JP2005295653A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 使用電流の変動に拘らずスイッチング素子の損失を抑えた高効率運転を実現できるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】 MOS型FET7とIGBT22とを並列接続して、スイッチング素子21を構成する。また、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが少なくなるにしたがって、その電流IaがMOS型FET7に多く流れ、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが多くなるにしたがって、その電流IaがIGBT22に多く流れるように構成する。このようにすれば、使用電流の変動に関係なくスイッチング素子21の損失を抑制した高効率運転を実現できる。
【選択図】 図1
【解決手段】 MOS型FET7とIGBT22とを並列接続して、スイッチング素子21を構成する。また、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが少なくなるにしたがって、その電流IaがMOS型FET7に多く流れ、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが多くなるにしたがって、その電流IaがIGBT22に多く流れるように構成する。このようにすれば、使用電流の変動に関係なくスイッチング素子21の損失を抑制した高効率運転を実現できる。
【選択図】 図1
Description
この発明は、バックアップ電源を搭載した無停電電源装置や、力率改善用の昇圧コンバータなどを含むスイッチング電源装置に関するものである。
一般に、この種のスイッチング電源装置として知られるDC/DCコンバータは、直流電源からの入力電圧をスイッチング素子のスイッチング動作により巻線素子であるトランスの一次巻線に断続的に印加し、このトランスの二次巻線より誘起される電圧を出力側の整流平滑回路で整流平滑して、所要の直流出力電圧を得るようにしている。また、バックアップ電源を有するUPS(無停電電源装置)においても、商用電源からの交流電圧が正常に供給されている場合は、この交流電圧を整流器で直流に変換した入力電圧を、トランスとスイッチング素子からなるインバータにより、所要の交流出力電圧に変換して付加に供給する一方で、前記交流電圧の低下時若しくは停電時になると、それまで充電されていたバッテリからの入力電圧を前記インバータの入力側に供給して、負荷に引き続き交流出力電圧を供給するようになっている。
図3は、上記DC/DCコンバータや無停電電源装置と同様に、スイッチング電源装置の一種として利用される力率改善用の昇圧コンバータを示している。この昇圧コンバータの回路構成は、例えば特許文献1などで従来から知られている。
同図において、交流電源に相当する商用電源1の両端には入力端子2,3を介して整流部としての例えばダイオードブリッジからなる整流回路4が接続され、前記商用電源1からの交流電源電圧を整流して、後段の昇圧チョッパ回路5に供給する。この昇圧チョッパ回路5は周知のように、巻線素子であるチョークコイル6と、スイッチング素子であるMOS型FET7との直列回路を、入力電圧Viが発生する整流回路4の出力端間に接続すると共に、整流ダイオード8と平滑コンデンサ9との直列回路を、MOS型FET7の両端間すなわちドレイン−ソース間に接続して構成される。そして、MOS型FET7がオンのときには、整流回路4からの全波整流された直流電流によって、チョークコイル6にエネルギーを蓄え、MOS型FET7がオフのときには、このチョークコイル6に蓄えられたエネルギーを整流回路4の出力端間に発生する電圧に重畳させて、昇圧チョッパ回路5の入力電圧Viよりも高い直流出力電圧Voを平滑コンデンサ9の両端間に発生させるようにしている。
一方11は、前記平滑コンデンサ9により平滑された直流出力電圧Voをフィードバック信号として監視し、この直流出力電圧Voが一定となるようにMOS型FET7のパルス導通幅を制御する制御部である。この制御部11は、直流出力電圧Voが上昇するとMOS型FET7のパルス導通幅を狭め、逆に直流出力電圧Voが低下するとMOS型FET7のパルス導通幅を広げるように制御を行なうとともに、MOS型FET7をスイッチングすることで、チョークコイル6を介して取り込まれる電流波形を商用電源1からの正弦波状の電圧波形に近付け、入力力率を改善するようにしている。
特開2003−152345号公報
上記従来技術において、MOS型FET7のドレイン電流をId,オン抵抗をRonとすると、当該MOS型FET7のオン時における損失は、Id2×Ronとして表せる。即ち入力電圧Viが低く、MOS型FET7のドレイン電流Idが多く流れている場合には、その損失が大きくなって高効率での運転が不可能になる。
このような問題に対し、前記MOS型FET7に代えてIGBT(insulated gate bipolar transistor)をスイッチング素子として利用することが考えられる。このIGBTは、MOS型FET7よりもオン抵抗Ronが小さく、同程度のスイッチング速度を有すると共に、大電力給電に適しているという利点があるが、そのオン時における損失は、コレクタ電流をIc,コレクタ−エミッタ間飽和電圧をVce(set)とすると、Ic×Vce(set)として表せるため、今度は入力電圧Viが高く、IGBTのコレクタ電流をIcが少ない状況下で、やはりその損失が大きくなってしまう。つまり従来のスイッチング素子は、MOS型FET7若しくはIGBTのどちらを採用しても、入力電圧Viひいてはスイッチング素子に流れ込む使用電流の変動に拘らず、スイッチング素子の損失を抑えた高効率運転を実現することができなかった。
本発明は上記の課題に着目してなされたもので、使用電流の変動に拘らずスイッチング素子の損失を抑えた高効率運転を実現することが可能なスイッチング電源装置を提供することをその目的とする。
請求項1の発明は、スイッチング素子のスイッチングにより所要の出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、前記スイッチング素子はMOS型FETとIGBTとを並列接続してなり、前記スイッチング素子に流れ込む電流が少なくなるにしたがって、その電流が前記MOS型FETに多く流れ、前記スイッチング素子に流れ込む電流が多くなるにしたがって、その電流が前記IGBTに多く流れるように構成される。
この場合、MOS型FETのドレインとIGBTのコレクタ,およびMOS型FETのソースとIGBTのエミッタをそれぞれ繋いで、MOS型FETとIGBTとを並列接続したスイッチング素子を構成すると共に、スイッチング素子に流れ込む電流が少なくなるにしたがって、その電流がMOS型FETに多く流れ、スイッチング素子に流れ込む電流が多くなるにしたがって、その電流がIGBTに多く流れるように構成する。
このようにすれば、スイッチング素子への電流の流れ込みが少ない領域で、MOS型FETに電流が流れ、スイッチング素子への電流の流れ込みが多い領域で、IGBTに電流が流れることになり、使用電流の変動に関係なくスイッチング素子の損失を抑制した高効率運転を実現できる。
このようにすれば、スイッチング素子への電流の流れ込みが少ない領域で、MOS型FETに電流が流れ、スイッチング素子への電流の流れ込みが多い領域で、IGBTに電流が流れることになり、使用電流の変動に関係なくスイッチング素子の損失を抑制した高効率運転を実現できる。
請求項2の発明は、前記MOS型FETと前記IGBTとを共通のパッケージに封入したことを特徴とする。
このようにすれば、MOS型FETとIGBTを選定して並列に繋ぎ合せなくても、MOS型FETとIGBTが並列接続された状態でパッケージ封入されているので、設計および作業上の手間を省くことができる。
請求項1の発明によれば、使用電流の変動に拘らずスイッチング素子の損失を抑えた高効率運転を実現することが可能なスイッチング電源装置を提供できる。
請求項2の発明によれば、スイッチング素子の設計および作業上の手間を省くことができる。
以下、本発明におけるスイッチング電源装置の好ましい実施形態について、添付図面を参照しながら説明する。
図1は、力率改善用の昇圧コンバータに適用した例を示している。なお、従来の図3と同一の部分には同一符号を付し、その共通する箇所の説明は重複するため極力省略する。同図において、本実施例では、昇圧チョッパ回路5のスイッチング素子21として、前述のMOS型FET7とIGBT22とを用いている。より具体的には、MOS型FET7のドレインとIGBT22のコレクタを接続すると共に、MOS型FET7のソースとIGBT22のエミッタをそれぞれ繋いで、MOS型FET7とIGBT22とを並列接続している。また、前記MOS型FET7とIGBT22は、好ましくは並列接続された状態で共通する樹脂体などのパッケージ23に封入される。
本実施例における制御部7は、MOS型FET7のゲートとIGBT22のベースに同一の駆動信号を与えていることが注目される。ここでは、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが少ない領域では、MOS型FET7よりもIGBT22のインピーダンスが高く、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが多い領域では、IGBT22よりもMOS型FET7のインピーダンスが高くなるような素子がそれぞれ選定される。このようにすれば、制御部7からMOS型FET7のゲートとIGBT22のベースに共通の駆動信号を与えても、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが多い領域で、IGBT22はコレクタに電流が殆ど流れない空転状態となり、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが少ない領域で、MOS型FET7はドレインに電流が殆ど流れない空転状態となる。なお、それ以外の各部の構成は、従来例に示すものと共通している。
次に上記構成についてその作用を説明すると、スイッチング素子21がオンのときには、整流回路4からの全波整流された直流電流によって、チョークコイル6にエネルギーが蓄えられ、スイッチング素子21がオフのときには、このチョークコイル6に蓄えられたエネルギーが整流回路4の出力端間に発生する電圧に重畳し、昇圧チョッパ回路5の入力電圧Viよりも高い直流出力電圧Voが平滑コンデンサ9の両端間に発生する。また制御部11は、直流出力電圧Voが上昇するとMOS型FET7およびIGBT22のパルス導通幅を狭め、逆に直流出力電圧Voが低下するとMOS型FET7およびIGBT22のパルス導通幅を広げるように制御を行なうとともに、MOS型FET7およびIGBT22をスイッチングすることで、チョークコイル6を介して取り込まれる電流波形を商用電源1からの正弦波状の電圧波形に近付け、入力力率を改善する。以上の昇圧チョッパ回路5としての動作は、IGBT22がMOS型FET7と共にオン,オフすることを除いて全て共通している。
上記一連の動作で、入力電圧Viは脈動した全波整流波形となっている。ここで制御部11からスイッチング素子21のMOS型FET7およびIGBT22に駆動パルスが与えられると、当該MOS型FET7およびIGBT22はいずれもオン状態となるが、入力電圧Viが低い領域では、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが多く、MOS型FET7よりもインピーダンスの低いIGBT22のコレクタに、その電流Iaの大部分が流れる。そのため、比較的電流Iaが多い領域では、損失の少ないIGBT22だけが実質的に運転動作(MOS型FET7は空転状態)することになる。
一方、入力電圧Viが高くなるにしたがって、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが次第に減少するため、MOS型FET7とIGBT22にそれぞれ流れる電流の比率が変化する。そして、入力電圧Viが高い領域になると、IGBT22よりもインピーダンスの低いMOS型FET7のドレインに、その電流Iaの大部分が流れ、損失の少ないMOS型FET7だけが実質的に運転動作(IGBT22は空転状態)するようになる。このように、制御部11は単に共通の駆動信号を送っているだけにも拘らず、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaの量に応じて、MOS型FET7とIGBT22の運転状態が自動的に最適な状態に設定され、スイッチング素子21としての損失が低減する。これにより、高効率運転の昇圧コンバータを実現することができる。
以上のように本実施例では、スイッチング素子21のスイッチングにより所要の出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、スイッチング素子21はMOS型FET7とIGBT22とを並列接続してなり、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが少なくなるにしたがって、その電流IaがMOS型FET7に多く流れ、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが多くなるにしたがって、その電流IaがIGBT22に多く流れるように、MOS型FET7およびIGBT22の各素子を選定している。
即ち、MOS型FET7のドレインとIGBT22のコレクタ,およびMOS型FET7のソースとIGBT22のエミッタをそれぞれ繋いで、MOS型FET7とIGBT22とを並列接続したスイッチング素子21を構成すると共に、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが少なくなるにしたがって、その電流IaがMOS型FET7に多く流れ、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが多くなるにしたがって、その電流IaがIGBT22に多く流れるように構成する。このようにすれば、スイッチング素子21への電流Iaの流れ込みが少ない領域で、MOS型FET7に大部分の電流Iaが流れ、スイッチング素子への電流Iaの流れ込みが多い領域で、IGBT22に電流Iaが流れることになり、使用電流の変動に関係なくスイッチング素子21の損失を抑制した高効率運転を実現できる。
また本実施例では、並列接続したMOS型FET7とIGBT22とを共通のパッケージ23に封入している。
このようにすると、好ましい特性のMOS型FET7とIGBT22を選定してわざわざ並列に繋ぎ合せなくても、予め選定されたMOS型FET7とIGBT22が並列接続された状態でパッケージ封入されているので、設計および作業上の手間を省くことができる。
次に、本発明の第2実施例を図2の回路図に基づき説明する。ここでは、第1実施例におけるスイッチング素子21の構成を絶縁型のDC/DCコンバータに適用した例を示している。
同図において、31は一次側と二次側とを絶縁するトランス、21はトランス31とともに電力変換部たるインバータ部33を構成する前述のスイッチング素子であり、ここでもスイッチング素子21は、並列接続したMOS型FET7とIGBT22とを共通のパッケージ23に封入して構成される。そして、スイッチング素子21のMOS型FET7とIGBT22を同時にスイッチングすることにより、入力端子2,3間に接続された直流電源30から、直流入力電圧Viがトランス31の一次巻線34に断続的に印加される。これにより、トランス31の二次巻線35に誘起された電圧は、整流平滑回路36を構成する整流ダイオード37,38で整流された後、チョークコイル39と平滑コンデンサ40とにより平滑され、出力端子+Vout ,−Vout 間に直流出力電圧Voとして出力される。
一方、前記直流出力電圧Voを安定化させるための帰還回路として、ここでは直流出力電圧Voの変動を検出する出力電圧検出回路41と、スイッチング素子21へのパルス導通幅を制御する制御回路たる制御用IC42が各々設けられる。出力電圧検出回路41は、前記出力端子+Vout ,−Vout 間に発生する直流出力電圧Voに応じた電圧検出信号を出力し、この出力電圧検出回路11からの電圧検出信号を受けた制御用IC42は、直流出力電圧Voを一定に保つようにスイッチング素子21のパルス導通幅を制御する。なお、スイッチング素子21の構成は、第1実施例で説明したとおりである。
そしてここでも、MOS型FET7のドレインとIGBT22のコレクタ,およびMOS型FET7のソースとIGBT22のエミッタをそれぞれ繋いで、MOS型FET7とIGBT22とを並列接続したスイッチング素子21を有し、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが少なくなるにしたがって、その電流IaがMOS型FET7に多く流れ、スイッチング素子21に流れ込む電流Iaが多くなるにしたがって、その電流IaがIGBT22に多く流れるように構成している。このようにすれば、スイッチング素子21への電流Iaの流れ込みが少ない領域で、MOS型FET7に大部分の電流Iaが流れ、スイッチング素子への電流Iaの流れ込みが多い領域で、IGBT22に電流Iaが流れることになり、使用電流の変動に関係なくスイッチング素子21の損失を抑制した高効率運転のDC/DCコンバータを得ることができる。
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。例えば実施例では、非絶縁型および絶縁型のスイッチング電源装置についてそれぞれ説明したが、このスイッチング電源装置は二石式若しくはそれ以外の構成のものでもよい。また、同様にスイッチング素子のスイッチングにより所要の出力電圧を取り出す無停電電源装置などにも、本発明を適用できる。
7 MOS型FET
21 スイッチング素子
22 IGBT
23 パッケージ
21 スイッチング素子
22 IGBT
23 パッケージ
Claims (2)
- スイッチング素子のスイッチングにより所要の出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、前記スイッチング素子はMOS型FETとIGBTとを並列接続してなり、前記スイッチング素子に流れ込む電流が少なくなるにしたがって、その電流が前記MOS型FETに多く流れ、前記スイッチング素子に流れ込む電流が多くなるにしたがって、その電流が前記IGBTに多く流れるように構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
- 並列接続した前記MOS型FETと前記IGBTとを共通のパッケージに封入したことを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。
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2004
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