefern und dementsprechend einen in dem Bipolartransistors mit
isoliertem Gate IGBT1 bewirkten Spannungsstoß verringern oder verhindern.
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In 2 ist
ein Beispiel gezeigt, bei dem, wenn ein durch den MOS-Transistor
FET1 fließender Drainstrom
bewirkt wird, der Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 und
der MOS-Transistor FET1 einen Strom führen, der mit einem kleineren
Gradienten abnimmt im Vergleich zu demjenigen eines Kollektorstroms
des Bipolartransistors mit isoliertem Gate IGBT1, der abnimmt, wenn
der MOS-Transistor FET1 abwesend ist. Genauer gesagt ermöglicht es das
Vorhandensein des MOS-Transistors FET1, dass der Stromgradient dI/dt
kleiner ist als bei seiner Abwesenheit.
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Bei
einem Aufbau wie dem bekannten, bei dem die MOS-Transistoren FET1
und FET2 fehlen, besteht die Möglichkeit
eines unzureichend verringerten oder verhinderten Spannungsstoßes und
daher eines zerstörten
Elements. Das vorliegende System kann den Spannungsstoß hinreichend
verringern oder verhindern.
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Weiter
arbeitet der Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 an sich
in bekannter Weise. Er wird normal ausgeschaltet und schaltet somit
ohne einen wesentlich erhöhten
Verlust. Auch wenn der MOS-Transistor FET1 eine hohe Spannung empfängt, schaltet
der signifikant kleine Puls den MOS-Transistor FET1 lediglich für eine signifikant kurze
Zeitspanne ein. Das ermöglicht
es, den Strom I1 durch Leiten eines kleinen Betrags von ihm nebenzuschließen und
den MOS-Transistor FET1 an sich mit einem minimierten Verlust zu
schalten.
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Weiter
können
die MOS-Transistoren FET1 und 2 so entworfen sein, dass sie einer
hohen Spannung widerstehen und einen kleinen Strom führen, um
es dem MOS-Transistor FET1 weiter zu ermöglichen, an sich mit einem
minimierten Verlust zu schalten.
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Der
Entwurf kann beispielsweise so durchgeführt sein, dass die MOS-Transistoren
FET1 und 2 einen Strom von 1/10 desjenigen des Bipolartransistors
mit isoliertem Gate IGBT1 führen.
Das ermöglicht
es, die MOS-Transistoren FET1 und 2 in ihrer Größe zu verringern und eine Schaltung
zu minimieren.
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Es
sei angemerkt, dass der MOS-Transistor FET1 ein unipolares Element
und daher nicht durch eine Lebensdauer eines Restträgers beeinträchtigt ist.
Als solches ist es, wenn es mit dem durch ein Bipolarelement gebildeten
Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 verglichen wird, vorteilhaft
hervorragend in der Steuerbarkeit des Schaltens. Wenn durch den
eingeschalteten MOS-Transistor FET1 ein großer Strom hindurchtritt, besteht
die Möglichkeit,
dass er einen größeren Schaltverlust
aufweist als der Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1. In
der Wirklichkeit führt
der MOS-Transistor FET1 dagegen lediglich einen kleinen Strom. Somit
ist sein Schaltverlust im wesentlichen vernachlässigbar.
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Mit
Bezug auf 3 stellt die vorliegende Erfindung
in einem Beispiel einer Abwandlung der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine Wechselrichtervorrichtung 10 bereit,
die sich von der Wechselrichtervorrichtung 1 darin unterscheidet,
dass sie eine Signalerzeugungsschaltung enthält, die einen signifikant kleinen
Puls erzeugt, der den MOS-Transistor FET1 ansteuert.
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Insbesondere
unterscheidet sie sich darin, dass sie weiter einen Einzelpulstriggerpulsgenerator 15,
der einen an das Gate des MOS-Transistors FET1 angelegten signifikant
kleinen Puls erzeugt, einen Komparator COMP, eine Zehnerdiode ZD1
sowie Widerstandselemente R1 und R2 enthält.
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Eine
Kathodenseite der Zehnerdiode ZD1 ist auf einer positiven Seite
elektrisch mit der Leistungsversorgung V1 verbunden, und eine Anodenseite
ist über
die Widerstandselemente R1 und R2 elektrisch mit der Massespannung
GND verbunden.
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Die
Widerstandselemente R1 und R2 sind über einen Knoten, der elektrisch
mit einem Anschluss des Komparators COMP verbunden ist, in Reihe
zwischen die Zehnerdiode ZD1 und die Massespannung GND geschaltet.
Der Komparator COMP empfängt
an seinem anderen Anschluss eine Referenzspannung Vref1, vergleicht
eine an dem die Widerstandselemente R1 und R2 verbindenden Knoten
erzeugte Spannung mit der Referenzspannung Vref1 und gibt ein Ergebnis
einen solchen Vergleichs an den Einzelpulstriggerpulsgenerator 15 aus.
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Wenn
der Einzelpulstriggerpulsgenerator 15 das Ergebnis, d.h.
ein Signal mit hohem Pegel, von dem Komparator COMP empfängt, gibt
er ein Einzelpulssignal (einen signifikant kleinen Puls) an den MOS-Transistor
FET1 aus.
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Der
obige Betrieb wird nun genauer beschrieben.
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Wenn
der eingeschaltete Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 beginnt,
zum Ausschalten überzugehen,
weist der Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 wie oben beschrieben
einen Spannungsstoß auf,
der zwischen den Kollektor und den Emitter bewirkt wird. Dieser
Spannungsstoß wird
die Zehnerspannung der Zehnerdiode ZD1 überschreiten, die Widerstandselemente
R1 und R2 werden eine Spannung empfangen, und eine durch die Widerstandselement
R1 und R2 entsprechend ihren Widerstandswerten geteilte Spannung
wird an dem Knoten erzeugt, der die Widerstandselemente verbindet.
Der Komparator COMP vergleicht die so an dem Knoten erzeugte Spannung
mit der Referenzspannung Vref1, und wenn eine Spannung größer gleich
der Referenzspannung Vref1 an dem Knoten erzeugt wird, gibt der
Komparator COMP ein Ergebnis dieses Vergleichs, das den hohen Pegel
anzeigt, an den Einzelpulstriggerpulsgenerator 15 aus.
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Der
Einzelpulstriggerpulsgenerator 15 empfängt von dem Komparator COMP
ein Signal des Ergebnisses dieses Vergleichs (das den "hohen" Pegel anzeigt) und
gibt einen signifikant kleinen Puls, der einen hohen Pegel für eine Zeitspanne
von 0,1 bis 1,5 μs
hat, lediglich einmal aus. Der Puls wird an den MOS-Transistor FET1
angelegt, um den MOS-Transistor FET1 während der Ausschaltzeitspanne
des Bipolartransistors mit isoliertem Gate IGBT1 temporär einzuschalten,
um es einem Anteil des Stroms I1 zu ermöglichen, über den MOS-Transistor FET1
nebengeschlossen zu werden. Dieser Vorgang kann wie in der ersten
Ausführungsform
beschrieben einen Spannungsstoß verringern
oder verhindern.
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Es
sei angemerkt, dass der signifikant kleine Puls eine Breite (oder
eine Zeitspanne des hohen Pegels) aufweisen kann, der innerhalb
der Ausschaltzeitspanne des Bipolartransistors mit isoliertem Gate IGBT1
eingestellt ist und der in einem optimalen Bereich entsprechend
einer Eigenschaft der Wechselrichtervorrichtung eingestellt sein
kann. Die Ausschaltzeitspanne des Bipolartransistors mit isoliertem Gate
IGBT1 ist beispielsweise auf 0,2 μs
bis 3 μs
eingestellt.
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Im
allgemeinen ist ein Spannungsstoßtoleranzwert innerhalb eines
Nennspannungsfestigkeitsbereichs eines interessierenden Elements
eingestellt. Dementsprechend kann das Einstellen der Zehnerspannung
der Zehnerdiode ZD1 auf einen Wert, der größer gleich der Nennspannungsfestigkeit der
Vorrichtung des Bipolartransistors mit isoliertem Gate IGBT1 oder
der Diode D1 ist, auch lediglich einen Spannungsstoß verringern
oder verhindern, der bewirkt wird, wenn eine große Last beteiligt ist und ein
großer
Strom unterbrochen wird, so dass der MOS-Transistor FET1 so eingestellt
sein kann, dass er nicht arbeitet, wenn eine kleine Last beteiligt
ist und ein kleiner Strom unterbrochen wird und kein großer Spannungsstoß erzeugt
wird. Das kann ver hindern, dass der MOS-Transistor unnötigerweise
arbeitet und dementsprechend Wärme
erzeugt, sowie ein überflüssiges Schalten
und somit Liefern eines erhöhten
Verlustes.
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Weiter
ist der in der gemäß der ersten
Ausführungsform
bereitgestellten Signalerzeugungsschaltung enthaltene Einzelpulstriggerpulsgenerator 15 so
aufgebaut, dass er nur einmal einen signifikant kleinen Puls abgibt,
wenn der Spannungsstoß bewirkt
wird; er verwendet kein System, das den MOS-Transistor FET1 eingeschaltet
hält, während der
Spannungsstoß bewirkt
wird. Wenn eine übermäßig großer Spannungsstoß für eine lange
Zeitspanne angelegt ist, wird der MOS-Transistor FET1 somit nicht
für die
lange Zeitspanne eingeschaltet. Somit kann verhindert werden, dass
der Transistor andererseits Wärme
erzeugt, was zu einer thermischen Zerstörung führt.
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Weiter
verwendet die Signalerzeugungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ein System, das es dem Komparator COMP
erlaubt, eine durch die Widerstandselemente R1 und R2 entsprechend
ihren Widerstandswerten geteilte Spannung mit einer Referenzspannung
Vref1 zu vergleichen, um einen Spannungsstoß zu erfassen.
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Dementsprechend
können
die Widerstandselement R1 und R2 in ihrem Widerstandswert eingestellt
werden, oder die Referenzspannung Vref1 kann eingestellt werden,
um einen Pegel zum Erfassen eines Spannungsstoßes leicht zu verändern.
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Während oben
ein System beschrieben wurde, das einen Ausschaltspannungsstoß verringert oder
verhindert, d.h. einen Spannungsstoß, der erzeugt wird, wenn der
Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 zum Schalten betrieben
wird, wenn der eingeschaltete Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1
zum Ausschalten übergeht,
sei angemerkt, dass es auch auf den Bipolartransistor mit isoliertem Gate
IGBT2 zutrifft, der zum Schalten betrieben wird, wenn die Last L1
mit der Leistungsversorgung V1 verbunden ist. Ein ähnliches
System kann auch angewendet werden, um einen Ausschaltspannungsstoß zu verringern
oder zu verhindern, wenn der eingeschaltete Bipolartransistor mit
isoliertem Gate IGBT2 zum Ausschalten übergeht.
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Während die
erste Ausführungsform
ein System beschrieben hat, das den Ausschaltspannungsstoß verringert
oder verhindert, der bewirkt wird, wenn der eingeschaltete Bipolartransistor
mit isoliertem Gate IGBT1 zum Ausschalten übergeht, beschreibt die zweite
Ausführungsform
ein System, das einen Einschaltspannungsstoss verringert oder verhindert,
d.h. einen Spannungsstoß,
der bewirkt wird, wenn der ausgeschaltete Bipolartransistor mit
isoliertem Gate IGBT1 zum Einschalten übergeht.
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Mit
Bezug auf 4 stellt die vorliegende Erfindung
in der zweiten Ausführungsform
eine Wechselrichtervorrichtung bereit mit einem Aufbau ähnlich dem
der in der ersten Ausführungsform
beschriebenen Wechselrichtervorrichtung 1.
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Zunächst wird
ein Spannungsstoß beschrieben,
der bewirkt wird, wenn der ausgeschaltete Bipolartransistor IGBT1
zum Einschalten übergeht.
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Eine
Halbbrückenschaltung
arbeitet zum Schalten, um es dem Strom I1 zu ermöglichen, wieder in einem geschlossenen
Kreis aus der als Last dienenden Spule L1 und einer Diode D2 zu
fließen, oder
zum Zweck der Veranschaulichung das sogenannte Freilaufen bereitzustellen.
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Wenn
der ausgeschaltete Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 zum
Einschalten übergeht, fließt durch
die Diode D2 ein Rückstellstrom.
Ein Spannungsstoß,
der proportional zu dem Gradienten dI/dt des Rückstellstroms und der Größe der internen Elektrodenverbindungsinduktivität der Wechselrichtervorrichtung ist,
wird an dem Bipolartransistor IGBT2 zwischen dem Kollektor und dem
Emitter bzw. an der Diode D2 zwischen der Anode und der Kathode
erzeugt. Die Spannung an der Diode D2 zwischen der Anode und der
Kathode oder an dem Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1
zwischen dem Kollektor und dem Emitter wird als Spannung Vce2 dargestellt.
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Wenn
dementsprechend ein die Spannungsfestigkeit des Elements übersteigender
Spannungsstoß angelegt
wird, besteht die Möglichkeit,
dass das Element zerstört
werden kann, und dementsprechend wird ein Verringern des Stromgradienten
dI/dt als Ansatz betrachtet. Das ist jedoch ein Kompromiss mit erhöhtem Schaltverlust.
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Es
wird nun auf 5 Bezug genommen, um zu beschreiben,
wie ein Spannungsstoß verringert oder
verhindert wird, der bewirkt wird, wenn der ausgeschaltete Bipolartransistor
mit isoliertem Gate IGBT1 zum Einschalten übergeht.
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Mit
Bezug auf 5 beginnt der ausgeschaltete
Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 zum Zeitpunkt t4, zum
Einschalten überzugehen.
Es ist ein Beispiel gezeigt, bei dem eine Spannung zwischen dem
Kollektor und Emitter des Bipolartransistors mit isoliertem Gate
IGBT1, d.h. die Spannung Vce1, sich zu ändern beginnt. Außerdem beginnt dementsprechend
eine Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Bipolartransistors
mit isoliertem Gate IGBT2, d.h. die Spannung Vce2, sich zu ändern.
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Zum
Zeitpunkt t5 beginnt der Kollektorstrom des Bipolartransistors mit
isoliertem Gate IGBT1, sich zu ändern,
und der durch die Diode D2 fließende Strom
beginnt, sich zu ändern.
Zum Zeitpunkt t6 erreicht der Kollektorstrom des Bipolartransistors
mit isoliertem Gate IGBT1 ein Maximum. Dementsprechend erreicht
der rückwärts fließende Rückstellstrom
der Diode D2 ein Maxi mum. Der Rückstellstrom
hat einen Stromgradienten dI/dt proportional zu dem eines Stroms,
der fließt,
wenn der Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 eingeschaltet
ist. 5 zeigt in durch gestrichelte Linien umrandeten Bereichen
einen Gradienten bzw. einen Stromgradienten dI/dt eines Kollektorstroms
des Bipolartransistors mit isoliertem Gate IGBT1 und denjenigen
eines Rückstellstroms,
der durch die Diode D2 fließt.
Abhängig
von dem Stromgradienten des Rückstellstroms
bzw. dem Stromgradienten dI/dt wird an der Diode D2 zwischen der
Anode und der Kathode oder an dem Bipolartransistor mit isoliertem
Gate IGBT2 ein Spannungsstoß erzeugt.
In diesem Beispiel ist ein Beispiel gezeigt, bei dem ein Spannungsstoßspitzenwert
zum Zeitpunkt t7 auftritt. In dem System gemäß der zweiten Ausführungsform
wird der MOS-Transistor FET2 temporär innerhalb einer Zeitspanne
eingeschaltet, in der der ausgeschaltete Bipolartransistor mit isoliertem
Gate IGBT1 zum Einschalten übergeht
(diese Zeitspanne wird im folgenden auch als "Einschaltzeitspanne" bezeichnet). Der MOS-Transistor FET2
kann beispielsweise temporär eingeschaltet
werden durch Anlegen eines signifikant kleinen Pulses an das Gate
des MOS-Transistors FET2. Es sei angemerkt, dass die Zeitspanne,
in der der ausgeschaltete Bipolartransistor mit isoliertem Gate
IGBT1 zum Einschalten übergeht,
auf eine Zeitspanne eingestellt ist, die beginnt, wenn der durch den
Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 fließende Strom I1 zu steigen beginnt,
und die endet, wenn der Wert des Stroms auf einen konstanten Pegel übergeht,
d.h. vom Zeitpunkt t5 bis zum Zeitpunkt t8. Als ein Beispiel kann
der ausgeschaltete Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 für eine Zeitspanne
von 0,2 μs
bis 3 μs
zum Einschalten übergehen. Als
ein weiteres Beispiel kann der signifikant kleine Puls ein Puls
für eine
Zeitspanne von etwa 20 % der Ausschaltzeit des Bipolartransistors
mit isoliertem Gate IGBT1 sein, d.h. 0,04 μs bis 0,6 μs.
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Das
temporäre
Einschalten des MOS-Transistors FET2 während einer Zeitspanne, in
der der ausgeschaltete Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1
zum Einschalten übergeht,
d.h. vom Zeitpunkt t5 bis zum Zeitpunkt t8, ermöglicht es, einen Teil eines
Rückstellstroms über den
MOS-Transistors FET2 nebenzuschließen. Das kann den Stromgradienten
dI/dt eines Kollektorstroms des Bipolartransistors mit isoliertem
Gate IGBT1 verringern und daher, der Anode D2 oder dem Bipolartransistor
mit isoliertem Gate IGBT2 XXX. Hierbei ist ein Beispiel angegeben,
bei dem der eingeschaltete MOS-Transistor FET2 es ermöglicht,
das ein Strom von 20 % bis 30 % eines Rückstellstroms als Drainstrom
fließt.
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Bei
einem Aufbau wie dem bekannten, bei dem die MOS-Transistoren FET1
und FET2 fehlen, besteht die Möglichkeit
einer unzureichend verringerten oder verhinderten Spannungsstoßes und
somit eines zerstörten
Elements. Das vorliegende System kann einen Spannungsstoß hinreichend
verringern oder verhindern.
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Weiter
arbeitet der Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 an sich
in bekannter Weise. Er arbeitet normal und schaltet somit ohne einen
wesentlich erhöhten
Verlust. Auch wenn der MOS-Transistor
FET2 eine hohe Spannung empfängt,
schaltet der signifikant kleine Puls den MOS-Transistor FET2 lediglich
für eine
signifikant kurze Zeitspanne ein. Das ermöglicht es, den Rückstellstrom
durch Leiten eines kleinen Betrags von ihm nebenzuschließen und
den MOS-Transistor FET2 an sich mit einem minimierten Verlust zu
schalten. Wenn der Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 einschaltet
und der MOS-Transistor FET2 einschaltet, gibt es weiter eine Möglichkeit,
dass der obere und der untere Zweig einen Kurzschluss bilden. Der
MOS-Transistor FET2 ist
jedoch lediglich für
eine signifikant kurze Zeitspanne eingeschaltet, da der signifikant
kleine Puls den hohen Pegel für
eine Zeitspanne von 0,04 μs
bis 0,6 μs
aufweist. Somit kann verhindert werden, dass der obere und der un tere
Zweig einen Kurzschluss bilden, während lediglich ein Spannungsstoß verringert werden
kann.
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Weiter
können
die MOS-Transistoren FET1 und 2 so entworfen sein, dass sie einer
hohen Spannung widerstehen und einen geringen Strom führen, um
es dem MOS-Transistor FET2 weiter zu ermöglichen, an sich mit einem
minimierten Verlust zu schalten. Der Entwurf kann beispielsweise
so durchgeführt sein,
dass die MOS-Transistoren FET1 und 2 einen Strom von 1/10 desjenigen
des Bipolartransistors mit isoliertem Gate IGBT1 führen. Das
ermöglicht
es, die MOS-Transistoren FET1 und 2 in ihrer Größe zu verringern und eine Schaltung
zu minimieren.
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Es
sei angemerkt, dass der MOS-Transistor FET2 ein unipolares Element
und daher nicht durch eine Lebensdauer eines Restträgers beeinträchtigt ist.
Als solches ist es, wenn es mit dem Bipolartransistor mit isoliertem
Gate IGBT1 verglichen wird, vorteilhaft hervorragend in der Steuerbarkeit
des Schaltens. Wenn durch den eingeschalteten MOS-Transistor FET2
ein großer
Strom hindurchtritt, besteht die Möglichkeit, dass er einen größeren Schaltverlust aufweist
als der Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1. In der Wirklichkeit
führt der
MOS-Transistor FET2
dagegen lediglich einen kleinen Strom. Somit ist sein Schaltverlust
im wesentlichen vernachlässigbar.
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Mit
Bezug auf 6 stellt die vorliegende Erfindung
in einem Beispiel einer Abwandlung der zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine Wechselrichtervorrichtung 20 bereit,
die sich von der Wechselrichtervorrichtung 1 darin unterscheidet,
dass sie eine Signalerzeugungsschaltung enthält, die einen signifikant kleinen
Puls erzeugt, der den MOS-Transistor FET1 ansteuert.
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Insbesondere
unterscheidet sie sich darin, dass sie weiter einen Einzelpulstriggerpulsgenerator 15#,
der einen an das Gate des MOS-Transistors FET2 angelegten signifikant
kleinen Puls erzeugt, einen Komparator COMP#, eine Zehnerdiode ZD2
sowie Widerstandselemente R3 und R4 enthält.
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Eine
Kathodenseite der Zehnerdiode ZD2 ist elektrisch mit dem Knoten
N0 verbunden, und eine Anodenseite ist über die Widerstandselemente
R3 und R4 elektrisch mit der Massespannung GND verbunden.
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Die
Widerstandselemente R3 und R4 sind über einen Knoten, der elektrisch
mit einem Anschluss des Komparators COMP# verbunden ist, in Reihe
zwischen die Zehnerdiode ZD2 und die Massespannung GND geschaltet.
Der Komparator COMP# empfängt
an seinem anderen Anschluss eine Referenzspannung Vref2, vergleicht
eine an dem die Widerstandselemente R3 und R4 verbindenden Knoten
erzeugte Spannung mit der Referenzspannung Vref2 und gibt ein Ergebnis
einen solchen Vergleichs an den Einzelpulstriggerpulsgenerator 15# aus.
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Wenn
der Einzelpulstriggerpulsgenerator 15# das Ergebnis, d.h.
ein Signal mit hohem Pegel, von dem Komparator COMP# empfängt, gibt
er ein Einzelpulssignal (einen signifikant kleinen Puls) an den
MOS-Transistor FET2 aus.
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Der
obige Betrieb wird nun genauer beschrieben.
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Wenn
der ausgeschaltete Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 beginnt,
zum Einschalten überzugehen,
beginnen die Spannung Vce2 der Diode D2 oder des Bipolartransistors
mit isoliertem Gate IGBT2 zwischen dem Kollektor und dem Emitter
sich zu ändern,
und abhängig
von dI/dt eines Rückstellstroms
wird ein Spannungsstoß bewirkt.
Dieser Spannungsstoß wird
die Zehnerspannung der Zehnerdiode ZD2 überschreiten, die Widerstandselemente
R3 und R4 werden eine Spannung empfangen, und eine durch die Widerstandselement
R3 und R4 entsprechend ihren Wider standswerten geteilte Spannung
wird an dem Knoten erzeugt, der die Widerstandselemente verbindet.
Der Komparator COMP# vergleicht die so an dem Knoten erzeugte Spannung
mit der Referenzspannung Vref2, und wenn eine Spannung größer gleich
der Referenzspannung Vref2 an dem Knoten erzeugt wird, gibt der Komparator
COMP# ein Ergebnis dieses Vergleichs, das den hohen Pegel anzeigt,
an den Einzelpulstriggerpulsgenerator 15# aus.
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Der
Einzelpulstriggerpulsgenerator 15# empfängt von dem Komparator COMP#
ein Signal des Ergebnisses dieses Vergleichs (das den "hohen" Pegel anzeigt) und
gibt einen signifikant kleinen Puls, der einen hohen Pegel für eine Zeitspanne
von 0,04 bis 0,6 μs
hat, lediglich einmal aus. Der Puls wird an den MOS-Transistor FET2 angelegt,
um den MOS-Transistor FET2 während
der Einschaltzeitspanne des Bipolartransistors mit isoliertem Gate IGBT1
temporär
einzuschalten, um es einem Anteil des Rückstellstroms zu ermöglichen, über den MOS-Transistor
FET2 nebengeschlossen zu werden. Dieser Vorgang kann wie in der
zweiten Ausführungsform
beschrieben einen Spannungsstoß verringern
oder verhindern.
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Es
sei angemerkt, dass der signifikant kleine Puls eine Breite (oder
eine Zeitspanne des hohen Pegels) aufweisen kann, der innerhalb
der Einschaltzeitspanne des Bipolartransistors mit isoliertem Gate IGBT1
eingestellt ist und der in einem optimalen Bereich entsprechend
einer Eigenschaft der Wechselrichtervorrichtung eingestellt sein
kann. Die Einschaltzeitspanne des Bipolartransistors mit isoliertem Gate
IGBT1 ist beispielsweise auf 0,2 μs
bis 3 μs
eingestellt.
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Im
allgemeinen ist ein Spannungsstoßtoleranzwert innerhalb eines
Nennspannungsfestigkeitsbereichs eines interessierenden Elements
eingestellt. Dementsprechend kann das Einstellen der Zehnerspannung
der Zehnerdiode ZD2 auf einen Wert, der größer gleich der Nennspannungsfestigkeit der
Vorrichtung des Bipo lartransistors mit isoliertem Gate IGBT2 oder
der Diode D2 ist, auch lediglich einen Spannungsstoß verringern
oder verhindern, der bewirkt wird, wenn eine große Last beteiligt ist und ein
großer
Strom unterbrochen wird, so dass der MOS-Transistor FET2 so eingestellt
sein kann, dass er nicht arbeitet, wenn eine kleine Last beteiligt
ist und ein kleiner Strom unterbrochen wird und kein großer Spannungsstoß erzeugt
wird. Das kann verhindern, dass der MOS-Transistor FEET2 unnötigerweise
arbeitet und dementsprechend Wärme
erzeugt, sowie ein überflüssiges Schalten
und somit Liefern eines erhöhten
Verlustes.
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Während oben
ein System beschrieben wurde, das einen Rückkehrspannungsstoß verringert oder
verhindert, d.h. einen Spannungsstoß, der erzeugt wird, wenn der
ausgeschaltete Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT1 zum Einschalten übergeht,
sei angemerkt, dass es auch auf den Bipolartransistor mit isoliertem
Gate IGBT2 zutrifft, der zum Schalten betrieben wird, wenn die Last
L1 mit der Leistungsversorgung V1 verbunden ist. Ein ähnliches System
kann auch angewendet werden, um einen Spannungsstoß zu verringern
oder zu verhindern, der bewirkt wird, wenn der ausgeschaltete Bipolartransistor
mit isoliertem Gate IGBT2 zum Einschalten übergeht.
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Während die
vorliegende Ausführungsform mit
Bezug auf eine Wechselrichtervorrichtung mit einer Halbbrückenschaltung
als Beispiel beschrieben wurden, sind sie auch auf diejenige anwendbar,
die eine Vollbrückenschaltung
verwendet, und in ähnlicher
Weise auf ein intelligentes Leistungsmodul (IPM = Intelligent Power
Module), eine Halbleitervorrichtung, die einen IGBT aufweist, der
als Schaltelement dient.
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Weiter
können
die erste und die zweite Ausführungsform
und ihre Abwandlungen natürlich
geeignet miteinander kombiniert werden.