CN101154880A - 抑制浪涌电压的半导体器件 - Google Patents
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 52
- 101100484930 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) VPS41 gene Proteins 0.000 claims description 28
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 21
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 abstract description 24
- 230000007704 transition Effects 0.000 abstract description 10
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 17
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 14
- 238000000034 method Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 5
- 230000009471 action Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 2
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
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- H10D89/00—Aspects of integrated devices not covered by groups H10D84/00 - H10D88/00
- H10D89/60—Integrated devices comprising arrangements for electrical or thermal protection, e.g. protection circuits against electrostatic discharge [ESD]
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Abstract
在绝缘栅型双极晶体管开始从导通状态转移至非导通状态时，在绝缘栅型双极晶体管(IGBT1)的集电极与发射极之间，会产生与截断开关时流过线圈(L1)的电流(I1)时的电流变化率(dI/dt)的大小和变换器电路内部的电极布线电感成比例的浪涌电压。在绝缘栅型双极晶体管(IGBT1)关断的时间(关断时间)内使MOS晶体管(FET1)暂时导通。如果使MOS晶体管(FET1)暂时导通，则可使电流(I1)中的一部分电流被MOS晶体管(FET1)旁路。于是，由于表观上的电流(I1)的电流变化率(dI/dt)趋于缓和，故抑制了绝缘栅型双极晶体管(IGBT1)中产生的浪涌电压。
Description
技术领域
本发明涉及功率用半导体元件的过压保护。
背景技术
为了有效地利用电能，采用了功率(power)用半导体元件的功率变换器件得到广泛应用，例如，作为称之为电动机驱动用的功率变换器件的功率电子器件，可举出变换器件(inverter device)等。
作为该变换器件内的功率用半导体器件，近年来广泛地采用绝缘栅型双极晶体管(IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor))。
而且，采用了下述这样的方式：将该功率用半导体元件即IGBT用作开关元件，高速地切换电流等以控制较高电压和较大电流。在这类器件中，由于半导体元件在开关时会产生大的电流变化(以下，用电流变化率：dI/dt来表示电流变化的程度)，所以起因于电路的浮置电感的大的浪涌电压(surge voltage)被施加在半导体元件上。
在该浪涌电压的作用下，一旦开关时的电流/电压轨迹超出半导体元件的安全工作区(SOA)，则会引起元件击穿。
因此，以往提出了抑制因浪涌电压造成的元件击穿的各种方式。例如可列举如下：特开平04-354156号公报、特开2000-324797号公报、特开平01-280355号公报、特开平07-288456号公报、特开2002-135973号公报、特开2005-295653号公报和特开2006-42410号公报。
另一方面，由于如上所述浪涌电压依赖于半导体元件在开关时的电流变化率dI/dt而增大，所以通过减缓电流截断速度可使浪涌电压减少，但这是一种开关损耗也增大的折衷关系。
发明内容
本发明是为了解决上述问题而进行的，其目的在于，提供一种可更减少因过大的浪涌电压造成的元件击穿和开关损耗的半导体器件。
本发明的半导体器件具备：半桥(half bridge)电路，具有：第1半导体开关元件，设置在第1电压与输出节点之间，响应于第1控制信号的输入而驱动；以及第2半导体开关元件，与第1半导体开关元件串联连接在输出节点与比第1电压低的第2电压之间，响应于第2控制信号的输入而驱动；以及第1 MOS晶体管，与第1半导体开关元件相对应地设置，与第1半导体开关元件并联连接，接收第3控制信号的输入而导通或非导通。在第1半导体开关元件响应于第1控制信号的输入而从导通状态移至非导通状态的期间，第1 MOS晶体管响应于第3控制信号的输入而暂时被设定为导通状态。
在本发明的半导体器件中，在第1半导体开关元件从导通状态移至非导通状态的期间，第1 MOS晶体管暂时被设定为导通状态，由此可使通过第1半导体开关元件的通过电流被第1 MOS晶体管旁路，使流过第1半导体开关元件的通过电流的电流变化率减缓，从而可抑制浪涌电压。
本发明的另一半导体器件具备：半桥电路，具有：第1半导体开关元件，设置在第1电压与输出节点之间，响应于第1控制信号的输入而驱动；以及第2半导体开关元件，与第1半导体开关元件串联连接在输出节点与比第1电压低的第2电压之间，响应于第2控制信号的输入而驱动；以及第1 MOS晶体管，与第2半导体开关元件相对应地设置，与第2半导体开关元件并联连接，接收第3控制信号的输入而导通或非导通。在第1半导体开关元件响应于第1控制信号的输入而从非导通状态移至导通状态的期间，第1 MOS晶体管响应于第3控制信号的输入而暂时被设定为导通状态。
另外，在本发明的另一半导体器件中，在第1半导体开关元件从非导通状态移至导通状态的期间，第1 MOS晶体管暂时被设定为导通状态，由此可使第1半导体开关元件导通时依赖于所通过的通过电流而产生的复原电流(recovery current)被第1 MOS晶体管旁路，使复原电流的电流变化率减缓，从而可抑制浪涌电压。
本发明的上述和其它的目的、特征、方面和优点可从结合附图而被理解的与本发明相关的下述详细说明中得知。
附图说明
图1是本发明的实施例1的变换器件的电路结构图。
图2是说明在绝缘栅型双极晶体管1导通时抑制成为非导通时的浪涌电压的情况的图。
图3是本发明的实施例1的变形例的变换器件的电路结构图。
图4是本发明的实施例2的变换器件的电路结构图。
图5是说明在绝缘栅型双极晶体管1为非导通状态时抑制成为导通状态时的浪涌电压的情况的图。
图6是本发明的实施例2的变形例的变换器件的电路结构图。
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的实施例。再有，对图中相同或相当的部分标以相同的符号而不重复其说明。
实施例1
参照图1，在本例中作为本发明实施例1的变换器件1的一例，说明对于将直流变换为交流的半桥电路抑制浪涌电压的方式。在此处，示出了形成半桥电路的绝缘栅型双极晶体管IGBT1、IGBT2与电源V1串联连接，并对与节点N0连接的线圈L1的负载供给电流I1的情形。电容器C1是电源电容。绝缘栅型双极晶体管IGBT1的集电极经电极布线电感Ls3与电源V1的正侧的节点N1连接，发射极经电极布线电感Ls5与节点N0连接。另外，绝缘栅型双极晶体管IGBT2的集电极经电极布线电感Ls7与节点N0连接，发射极经电极布线电感Ls9与电源V1的负侧的节点N2连接。
另外，与绝缘栅型双极晶体管IGBT1对应地分别并联设置二极管D1和MOS晶体管FET1(也称为上臂)。具体地说，二极管D1的阴极侧经电极布线电感Ls4与节点N1连接，二极管D1的阳极侧经电极布线电感Ls6与节点N0连接。另外，MOS晶体管FET1与二极管D1并联设置在节点N1与节点N0之间，其栅极接收后述的脉冲信号的输入。另外，与绝缘栅型双极晶体管IGBT2对应地分别并联设置二极管D2和MOS晶体管FET2(也称为下臂)。具体地说，二极管D2的阴极侧经电极布线电感Ls8与节点N0连接，二极管D2的阳极侧经电极布线电感Ls10与节点N2连接。MOS晶体管FET2与二极管D2并联设置在节点N0与节点N2之间，其栅极接收后述的脉冲信号的输入。
另外，电极布线电感Ls1被设置在电源V1与节点N1之间。另外，电极布线电感Ls2被设置在接地电压GND与节点N2之间。
再有，电极布线电感Ls1、Ls2的电感值大于电极布线电感Ls3～Ls10各自的电感值。在本例中，例如将电极布线电感Ls1、Ls2的电感值之和设定为电极布线电感Ls3～Ls10的总计程度的电感值。
借助于开关工作控制上述绝缘栅型双极晶体管IGBT1，由此将所希望的电流供给作为负载的线圈L1。由于该开关(switching)工作是一般性的技术，故省略其说明。
用图2说明在绝缘栅型双极晶体管IGBT1导通时抑制成为非导通时的浪涌电压的情况。
参照图2，在时刻t1绝缘栅型双极晶体管开始从导通状态转移至非导通状态。即，绝缘栅型双极晶体管IGBT1被设定为非导通状态，绝缘栅型双极晶体管IGBT1的集电极与发射极之间被设定为电压V1。此时，在绝缘栅型双极晶体管IGBT1的集电极与发射极之间，会产生与截断开关时流过线圈L1的电流I1时的电流变化率dI/dt的大小和变换器电路内部的电极布线电感成比例的浪涌电压。在本例中，在时刻t2超过电压V1，产生浪涌电压。再有，所谓浪涌电压是指从浪涌峰值电压超出电压V1的电压。
在本实施例中，在绝缘栅型双极晶体管IGBT1关断的时间(关断时间)内使MOS晶体管FET1暂时导通。例如，为了使MOS晶体管FET1暂时导通，可将极小的脉冲供给MOS晶体管FET1的栅极。再有，所谓绝缘栅型双极晶体管IGBT1关断的时间(从导通状态移至非导通状态的期间)，被设定为流过绝缘栅型双极晶体管IGBT1的电流I1从开始减少至收敛于大致0附近的时间(时刻t2～时刻t3)。作为一例，绝缘栅型双极晶体管IGBT1的关断时间可设定为0.2～3μs。另外，作为一例，可将极小脉冲的脉冲时间设定为绝缘栅型双极晶体管IGBT1的关断时间的50％左右(0.1～1.5μs)。
如果在绝缘栅型双极晶体管IGBT1的关断时间(时刻t2～时刻t3)内使MOS晶体管FET1暂时导通，则可使电流I1中的一部分电流被MOS晶体管FET1旁路。于是，由于表观上的电流I1的电流变化率dI/dt趋于缓和，故抑制了绝缘栅型双极晶体管IGBT1中所产生的浪涌电压。在图2中，示出了由于产生流过MOS晶体管FET1的漏极电流，故流过绝缘栅型双极晶体管IGBT1和MOS晶体管FET1的电流的下降斜率比起没有MOS晶体管FET1的情况下的绝缘栅型双极晶体管IGBT1的集电极电流的下降要缓和的情况。即，比起没有MOS晶体管FET1的情况，电流变化率dI/dt趋于缓和。
按照该方式，在未设置MOS晶体管FET1、FET2的现有结构中，有无法充分地抑制浪涌电压从而使元件击穿的可能性，但按照本申请的方式，却能充分地抑制浪涌电压。
另外，由于不变更绝缘栅型双极晶体管IGBT1本身的工作而像通常那样截断，所以几乎不增加开关损耗。另外，虽然对MOS晶体管FET1施加高电压，但由于在极小脉冲作用下导通时间极短，所以使电流I1旁路的通过电流量也小，从而可将MOS晶体管FET1本身的开关损耗抑制得很小。
另外，通过将MOS晶体管FET1、FET2设计成高耐压、小电流容量，可进一步将FET1本身的开关损耗抑制得很小。例如，也可对绝缘栅型双极晶体管IGBT1设计成驱动1/10的电流。由此，也可减小MOS晶体管FET1、FET2的尺寸，从而可使电路小型化。
再有，由于MOS晶体管FET1是单极元件，所以不受残留载流子的寿命的影响，因此与作为双极元件的绝缘栅型双极晶体管IGBT1相比，具有在开关时控制性优越的优点。另一方面，在导通时，一旦使高电流通过，则会有开关损耗比绝缘栅型双极晶体管IGBT1增大的可能性，但由于通过MOS晶体管FET1的电流小，所以几乎可忽略开关损耗。
实施例1的变形例
参照图3，本发明实施例1的变形例的变换器件10与变换器件1相比，其不同点在于，前者还设置生成对MOS晶体管FET1进行驱动的极小脉冲的信号生成电路。
具体地说，其不同点在于，前者还设置：对MOS晶体管FET1的栅极生成极小脉冲的单触发脉冲(one shot trigger pulse)发生器15、比较器COMP、齐纳二极管ZD1和电阻R1、R2。
齐纳二极管ZD1的阴极侧与电源V1的正侧电耦合。另外，阳极侧经电阻R1、R2与接地电压GND电耦合。
电阻R1、R2被串联连接在齐纳二极管ZD1与接地电压GND之间，其连接节点与比较器COMP的一个端子电耦合。基准电压Vref1被输入到比较器COMP的另一端子上，比较器COMP基于基准电压Vref1与电阻R1、R2的连接节点处生成的电压的比较，将比较结果输出给单触发脉冲发生器15。
单触发脉冲发生器15响应于来自比较器COMP的比较结果例如“H”电平的信号，而将单触发脉冲信号(极小脉冲)输出给MOS晶体管FET1。
现说明具体的工作。
在绝缘栅型双极晶体管从导通状态开始转移到非导通状态时，如上所述，在绝缘栅型双极晶体管IGBT1的集电极与发射极之间产生浪涌电压。该浪涌电压超过齐纳二极管ZD1的齐纳电压，被施加到电阻R1、R2上。在连接节点处生成按照电阻R1、R2的电阻分割的电压。比较器COMP将按照电阻分割的连接节点处生成的电压与基准电压Vref1进行比较，当在连接节点生成了大于等于基准电压Vref1的电压的情况下，将“H”电平的比较结果输出给单触发脉冲发生器15。
单触发脉冲发生器15接收来自比较器COMP的比较结果(“H”电平)的信号，仅仅输出一次极小脉冲(“H”电平的期间为0.1～1.5μs)。MOS晶体管FET1接收该极小脉冲，在绝缘栅型双极晶体管IGBT1的关断期间暂时使MOS晶体管FET1导通，从而使电流I1的一部分电流被MOS晶体管FET1旁路。通过该工作，如在实施例1中说明过的那样，可抑制浪涌电压。
再有，关于该极小脉冲的宽度(“H”电平的期间)，可在绝缘栅型双极晶体管IGBT1的关断期间内加以设定，并可按照变换器件10的特性来设定最佳范围。例如，作为绝缘栅型双极晶体管IGBT1的关断期间，约为0.2μs～3μs。
一般来说，由于浪涌电压的容许值被设定在元件额定耐压以内，所以通过将齐纳二极管ZD1的齐纳电压设定为绝缘栅型双极晶体管IGBT1或二极管D1的元件额定耐压以上，从而可抑制仅仅在高负载的高电流截断时所产生的浪涌电压，因此在浪涌电压不怎么发生的低负载的低电流时可将MOS晶体管FET1设定成不工作。由此，可抑制因MOS晶体管FET1的无用工作造成的发热和开关损耗。
另外，包含在本实施例1的信号生成电路的单触发脉冲发生器15是在产生浪涌电压的情况下仅输出一次极小脉冲的结构，并非是在产生浪涌电压的期间内使MOS晶体管FET1成为导通状态的方式。因此，可抑制在长时间施加过大的浪涌电压的情况下因通过MOS晶体管FET1长时间处于导通状态而产生的发热所造成的热击穿。
另外，由于在本发明的实施例1的信号生成电路中，是在比较器COMP中对按照电阻R1、R2的电阻分割的电压与基准电压Vref1进行比较以检测出浪涌电压的方式，所以通过调整电阻R1、R2的电阻值或调整基准电压Vref1，也可对浪涌电压的检测电平进行微调。
再有，如上所述，虽然说明了抑制在绝缘栅型双极晶体管IGBT1从导通状态转移到非导通状态时的开关工作所产生的浪涌电压即关断浪涌电压的方式，但在将负载L1与电源V1连接在一起的情况下的绝缘栅型双极晶体管IGBT2的开关工作也是同样的，通过应用同样的方式，也可抑制在绝缘栅型双极晶体管IGBT2从导通状态转移到非导通状态时所产生的浪涌电压即关断浪涌电压。
实施例2
在上述的实施例1中，说明了抑制在绝缘栅型双极晶体管IGBT1从导通状态转移到非导通状态时所产生的浪涌电压即关断电压的方式，而在本实施例2中，说明抑制在绝缘栅型双极晶体管IGBT1从非导通状态转移到导通状态时所产生的浪涌电压即关断电压的方式。
参照图4，本发明的实施例2的变换器件具有与实施例1中说明过的变换器件1同样的电路结构图。
首先，说明绝缘栅型双极晶体管IGBT1从非导通状态转移到导通状态时所产生的浪涌电压。
由于半桥电路的开关工作，在作为负载的线圈L1和二极管D2的闭合电路中，呈现电流I1回流的状态的所谓活轮(free wheel)状态。
而且，在绝缘栅型双极晶体管IGBT1从非导通状态转移到导通状态时，有复原电流流过二极管D2。与该复原电流的电流变化率dI/dt和变换器电路内部的电极布线电感的大小成比例的浪涌电压产生在绝缘栅型双极晶体管IGBT2的集电极与发射极之间或二极管D2的阳极与阴极之间。再有，将二极管D2的阳极与阴极间电压或绝缘栅型双极晶体管IGBT的集电极与发射极间电压定为电压Vce2。
因此，虽然考虑到由于在施加了超过元件耐压的浪涌电压的情况下具有元件遭到击穿的可能性从而使电流变化率dI/dt趋于缓和，但如上所述，这是一种开关损耗也增大的折衷关系。
用图5说明在绝缘栅型双极晶体管IGBT1为非导通状态时抑制成为导通状态时的浪涌电压的情况。
参照图5，在此处，在时刻t4，绝缘栅型双极晶体管IGBT1开始从非导通状态转移到导通状态。在此处，示出了绝缘栅型双极晶体管IGBT1的集电极与发射极间电压即Vce1开始发生变化的情形。另外，与此相伴，绝缘栅型双极晶体管IGBT2的集电极与发射极间电压即Vce2也开始发生变化。
在时刻t5，绝缘栅型双极晶体管IGBT1的集电极电流和二极管D2的导通电流开始发生变化。在时刻t6，绝缘栅型双极晶体管IGBT1的集电极电流变为最大。与此相伴，反向流动的二极管D2的复原电流变为最大。该复原电流的电流变化率dI/dt与绝缘栅型双极晶体管IGBT1成为导通状态时的导通电流的电流变化率dI/dt成比例。在图5中，示出了在用虚线围住的区域内绝缘栅型双极晶体管IGBT1的集电极电流的斜率即电流变化率dI/dt和流过二极管D2的复原电流的斜率即电流变化率dI/dt。依赖于该复原电流的斜率即电流变化率dI/dt，在二极管D2的阳极与阴极之间或绝缘栅型双极晶体管IGBT2中产生浪涌电压。在本例中，在时刻t7，示出了成为浪涌电压的峰值的情形。在本实施例2的方式中，在绝缘栅型双极晶体管IGBT1导通的时间(导通时间)内暂时使MOS晶体管FET2导通。例如，为了暂时使MOS晶体管FET2导通，可对MOS晶体管FET2的栅极供给极小脉冲。再有，所谓绝缘栅型双极晶体管IGBT1导通的时间(从非导通状态移至导通状态的期间)，被设定为从流过绝缘栅型双极晶体管IGBT1的电流I1开始上升到转移至电流值为某恒定电平的平衡状态的时刻t8的时间(时刻t5～时刻t8)。作为一例，可将绝缘栅型双极晶体管IGBT1的导通时间设定为0.2～3μs。另外，作为一例，可将极小脉冲的脉冲时间设定为绝缘栅型双极晶体管IGBT1的关断时间的20％左右(0.04～0.6μs)。
在绝缘栅型双极晶体管IGBT1的导通时间(时刻t5～时刻t8)内，一旦暂时使MOS晶体管FET2导通，则可使MOSFET2旁路掉复原电流中的一部分电流。于是，由于绝缘栅型双极晶体管IGBT1的集电极电流的电流变化率dI/dt趋于缓和，所以施加于二极管D2或绝缘栅型双极晶体管IGBT2的浪涌电压受到抑制。在此处，示出了由于MOS晶体管FET2导通而有复原电流中的20％～30％的电流作为漏极电流流过的情形。
按照该方式，在未设置MOS晶体管FET1、FET2的现有结构中，具有无法充分地抑制浪涌电压从而使元件击穿的可能性，但按照本申请的方式，却能充分地抑制浪涌电压。
另外，由于不变更绝缘栅型双极晶体管IGBT1本身的工作而像通常那样工作，所以几乎不增加开关损耗。另外，虽然对MOS晶体管FET2施加高电压，但由于在极小脉冲作用下导通时间极短，所以使复原电流被旁路的通过电流量也小，从而可将MOS晶体管FET2本身的开关损耗抑制得很小。另外，由于绝缘栅型双极晶体管IGBT1导通，MOS晶体管FET2导通，所以具有引起使上臂与下臂短路的上下臂短路的可能性，但由于MOS晶体管FET2导通的时间(极小脉冲的“H”电平的期间为0.04～0.6μs)是极短的时间，从而能仅降低浪涌电压而不至引起上下臂短路。
另外，通过将MOS晶体管FET1、FET2设计成高耐压、小电流容量，可进一步将FET2本身的开关损耗抑制得很小。例如，也可对绝缘栅型双极晶体管IGBT1设计成驱动1/10的电流。由此，也可减小MOS晶体管FET1、FET2的尺寸，从而可使电路小型化。
再有，由于MOS晶体管FET2是单极元件，不受残留载流子的寿命的影响，所以与绝缘栅型双极晶体管IGBT1相比，具有在开关时控制性优越的优点。另一方面，在导通时，一旦使高电流通过，则具有开关损耗比绝缘栅型双极晶体管IGBT1增大的可能性，但由于通过MOS晶体管FET2的电流小，所以几乎可忽略开关损耗。
实施例2的变形例
参照图6，本发明的实施例2的变形例的变换器件20与变换器件1相比，其不同点在于，前者还设置生成对MOS晶体管FET2进行驱动的极小脉冲的信号生成电路。
具体地说，其不同点在于，前者还设置：对MOS晶体管FET2的栅极生成极小脉冲的单触发脉冲发生器15#、比较器COMP#、齐纳二极管ZD2和电阻R3、R4。
齐纳二极管ZD2的阴极侧与输出节点N0电耦合。另外，阳极侧经电阻R3、R4与接地电压GND电耦合。
电阻R3、R4被串联连接在齐纳二极管ZD2与接地电压GND之间，其连接节点与比较器COMP#的一个端子电耦合。基准电压Vref2被输入到比较器COMP#的另一端子上，比较器COMP#基于基准电压Vref2与电阻R3、R4的连接节点处生成的电压的比较，将比较结果输出给单触发脉冲发生器15#。
单触发脉冲发生器15#响应于来自比较器COMP#的比较结果例如“H”电平的信号，而将单触发脉冲信号(极小脉冲)输出给MOS晶体管FET2。
现说明具体的工作。
在绝缘栅型双极晶体管IGBT1从非导通状态开始转移到导通状态时，如上所述，二极管D2或绝缘栅型双极晶体管IGBT2的集电极与发射极间电压Vce2开始发生变化，依赖于复原电流的电流变化率dI/dt而产生浪涌电压。该浪涌电压超过齐纳二极管ZD2的齐纳电压，被施加到电阻R3、R4上。而且，在连接节点处生成按照电阻R3、R4的电阻分割的电压。比较器COMP#将按照电阻分割的连接节点处生成的电压与基准电压Vref2进行比较，当在连接节点生成了大于等于基准电压Vref的电压的情况下，将“H”电平的比较结果输出给单触发脉冲发生器15#。
单触发脉冲发生器15#接收来自比较器COMP#的比较结果(“H”电平)的信号，仅仅输出一次极小脉冲(“H”电平的期间为0.04～0.6μs)。MOS晶体管FET2接收该极小脉冲，在绝缘栅型双极晶体管IGBT1的导通期间暂时使MOS晶体管FET2导通，从而使复原电流中的一部分电流被MOS晶体管FET2旁路。通过该工作，如在实施例2中说明过的那样，可抑制浪涌电压。
再有，关于该极小脉冲的宽度(“H”电平的期间)，可在绝缘栅型双极晶体管IGBT1的导通期间内加以设定，并可按照变换器件的特性来设定最佳范围。例如，作为绝缘栅型双极晶体管IGBT1的导通期间，约为0.2μs～3μs。
一般来说，由于浪涌电压的容许值被设定在元件额定耐压以内，所以通过将齐纳二极管ZD2的齐纳电压设定为绝缘栅型双极晶体管IGBT2或二极管D2的元件额定耐压以上，从而可抑制仅仅在高负载的高电流截断时所产生的浪涌电压，因此在浪涌电压不怎么发生的低负载的低电流时可将MOS晶体管FET2设定成不工作。由此，可抑制因MOS晶体管FET2的无用工作造成的发热和开关损耗。
再有，如上所述，虽然说明了抑制在绝缘栅型双极晶体管IGBT1从非导通状态转移到导通状态时所产生的浪涌电压即复原浪涌电压的方式，但在将负载L1与电源V1连接在一起的情况下的绝缘栅型双极晶体管IGBT2的开关工作也是同样的，通过应用同样的方式，也可抑制在绝缘栅型双极晶体管IGBT2从非导通状态转移到导通状态时所产生的浪涌电压。
在本实施例中，虽然举采用半桥电路的变换器件为例进行了说明，但不限于半桥电路，也可应用于全桥电路，同样可应用于以IGBT为开关元件的半导体器件(IPM)(Inteligent Power Module：智能功率模块)。
另外，当然也可将实施例1和2以及它们的变形例适当地进行组合而加以应用。
虽然详细地说明并揭示了本发明，但显然可理解这仅仅是例示性而非限定性的，发明的宗旨和范围仅由所附权利要求的范围加以限定。
Claims (6)
1.一种半导体器件，其具备：
半桥电路(1)，具有：第1半导体开关元件(IGBT1)，设置在第1电压(V1)与输出节点(N0)之间，响应于第1控制信号的输入而驱动；以及第2半导体开关元件(IGBT2)，与上述第1半导体开关元件串联连接在上述输出节点和比第1电压低的第2电压(GND)之间，响应于第2控制信号的输入而驱动；以及
第1MOS晶体管(FET1)，与上述第1半导体开关元件相对应地设置，与上述第1半导体开关元件并联连接，接收第3控制信号的输入而导通或非导通，
在上述第1半导体开关元件响应于上述第1控制信号的输入而从导通状态移至非导通状态的期间中，上述第1MOS晶体管响应于上述第3控制信号的输入而暂时被设定为导通状态。
2.如权利要求1所述的半导体器件，其中，还具备：
信号生成电路，检测在上述第1半导体开关元件响应于上述第1控制信号的输入而从导通状态移至非导通状态的期间中所产生的规定的浪涌电压，生成上述第3控制信号。
3.如权利要求2所述的半导体器件，其中，上述信号生成电路包含：
第1和第2电阻元件(R1、R2)，串联连接在上述第1电压与上述第2电压之间；
恒压二极管(ZD1)，设置在上述第1和第2电阻元件与上述第1电压之间，其阴极侧与上述第1电压连接，阳极侧与上述第1和第2电阻元件连接；
比较器(COMP)，将上述第1和第2电阻元件的连接节点处所生成的电压与基准电压进行比较；以及
单触发脉冲信号生成电路(15)，根据上述比较器的比较结果，生成作为上述第3控制信号的单触发脉冲信号。
4.一种半导体器件，其具备：
半桥电路(1)，具有：第1半导体开关元件(IGBT1)，设置在第1电压(V1)与输出节点(N0)之间，响应于第1控制信号的输入而驱动；以及第2半导体开关元件(IGBT2)，与上述第1半导体开关元件串联连接在上述输出节点和比第1电压低的第2电压(GND)之间，响应于第2控制信号的输入而驱动；以及
第1MOS晶体管(FET2)，与上述第2半导体开关元件相对应地设置，与上述第2半导体开关元件并联连接，接收第3控制信号的输入而导通或非导通，
在上述第1半导体开关元件响应于上述第1控制信号的输入而从非导通状态移至导通状态的期间中，上述第1MOS晶体管响应于上述第3控制信号的输入而暂时被设定为导通状态。
5.如权利要求4所述的半导体器件，其中，还具备：
信号生成电路，检测在上述第1半导体开关元件响应于上述第1控制信号的输入而从非导通状态移至导通状态的期间中所产生的规定的浪涌电压，生成上述第3控制信号。
6.如权利要求5所述的半导体器件，其中，上述信号生成电路包含：
第1和第2电阻元件(R3、R4)，串联连接在上述输出节点与上述第2电压之间；
恒压二极管(ZD2)，设置在上述第1和第2电阻元件与上述输出节点之间，其阴极侧与上述输出节点连接，阳极侧与上述第1和第2电阻元件连接；
比较器(COMP#)，将上述第1和第2电阻元件的连接节点处所生成的电压与基准电压进行比较；以及
单触发脉冲信号生成电路(15#)，根据上述比较器的比较结果，生成作为上述第3控制信号的单触发脉冲信号。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006-258329 | 2006-09-25 | ||
| JP2006258329A JP4675302B2 (ja) | 2006-09-25 | 2006-09-25 | 半導体装置 |
| JP2006258329 | 2006-09-25 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN101154880A true CN101154880A (zh) | 2008-04-02 |
| CN101154880B CN101154880B (zh) | 2012-08-08 |
Family
ID=39154777
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN2007101011037A Active CN101154880B (zh) | 2006-09-25 | 2007-04-26 | 抑制浪涌电压的半导体器件 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7830196B2 (zh) |
| JP (1) | JP4675302B2 (zh) |
| CN (1) | CN101154880B (zh) |
| DE (1) | DE102007019524B4 (zh) |
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| DE102007019524B4 (de) | 2020-12-31 |
| US20080074816A1 (en) | 2008-03-27 |
| JP4675302B2 (ja) | 2011-04-20 |
| CN101154880B (zh) | 2012-08-08 |
| DE102007019524A1 (de) | 2008-04-10 |
| US7830196B2 (en) | 2010-11-09 |
| JP2008079475A (ja) | 2008-04-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant |