JPH05304782A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明の目的は、インバ―タやチョッパ装置
等の電力変換装置を自己消弧形スイッチング素子を用い
て構成する場合に、自己消弧形スイッチング素子のスイ
ッチング損失を低減することにある。 【構成】 電力変換装置を構成するスイッチング素子と
して自己消弧形スイッチング素子（Ｔ１，Ｔ２）を使用
して成る電力変換装置において、前記自己消弧形スイッ
チング素子（Ｔ１，Ｔ２）に該自己消弧形スイッチング
素子より高速スイッチング可能な自己消弧形補助スイッ
チング素子（Ｓ１，Ｓ２）を並列接続し、該自己消弧形
補助スイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）を、前記自己消弧
形スイッチング素子（Ｔ１，Ｔ２）の少くともタ―ンオ
フ期間でオンさせることを特徴とした電力変換装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＧＴＯ等の半導体スイ
ッチング素子を用いた電力変換装置に係り、特に電力変
換装置を構成する自己消弧スイッチング素子のスイッチ
ング損失の低減を図った電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】インバ―タ装置等の半導体電力変換装置
に自己消弧形スイッチング素子を適用することで、従来
に比べて、電源側及び負荷側高調波の抑制、電源力率の
改善、装置の小形化などの利点が得られる。これまで
は、高電圧、大電流に耐えられる自己消弧形スイッチン
グ素子が得られなかったが、最近、ＧＴＯに代表される
ような高電圧、大電流用途に適した自己消弧形スイッチ
ング素子が製造できるようになったため、大電力分野へ
の自己消弧形スイッチング素子の応用が活発となってき
た。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、こうした大電
力に適用出来るスイッチング素子は、導通時に流し得る
電流値を大ならしめるため、又、非導通時に遮断できる
電圧値を大ならしめるために、概ねスイッチング速度が
低くなっている。スイッチング素子の損失は、導通時の
オン損失、オン状態からオフに転じる際のタ―ンオフ損
失、オフ状態からオンに転じる際のタ―ンオン損失の和
となる。

【０００４】図６は、自己消弧形スイッチング素子を使
用した従来のインバ―タの一相分の構成図を示してい
る。Ｔ１，Ｔ２は自己消弧形スイッチング素子からなる
主スイッチング素子（以下単にスイッチング素子と記
す）で、このスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２には、それぞ
れフライホイ―ルダイオ―ドＦＤ１，ＦＤ２が逆並列に
接続されている。又、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２の直
列接続点が交流出力端子となる。一端が直流電源Ｅの正
極に他端がスイッチング素子Ｔ１のアノ―ドに接続され
るリアクトルＬＡ１及び一端が直流電源Ｅの負極に他端
がスイッチング素子Ｔ２のカソ―ドに接続されるリアク
トルＬＡ２は、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２がタ―ンオ
ンする時のｄｉ／ｄｔを抑制するために設けられたアノ
―ドリアクトルである。又、スイッチング素子Ｔ１のス
ナバ回路はスイッチング素子Ｔ１に並列接続されるスナ
バダイオ―ドＤＳ１とスナバコンデンサＣＳ１からなる
直列回路と、スナバダイオ―ドＤＳ１に並列接続されて
いるスナバ抵抗ＳＲ１で構成されている。更に、スイッ
チング素子Ｔ２のスナバ回路はスイッチング素子Ｔ２に
並列接続されるスナバダイオ―ドＤＳ２とスナバコンデ
ンサＣＳ２からなる直列回路と、スナバダイオ―ドＤＳ
２に並列接続されているスナバ抵抗ＳＲ２で構成されて
いる。

【０００５】図７は、図６のインバ―タにおいて、スイ
ッチング素子Ｔ１がタ―ンオン状態からタ―ンオフ状態
に転じる際に発生するタ―ンオフ損失の発生を説明する
ための波形図である。

【０００６】時点Ａにおいて、スイッチング素子Ｔ１の
ゲ―ト信号がオンゲ―ト信号からオフゲ―ト信号に転じ
ている。時点Ｂでスイッチング素子Ｔ１の蓄積時間が終
ると、図７（ｂ）のスイッチング素子Ｔ１の電流が急速
に下降し、同時にスイッチング素子Ｔ１の電圧が立上が
って行く。時点Ｃでスイッチング素子Ｔ１の電流が零に
なる。図７（ｄ）はこの時に発生するスイッチング素子
Ｔ１のタ―ンオフ損失である。 図８は、図６のインバ
―タにおいて、スイッチング素子Ｔ１がタ―ンオフ状態
からタ―ンオン状態に転じる際に発生するタ―ンオン損
失を説明するための波形図である。

【０００７】時点Ａにおいて、スイッチング素子Ｔ１の
ゲ―ト信号がオフゲ―ト信号からオンゲ―ト信号に転じ
ている。スイッチング素子Ｔ１の特性から、オフ動作よ
り、オン動作の方が速いためタ―ンオン損失は図８
（ｄ）に示すようになる。

【０００８】一方、スイッチング損失は、スイッチング
速度の増大と共に著しく増加する。そのため、大電力に
適用できるスイッチング素子の場合、スイッチング損失
が甚だ大きくなる。これを避けるためには、電力変換装
置のスイッチング周波数を下げる必要があり、これによ
って、自己消弧形スイッチング素子を適用したにも拘ら
ず、電力変換装置の入出力電圧、電流の高調波の増加、
力率の悪化等の問題が生じる。

【０００９】本発明の目的は、前述の点に鑑みなされた
ものでスイッチング損失を低減し、電力変換装置のスイ
ッチング周波数を上げ、電力変換装置の入出力電圧、電
流の高調波の低減、力率の向上を期待出来る電力変換装
置を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に記載の発明は、電力変換装置を構成する
スイッチング素子として自己消弧形スイッチング素子を
使用して成る電力変換装置において、前記自己消弧形ス
イッチング素子に該自己消弧形スイッチング素子より高
速スイッチング可能な自己消弧形補助スイッチング素子
を並列接続し、該自己消弧形補助スイッチング素子を、
前記自己消弧形スイッチング素子の少くともタ―ンオフ
期間でオンさせることを特徴としたものである。

【００１１】更に、請求項２に記載の発明は、電力変換
装置を構成するスイッチング素子として自己消弧形スイ
ッチング素子を使用して成る電力変換装置において、前
記自己消弧形スイッチング素子に該自己消弧形スイッチ
ング素子より高速スイッチング可能で且つ遮断能力が該
自己消弧形スイッチング素子より上回るわる自己消弧形
補助スイッチング素子を並列接続し、該自己消弧形補助
スイッチング素子を、前記自己消弧形スイッチング素子
の少くともタ―ンオフ期間でオンさせることを特徴とし
たものである。

【００１２】更に又、請求項３に記載の発明は、電力変
換装置を構成するスイッチングバルブを自己消弧形スイ
ッチング素子を複数個直列接続して構成した電力変換装
置において、前記複数個の自己消弧形スイッチング素子
にそれぞれ該自己消弧形スイッチング素子より高速スイ
ッチング可能な自己消弧形補助スイッチング素子を並列
接続し、該複数個の自己消弧形補助スイッチング素子
を、前記自己消弧形スイッチング素子の少くともタ―ン
オフ期間でオンさせることを特徴としたものである。

【００１３】

【作用】請求項１に係る発明においては、例えば、己消
弧形スイッチング素子がタ―ンオフするタイミングで
は、自己消弧形補助スイッチング素子をオンさせると、
己消弧形スイッチング素子がオフすればその電流は自己
消弧形補助スイッチング素子に転流する。己消弧形スイ
ッチング素子が確実にオフしたと思われる時点におい
て、自己消弧形補助スイッチング素子をオフさせること
で、タ―ンオフそのものは自己消弧形補助スイッチング
素子が分担することになる。自己消弧形補助スイッチン
グ素子は十分高速であると仮定しているので、自己消弧
形補助スイッチング素子のタ―ンオフ損失は十分小さ
く、よって電力変換装置のタ―ンオフ損失を小さくする
ことができる。

【００１４】更に、請求項２に係る発明においては、自
己消弧形補助スイッチング素子の遮断電流が己消弧形ス
イッチング素子より上回るわるものを使用するため自己
消弧形スイッチング素子が負担する電流以上の電流を遮
断できる。

【００１５】更に又、請求項３に係る発明においては、
複数個の自己消弧形スイッチング素子を直列接続してス
イッチングバルブを構成しているためタ―ンオフ損失を
小さくすることができることに加えて、高電圧回路にも
適用できるものである。

【００１６】

【実施例】以下、本発明の一実施例を、図６と同一部に
同一記号を付して示す図１を参照して説明する。

【００１７】図１は、図６のインバ―タに本発明を適用
した構成図で、スイッチング素子Ｔ１に自己消弧形スイ
ッチング素子から成る補助スイッチング素子Ｓ１を並列
に接続し、スイッチング素子Ｔ２に自己消弧形スイッチ
ング素子から成る補助スイッチング素子Ｓ２を並列に接
続したものである。ここで、補助スイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２としては、主スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２に比
べて十分高速度動作で、主スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２
と同じ耐圧があり、ごく短時間ならば主スイッチング素
子Ｔ１，Ｔ２と同程度の電流を流せるものを使用する。

【００１８】又、補助スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の導
通時の電圧降下であるオン電圧は、主スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ２に比べて大きいものとする。高速スイッチン
グ素子ではスイッチング特性を向上させるとオン電圧は
高くなる傾向があり、そのために大電流を通電する際の
損失の増大という問題を引き起こす。しかしながら、本
発明では、こうしたスイッチング速度の改善によるオン
電圧特性の悪化という問題は、問題とならないばかり
か、後述するように、むしろ好都合に作用するものであ
る。

【００１９】前述のように構成されたインバ―タにおい
て、補助スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の制御は以下のよ
うに行う。例えばスイッチング素子Ｔ１がオフするタイ
ミングでは、スイッチング素子Ｔ１のゲ―ト信号がオフ
ゲ―トになると同時に補助スイッチング素子Ｓ１をオン
させる。補助スイッチング素子Ｓ１の電流を適当な手段
で監視し、電流が流れ始めた時点で補助スイッチング素
子Ｓ１をオフさせる。或いは、補助スイッチング素子Ｓ
１の電流を監視することなく、スイッチング素子Ｔ１の
蓄積時間が終わり電圧上昇が始ったと考えられるほど十
分長い時間だけ、補助スイッチング素子Ｓ１をオンさせ
ておくようにしてもよい。むしろこのほうが、コスト増
大の要因となる電流監視手段の必要がなく、制御回路も
簡素化されるので信頼性の点でも望ましい。スイッチン
グ素子Ｔ１のタ―ンオン時にも同様に、スイッチング素
子Ｔ１のゲ―ト信号がオンゲ―トになると同時に、補助
スイッチング素子Ｓ１をオンさせる。既に述べた通り、
補助スイッチング素子Ｓ１のオン電圧はスイッチング素
子Ｔ１のオン電圧よりも大きいので、スイッチング素子
Ｔ１のタ―ンオン過程が終われば補助スイッチング素子
Ｓ１に流れていた電流はスイッチング素子Ｔ１に転流す
る。転流が終わったと思われる時点で補助スイッチング
素子Ｓ１をオフさせる。補助スイッチング素子Ｓ２の制
御もまた、同様にスイッチング素子Ｔ２のゲ―ト信号を
基にして行えば良い。

【００２０】このように、補助スイッチング素子Ｓ１を
スイッチング素子Ｔ１のタ―ンオン、タ―ンオフ時にオ
ンさせると、スイッチング素子Ｔ１のタ―ンオン、タ―
ンオフ時の転流責務は大幅に軽減され、実質的には転流
責務を補助スイッチング素子Ｓ１が背負うことになる。
そのため、従来ならばスイッチング素子Ｔ１のタ―ンオ
フ時の電圧の立上がりを抑えることでタ―ンオフ損失を
低減するために、スナバコンデンサＣＳ１としてかなり
大きな値のものを用いていたが、本発明においては単に
ｄｖ／ｄｔを抑えることができればよいのだから、スナ
バコンデンサＣＳ１の値を小さくすることができる。ス
ナバコンデンサＣＳ１は主回路部品の中でも大形なもの
でなので、スナバコンデンサＣＳ１の値を小さくできれ
ば電力変換装置全体の小形化が期待できる。

【００２１】又、スナバコンデンサＣＳ１の値が小さく
なればスナバコンデンサＣＳ１に蓄えられるスナバエネ
ルギも小さくなる。スナバエネルギはスナバ抵抗ＳＲ１
で消費させるにせよ、電源側に回生するにせよ、小さい
程電力変換装置の効率が向上する。このように、スナバ
コンデンサＣＳ１の値を低減させたことによる装置の小
形化、スナバエネルギ損失の低減による装置効率の向上
などの効果も本発明では期待できる。以上のことを、主
スイッチング素子Ｔ１がタ―ンオフする場合について、
図２に示した波形図を参照しながら更に詳細に説明す
る。

【００２２】図２の波形図は、スイッチング素子Ｔ１が
タ―ンオフする時点の前後について、数値シミュレ―シ
ョンを行った結果得られたものである。図２（ｄ）がス
イッチング素子Ｔ１のゲ―ト信号であり、時点Ａでオン
からオフに転じている。同時に時点Ａで、図２（ｅ）の
補助スイッチング素子Ｓ１のゲ―ト信号がオフからオン
に転じている。補助スイッチング素子Ｓ１のオン時間は
非常に短いので、時点Ａで図２（ｃ）の補助スイッチン
グ素子Ｓ１の電流が立上がる。ただし、前述のとおり補
助スイッチング素子Ｓ１はスイッチング素子Ｔ１に比べ
てオン電圧が大きいとしているので、補助スイッチング
素子Ｓ１の電流は、この時点ではスイッチング素子Ｔ１
の電流に比べて非常に小さい。

【００２３】時点Ｂでスイッチング素子Ｔ１の蓄積時間
が終わり、図２（ｂ）のスイッチング素子Ｔ１の電流が
急速に下降し、同時に、図２（ｃ）の補助スイッチング
素子Ｓ１の電流が急速に立上がる。この時点からは、ス
イッチング素子Ｔ１に代って補助スイッチング素子Ｓ１
が電流を流すことになる。補助スイッチング素子Ｓ１の
オン電圧は大きいので、時点Ｂでスイッチング素子Ｔ１
の電圧がわずに持上がっているのが、図２（ａ）のスイ
ッチング素子Ｔ１の電圧からわかる。時点（ｃ）で、図
２（ｅ）の補助スイッチング素子Ｓ１のゲ―ト信号をオ
ンからオフに転じる。

【００２４】図２（ｃ）の補助スイッチング素子Ｓ１の
電流が急速に遮断される。時点Ｃからスナバコンデンサ
ＣＳ１の充電が始まり、図２（ａ）のスイッチング素子
Ｔ１の電圧が立上がる。

【００２５】ここで、前述の図６の従来のインバ―タに
おいてスイッチング素子Ｔ１のタ―ンオフ時のシミュレ
―ションを行って得られた各電圧、電流、電力損失の波
形を示す図７と、図７の電圧、電流、電力損失波形とス
ケ―ルを合わせて示している図２とを比較すれば、本発
明によってスイッチング素子Ｔ１のタ―ンオフ損失は大
幅に低減されていることがわかる。

【００２６】このように、スイッチング素子Ｔ１のタ―
ンオフ時には補助スイッチング素子Ｓ１がオン状態であ
るために、スイッチング素子Ｔ１の電圧は補助スイッチ
ング素子Ｓ１によって抑えられたままであり、スイッチ
ング素子Ｔ１のタ―ンオフ損失はほとんど無視できるほ
ど小さくなる。一方、補助スイッチング素子Ｓ１に関し
てはタ―ンオフ損失の発生は避けられないが、タ―ンオ
フ時間を小さくした高速のスイッチング素子を用いるこ
とで補助スイッチング素子Ｓ１のタ―ンオフ損失は低減
することができる。また、以上の説明でわかる通り、本
発明において主回路の電流遮断は、もっぱら補助スイッ
チング素子Ｓ１によっている。そのため補助スイッチン
グ素子Ｓ１に主スイッチング素子Ｔ１よりも可制御電流
が大きな素子を用いるならば、主スイッチング素子Ｔ１
の可制御電流を上回る電流を遮断することが可能とな
る。このように本発明によって主スイッチング素子Ｔ１
の制御能力を上回る電流を出力することも可能となる。

【００２７】次に、スイッチング素子Ｔ１がタ―ンオン
する場合について、図３に示した波形図を参照しなから
詳細に説明する。図３の波形図は、スイッチング素子Ｔ
１がタ―ンオンする時点の前後について、数値シミュレ
―ションを行った結果得られたものである。図３（ｄ）
がスイッチング素子Ｔ１のゲ―ト信号であり、時点Ａで
オフからオンに転じている。同時に時点Ａで、図３
（ｅ）の補助スイッチング素子Ｓ１のゲ―ト信号がオフ
からオンに転じる。補助スイッチング素子Ｓ１のタ―ン
オン時間は非常に短いので、時点Ａで図３（ｃ）の補助
スイッチング素子Ｓ１の電流が立上がる。タ―ンオンの
場合はタ―ンオフと異り、蓄積時間はないのでスイッチ
ング素子Ｔ１もまた時点Ａから電流が立上がる。よっ
て、時点Ａの後で補助スイッチング素子Ｓ１に流れてい
た電流が、しばらくするうちにスイッチング素子Ｔ１に
転流する。

【００２８】時点Ｂで、図３（ｅ）の補助スイッチング
素子Ｓ１のゲ―ト信号がオンからオフに転じるが、すで
に補助スイッチング素子Ｓ１の電流はスイッチング素子
Ｔ１に転流しているので、なんらの変化も起きない。

【００２９】ここで、前述の図６の従来のインバ―タに
おいてスイッチング素子Ｔ１のタ―ンオン時のシミュレ
―ションを行って得られた各電圧、電流、電力損失の波
形を示す図８と、図８の電圧、電流、電力損失波形とス
ケ―ルを合わせて示している図３とを比較すれば、本発
明によってスイッチング素子Ｔ１のタ―ンオン損失は大
幅に低減されていることがわかる。

【００３０】このように、スイッチング素子Ｔ１のタ―
ンオン時には、すでに補助スイッチング素子Ｓ１がオン
状態であり、スイッチング素子Ｔ１の電圧は補助スイッ
チング素子Ｓ１によって抑えられているために、スイッ
チング素子Ｔ１のタ―ンオン損失はほとんど無視できる
程小さくなる。一方、補助スイッチング素子Ｓ１に関し
てはタ―ンオン損失の発生は避けられないが、十分に高
速なスイッチング素子を用いることにより補助スイッチ
ング素子Ｓ１のタ―ンオン損失は低減させることができ
る。

【００３１】図１と、同一部に同一記号を付して示す図
４は本発明の他の実施例を示す構成図で、スイッチング
バルブの耐圧を上げるために一つのスイッチングバルブ
を複数個のスイッチング素子を直列接続して構成した例
を示している。即ち、直列接続されたスイッチング素子
Ｔ１とＴ２で一つのスイッチングバルブを、直列接続さ
れたスイッチング素子Ｔ３とＴ４で一つのスイッチング
バルブを構成した例を示したものである。又、ＦＤ１〜
ＦＤ４はフライホイ―ルダイオ―ド、ＣＳ１〜ＣＳ４は
スナバコンデンサ、ＤＳ１〜ＤＳ４はスナバダイオ―
ド、ＳＲ１〜ＳＲ４はスナバ抵抗である。

【００３２】このように、一つのスイッチングバルブを
複数個のスイッチング素子で構成する場合には、スイッ
チング素子の特性のバラツキによりオフ時の電圧分担に
アンバランスが生じる問題があるが、本発明はスイッチ
ング損失の低減と、更に、このような、直列接続された
スイッチング素子のオフ時の電圧分担のバランスもま
た、本発明によって改善できる。以下、このオフ電圧バ
ランスの改善がどのように行われるのかを説明する。

【００３３】大電力用の自己消弧形スイッチング素子で
はタ―ンオフ時間のほとんどは、ゲ―ト信号をオフゲ―
トにしてから実際に電流が遮断され始めるのに要する蓄
積時間によって占められている。この蓄積時間は素子に
よってバラツキがあり、そのために、直列接続されたお
のおのの素子に同じゲ―ト信号を供給しても、スイッチ
ング素子の電圧の立上がり時点がばらついてしまう。こ
の結果、速くオフが始まったスイッチング素子ほど多く
の電圧を分担するので、結果としてスイッチング素子の
電圧分担がはなはだ異ってしまう。このようにスイッチ
ング素子のオフ電圧分担の不平衡の大きな原因のひとつ
は、この蓄積時間のバラツキにある。

【００３４】従来は、蓄積時間のバラツキ具合を予め測
定し、それに合わせてゲ―ト駆動回路のタイミングを調
整して各スイッチング素子の電圧の立上がりタイミング
を合わせるようになっている。本発明の場合には、タ―
ンオフは十分高速な補助スイッチング素子の動作によっ
ているため、蓄積時間そのものが十分小さく、よってタ
―ンオフタイミングのバラツキも小さい。これによっ
て、ゲ―ト駆動回路の調整によらずとも、オフ電圧のバ
ラツキは小さく抑えることができる。以上述べた本発明
の他の実施例の動作を、図５に示した波形図を参照しな
がら詳細に説明する。図５の波形は、スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ２がタ―ンオフする時点の前後について、数値
シミュレ―ションを行った結果得られたものである。

【００３５】図５（ｄ）がスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２
のゲ―ト信号であり、時点Ａでオンからオフに転じてい
る。同時に時点Ａで、図５（ｅ）の補助スイッチング素
子Ｓ１，Ｓ２のゲ―ト信号がオフからオンに転じてい
る。補助スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン時間は非常
に短いので、時点Ａで図５（ｃ）の補助スイッチング素
子Ｓ１の電流、図５（ｃ）の補助スイッチング素子Ｓ２
の電流が共に立上がる。ただし、補助スイッチング素子
Ｓ１，Ｓ２はスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２に比べてオン
電圧が大きいので、補助スイッチング素子Ｓ１の電流、
補助スイッチング素子Ｓ２の電流共に、この時点ではス
イッチング素子Ｔ１，Ｔ２の電流に比べて非常に小さ
い。

【００３６】時点Ｂでスイッチング素子Ｔ２の蓄積時間
が終わり、図５（ｂ）のスイッチング素子Ｔ２の電流が
急速に下降し、同時に図５（ｃ）の補助スイッチング素
子Ｓ２の電流が急速に立上がる。この時点からは、スイ
ッチング素子Ｔ２に代わって補助スイッチング素子Ｓ２
が電流を流すことになる。補助スイッチング素子Ｓ２の
オン電圧は大きいので、時点Ｂでスイッチング素子Ｔ２
の電圧は僅かに持上っているのが図５（ａ）からわか
る。

【００３７】時点Ｃでスイッチング素子Ｔ１の蓄積時間
が終わり、図５（ｂ）のスイッチング素子Ｔ１の電流が
急速に下降し、同時に、図５（ｃ）の補助スイッチング
素子Ｓ１の電流が急速に立上がる。この時点からは、ス
イッチング素子Ｔ１に代って補助スイッチング素子Ｓ１
が電流を流すことになる。補助スイッチング素子Ｓ１の
オン電圧は大きいので、時点Ｃでスイッチング素子Ｔ１
の電圧が僅かに持上がっているのが図５（ａ）からわか
る。

【００３８】時点Ｄで、図５（ｅ）の補助スイッチング
素子Ｓ１，Ｓ２のゲ―ト信号をオンからオフに転じる。
図５（ｃ）の補助スイッチング素子Ｓ１の電流、図５
（ｃ）の補助スイッチング素子Ｓ２の電流が共に急速に
遮断される。時点Ｄからスナバコンデンサの充電が始ま
り、図５（ａ）のスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２の電圧が
立上がる。このように、電流を切るのは補助スイッチン
グ素子Ｓ１，Ｓ２が行い、その蓄積時間は非常に短いの
で各スナバコンデンサＣＳ１，ＣＳ２の充電はほぼ同時
に始まり、従って、オフ電圧の分担は、各スイッチング
素子の蓄積時間のバラツキに関係無くバランスする。

【００３９】尚、前述の実施例では、主スイッチング素
子としてＧＴＯを、補助スイッチング素子としてＩＧＢ
Ｔを例にあげているが、これに限らず自己消弧形素子で
あればどの素子を使用しても本発明は実施出来るもので
ある。更に、前述説明は、電力変換装置としてインバ―
タを例に上げて説明しているが、本発明はインバ―タに
限らず他の電力変換装置にも適用できるものである。

【００４０】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１に係る発
明によれば、主スイッチング素子に対して並列に設けた
補助スイッチング素子を、主スイッチング素子のスイッ
チング時にのみオンさせることで、主スイッチング素子
のスイッチング損失を大幅に低減させ、装置の大容量化
やスイッチング周波数を上げることによる入出力波形の
高品質化が可能となる。更に、請求項２に係る発明によ
れば、請求項１に係る発明の効果に加え、主スイッチン
グ素子に流れている電流を上回る電流を遮断できる効果
がある。。更に又、請求項３に係る発明によれば、請求
項１に係る発明の効果に加え、回路電圧を高電圧化でき
る効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電力変換装置の一相分の一実施例を示
す構成図。

【図２】［図１］の電力変換装置を構成するスイッチン
グ素子のタ―ンオフ損失の発生を説明するための波形
図。

【図３】［図１］の電力変換装置を構成するスイッチン
グ素子のタ―ンオン損失の発生を説明するための波形
図。

【図４】本発明の電力変換装置の一相分の他の実施例を
示す構成図。

【図５】［図４］の電力変換装置を構成するスイッチン
グ素子のタ―ンオフ時の動作を説明するための波形図。
の動作を説明するための波形図。

【図６】従来の電力変換装置の一相分の一例を示す構成
図。

【図７】［図６］の電力変換装置を構成するスイッチン
グ素子のタ―ンオフ損失の発生を説明するための波形
図。

【図８】［図６］の電力変換装置を構成するスイッチン
グ素子のタ―ンオン損失の発生を説明するための波形
図。

【符号の説明】

Ｅ ……直流電源 Ｔ１〜Ｔ４ ……主スイッチング素子 ＬＡ１，ＬＡ２ ……アノ―ドリアクトル ＦＤ１〜ＦＤ４ ……フライホイ―ルダイオ―ド ＣＳ１〜ＣＳ４ ……スナバコンデンサ ＤＳ１〜ＤＳ２ ……スナバダイオ―ド ＳＲ１〜ＳＲ４ ……スナバ抵抗 Ｓ１〜Ｓ４ ……補助スイッチング素子

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電力変換装置を構成するスイッチン
   グ素子として自己消弧形スイッチング素子を使用して成
   る電力変換装置において、前記自己消弧形スイッチング
   素子に該自己消弧形スイッチング素子より高速スイッチ
   ング可能な自己消弧形補助スイッチング素子を並列接続
   し、該自己消弧形補助スイッチング素子を、前記自己消
   弧形スイッチング素子の少くともタ―ンオフ期間でオン
   させることを特徴とした電力変換装置。
2. 【請求項２】 電力変換装置を構成するスイッチン
   グ素子として自己消弧形スイッチング素子を使用して成
   る電力変換装置において、前記自己消弧形スイッチング
   素子に該自己消弧形スイッチング素子より高速スイッチ
   ング可能で且つ遮断能力が該自己消弧形スイッチング素
   子より上回るわる自己消弧形補助スイッチング素子を並
   列接続し、該自己消弧形補助スイッチング素子を、前記
   自己消弧形スイッチング素子の少くともタ―ンオフ期間
   でオンさせることを特徴とした電力変換装置。
3. 【請求項３】 電力変換装置を構成するスイッチン
   グバルブを自己消弧形スイッチング素子を複数個直列接
   続して構成した電力変換装置において、前記複数個の自
   己消弧形スイッチング素子にそれぞれ該自己消弧形スイ
   ッチング素子より高速スイッチング可能な自己消弧形補
   助スイッチング素子を並列接続し、該複数個の自己消弧
   形補助スイッチング素子を、前記自己消弧形スイッチン
   グ素子の少くともタ―ンオフ期間でオンさせることを特
   徴とした電力変換装置。