JPH11178321A - 半導体電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】自己消弧型スイッチング素子を用いた電力変換
器において、該自己消弧型スイッチング素子のゲート駆
動用電力を安定に自給することのできる回路を有する、
構成が簡単で小型の電力変換器を提供することである。 【解決手段】スナバ抵抗と直列に給電用分圧抵抗を接続
し、その給電用分圧抵抗あるいはスナバ抵抗を可変抵抗
としてこの分圧抵抗と並列に、給電用ダイオード及び給
電用コンデンサを接続し、この給電用コンデンサを介し
てゲート駆動回路に電力を供給する。また、変換器が運
転する前の全スイッチング素子がオフ状態にある場合も
初充電抵抗によりゲート駆動用電力を供給する。 【効果】自己消弧型スイッチング素子を用いた電力変換
器において、スナバエネルギーを利用してゲート駆動用
電力を安定に供給できる、比較的小型で簡単な構成の電
力変換器を提供できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は自己消弧型スイッチ
ング素子を用いた電力変換器に関し、特にゲート駆動用
電力を主回路から得ることによる小型化及び効率向上を
図った電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の自己消弧型スイッチング素子のゲ
ート駆動回路に電力を供給する方式として、半導体電力
変換装置外部の大地側の別電源から絶縁変圧器を介して
供給する方式及び半導体電力変換装置内の主回路から直
接供給する方式がある。半導体電力変換装置外部の大地
側の別電源から絶縁変圧器を介して供給する方式は、変
換器直流電圧が高電圧になると絶縁変圧器の高耐圧化の
ため、電力変換器の寸法が大きくなり、コストも高くな
る。また、スイッチング素子の大容量化，高周波化が進
むにつれてスイッチング素子の駆動に必要な電力も大き
くなり、絶縁変圧器の大型化，コスト増により、電力変
換器の省スペース化，低価格化が困難となる。

【０００３】主回路からゲート駆動に必要な電力を得る
方法としては、平成９年度電気学会全国大会講演予稿集
４−２２，２３に示される（図２０に回路構成を示す）
ように、スナバ抵抗と直列に給電用分圧抵抗を接続し、
その給電用分圧抵抗と並列に、給電用ダイオード及び給
電用コンデンサを接続して、スイッチング素子のターン
オン時にこの給電用コンデンサを介してゲート駆動回路
に電力を供給し、さらに変換器が運転する前の全スイッ
チング素子がオフ状態にある場合も初充電抵抗により自
己消弧型スイッチング素子のゲート駆動用電力を供給す
る方式がある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】この場合に、ＧＴＯゲ
ート駆動回路用電源の入力電圧をある範囲に調整するた
め入力電圧調整回路が必要となる。しかし、ＧＴＯスイ
ッチング時に、ゲート駆動回路に必要なエネルギーより
も大きなエネルギーが主回路から供給されるため給電用
コンデンサの電圧は急激に上昇するので、入力電圧調整
回路には速いスイッチング素子を用い、しかも遅れなく
駆動する必要がある。また、電圧調整回路に用いる余剰
エネルギー消費用抵抗は放電を速やかにするために抵抗
値を小さくする必要がある。この時、放電電流値が大き
くなるため、放電スイッチも大電流用のスイッチング素
子を用いなければならない。しかし、スイッチングを速
めると対ノイズ性が低下する。

【０００５】また、電力変換装置の直流電圧の変動範囲
が広い場合には、直流電圧が最低の場合でも十分な電力
を供給するようにすると、直流電圧が高い場合に供給電
力がさらに過剰となり給電用コンデンサの電圧上昇が大
きくなるので、入力電圧調整回路で消費すべき最大電力
が大きくなる。

【０００６】そのため、ゲート駆動回路の入力電圧調整
を容易にし、かつ電力変換装置の直流電圧変動範囲が広
い場合にも、ゲート駆動回路に安定に電力を供給するこ
とが必要である。

【０００７】本発明の目的は、ゲート駆動用電力を安定
に自給することができる比較的構成が簡単で小型の回路
を有する半導体電力変換器を提供することである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、自己消弧型スイッチング素子を用いた電力
変換器において、自己消弧型スイッチング素子と並列に
接続されたダイオード（スナバダイオード）とコンデン
サ（スナバコンデンサ）とからなる第１の直列体と、ス
ナバダイオードと並列に接続された２個の抵抗器からな
る第２の直列体と、第２の直列体の一方の抵抗器に対し
て並列に接続された、給電用コンデンサとそのコンデン
サの充電極性を定めるための給電用ダイオードからなる
第３の直列体と、第３の直列体のコンデンサを介して前
記自己消弧型スイッチング素子を駆動する駆動回路を備
え、第２の直列体の一方の抵抗の抵抗値を他の抵抗の抵
抗値と比較して変化させるようにしたものである。

【０００９】また、本発明は上記目的を達成するため
に、第２の直列体の一方の抵抗として、可変抵抗を用い
たようにしたものである。

【００１０】また、本発明は上記目的を達成するため
に、第２の直列体の一方の抵抗または他の抵抗を可変抵
抗としたものである。

【００１１】また、本発明は上記目的を達成するため
に、第３の直列体のコンデンサとダイオードとの接続点
と、自己消弧型スイッチング素子とスナバコンデンサと
の接続点との間に初充電用の抵抗器を接続したものであ
る。

【００１２】また、本発明は上記目的を達成するため
に、固定抵抗とスイッチング素子からなる直列体を、別
の固定抵抗に少なくとも１組以上並列接続することによ
って可変抵抗を構成したものである。

【００１３】また、本発明は上記目的を達成するため
に、固定抵抗とスイッチング素子とを並列に接続した回
路を別の固定抵抗に少なくとも１組以上直列に接続して
可変抵抗を構成したものである。

【００１４】また、本発明は上記目的を達成するため
に、可変抵抗として、固定抵抗にトランジスタを直列に
接続した回路で構成し、能動領域を利用したものであ
る。

【００１５】また、本発明は上記目的を達成するため
に、可変抵抗の抵抗値を半導体電力変換装置が接続され
ている直流コンデンサの電圧（直流電源電圧とよぶ）に
よって制御するものである。

【００１６】また、本発明は上記目的を達成するため
に、可変抵抗の抵抗値を自己消弧素子の両端の電圧を検
出することによって制御するようにしたものである。

【００１７】また、本発明は上記目的を達成するため
に、自己消弧素子の両端の電圧検出として、素子故障検
出回路を利用して構成したものである。

【００１８】また、本発明は上記目的を達成するため
に、可変抵抗の抵抗値を給電用コンデンサの電圧を検出
することによって制御するものである。

【００１９】また、本発明は上記目的を達成するため
に、給電用コンデンサの後段に設けた平滑回路を介して
ゲート駆動回路用電力を供給するものである。

【００２０】また、本発明は上記目的を達成するため
に、２個以上の抵抗器を、１つの抵抗体に中間端子を設
けることにより構成したものである。

【００２１】また、本発明は上記目的を達成するため
に、自己消弧型スイッチング素子を用いた電力変換器に
おいて、自己消弧型スイッチング素子と並列に接続され
たダイオード（スナバダイオード）を有する第１の直列
体と、スナバダイオードと並列に接続された抵抗器を有
する第２の直列体と、第２の直列体の抵抗器に対して並
列に接続された、給電用コンデンサとそのコンデンサの
充電極性を定めるための給電用ダイオードからなる第３
の直列体と、第３の直列体のコンデンサを介して自己消
弧型スイッチング素子を駆動する駆動回路を備え、第２
の直列体の抵抗器の抵抗値を変化させるようにしたもの
である。

【００２２】また、本発明は上記目的を達成するため
に、自己消弧型スイッチング素子を用いた電力変換器に
おいて、自己消弧型スイッチング素子と並列に接続され
たダイオード（スナバダイオード）を有する第１の直列
体と、スナバダイオードと並列に接続された抵抗器を有
する第２の直列体と、第２の直列体の抵抗器に対して並
列に接続された、給電用コンデンサとそのコンデンサの
充電極性を定めるための給電用ダイオードからなる第３
の直列体と、第３の直列体のコンデンサを介して自己消
弧型スイッチング素子を駆動する駆動回路を備え、給電
用コンデンサが蓄える電力を制御するようにしたもので
ある。

【００２３】また、本発明は上記目的を達成するため
に、第２の直列体の抵抗器に流れる電流を制御すること
により給電用コンデンサが蓄える電力を制御するように
したものである。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図を
用いて説明する。ここでは、自己消弧型スイッチング素
子としてゲートターンオフサイリスタ（以下、ＧＴＯと
略す）を例にして説明する。

【００２５】図１に本発明の第１の実施例を示す。

【００２６】ＧＴＯ１と並列にコンデンサ（スナバコン
デンサ）２及びダイオード（スナバダイオード）３の直
列体が接続され、ＧＴＯ１がターンオフした時の電圧跳
ね上がりを抑える役割を果たす。

【００２７】また、スナバダイオード３と並列に２個の
抵抗器すなわちスナバ抵抗４１及び給電用分圧抵抗８２
からなる直列体が接続され、給電用分圧抵抗８２と並列
に、給電用ダイオード５及び給電用コンデンサ６から構
成される直列体が接続される。ここで給電用分圧抵抗８
２は、抵抗状態を変えるために図中に示すように可変抵
抗を用いる。

【００２８】そして、可変抵抗８２の抵抗値は、給電調
節回路８０により制御する。

【００２９】さらに、変換器運転前にも給電用コンデン
サ６を充電できるように給電用コンデンサ６の片側端子
と、ＧＴＯ１とスナバコンデンサ２との接続点との間に
初充電抵抗７を接続した構成とする。

【００３０】図１には初充電抵抗７と直列に初充電スイ
ッチング素子（図ではサイリスタ素子の記号）７１が接
続されている。変換器運転前は初充電抵抗７を介して給
電されるが、変換器運転中はＧＴＯ１のスイッチングに
より給電されるので初充電抵抗７は不要となる。逆にＧ
ＴＯ１のオフ中の電圧により初充電抵抗７で損失を発生
する。この損失を低減するために初充電スイッチング素
子７１が接続されている。

【００３１】これは後の実施の形態を説明する図におい
ては、この初充電スイッチング素子７１は省略するが、
各場合について初充電スイッチング素子７１を接続する
ことができる。

【００３２】給電用コンデンサ６と並列に、ゲート駆動
用電源１０及び給電用コンデンサ６の電圧すなわちゲー
ト駆動用電源１０の入力電圧を所定の範囲に保持するた
めの電圧調整回路（ＡＶＲ）９が接続され、さらにゲー
ト駆動回路１１が接続されてＧＴＯ１のゲートを駆動す
る。

【００３３】次に、回路の概略動作を説明する。

【００３４】まず、変換器が運転前の状態で、図には示
していないが主回路の直流電源電圧が上昇するとＧＴＯ
１のアノード，カソード間に電圧Ｖ_GA-Kが印加される。
その電圧により初充電抵抗７及び給電用分圧抵抗８２を
介して経路１のように給電用コンデンサ６が充電され
る。給電用コンデンサ６の電圧とゲート駆動用電源１０
への入力電流との積の電力がゲート駆動用電源１０に供
給され、ゲート駆動回路１１によりＧＴＯ１のゲート駆
動が可能となる。このとき、スナバコンデンサ２もＶ
_GA-K程度に充電される。

【００３５】変換器運転開始により、ＧＴＯ１がターン
オンすると、経路２に示すようにスナバコンデンサ２に
蓄積された電荷がＧＴＯ１を介して放電する。このと
き、給電用ダイオード５が導通し、給電用コンデンサ６
には給電用分圧抵抗８２相当の電圧が印加され、電力の
供給が行われる。

【００３６】スナバコンデンサ２の放電が進むと、給電
用分圧抵抗８２の電圧との大小関係により給電用ダイオ
ード５がオフし、電力供給が抑制される。

【００３７】このように、ＧＴＯ１のスイッチング時に
給電用コンデンサ６が充電されることにより、ゲート駆
動用電源１０に電力を供給するが、このとき１回のスイ
ッチング時に給電用コンデンサに供給されるエネルギー
は給電用分圧抵抗８２の大きさによって変わるので、結
局のところ供給電力が変化する。

【００３８】この様子を図２に示す。スナバ抵抗４１の
抵抗値を一定とした場合、給電用分圧抵抗８２が大きい
と給電用ダイオード５が導通している期間が長くなるの
で、スイッチング時の供給エネルギーが大きくなり供給
電力は大きくなる。反対に給電用分圧抵抗８２が小さい
場合には供給電力が小さくなり、給電用コンデンサ６の
電圧上昇を抑制することになる。また、スイッチング時
の供給エネルギーはＧＴＯ１がターンオンする前にスナ
バコンデンサ２に蓄積されていたエネルギーの大小、す
なわち主回路の直流電源電圧Ｖｄｃの大小によっても変
化する。図２に示すようにゲート駆動回路の最低必要電
力をＰｏとすると、直流電源電圧Ｖdcが最低の場合でも
給電するためには給電用分圧抵抗をＲｏ以上にする必要
がある。この場合に、直流電源電圧Ｖｄｃが最高の場合
には、Ｐｗｏだけ余剰に給電されるので給電用コンデン
サ６とゲート駆動用電源１０との間に接続されている電
圧調整回路(ＡＶＲ)９で消費しなければならない。そこ
で、直流電源電圧Ｖｄｃが最高の場合に給電用分圧抵抗
８２の値をＲ２と小さくなるように抵抗値を変えること
により、電圧調整回路９で消費すべき電力はＰｗ２に低
減でき小型化が図れる。

【００３９】ＧＴＯ１のスイッチングの合間には、給電
用コンデンサ６の充電は行われないが、給電用コンデン
サ６が放電することにより、ゲート駆動用電源１０に電
力が継続して供給され、ゲート駆動回路１１は正常に動
作しＧＴＯ１を駆動することができる。

【００４０】図３に本発明の第２の実施例を示す。

【００４１】これは、図１のスナバ抵抗４１と給電用分
圧抵抗８２とを入れ替えたもので、動作は図１の場合と
同様であるが、この場合は初充電の時に充電電流はスナ
バ抵抗４１及び給電用分圧抵抗８２には電流が流れずに
スナバダイオード３を通って流れる。したがって、本実
施例によると、初充電時の給電用分圧抵抗８２での損失
が低減できる。

【００４２】図４に本発明の第３の実施例を示す。

【００４３】これは、図１の場合と反対にスナバ抵抗４
１を可変抵抗８１にし、給電用分圧抵抗４２を固定抵抗
にして、互いの抵抗比を変化させるようにした場合であ
る。この場合は、給電用コンデンサ６への供給電力を調
整できるとともに、ＧＴＯターンオン時のスナバコンデ
ンサ２の放電電流ピーク値を調整できるというメリット
がある。例えば、直流電源電圧が高い場合にはＧＴＯタ
ーンオン直前のスナバコンデンサ２の電圧も高くなって
いるので、そのような場合にスナバ抵抗８１の抵抗値を
大きくすれば電流ピークを抑制することになる。

【００４４】図５に本発明の第４の実施例を示す。

【００４５】これは、固定抵抗８４と並列に固定抵抗８
５及びスイッチング素子８３からなる直列体を接続する
ことにより可変抵抗を構成したものであり、電力変換器
の直流電源電圧を検出し光ファイバ１２を通して給電調
節回路８０にスイッチング素子８３のオン・オフ信号が
伝送されることにより、可変抵抗８２の値を制御するも
のである。

【００４６】図５の場合は給電用分圧抵抗８２として、
スイッチング素子８３がオフの状態では固定抵抗８４の
値、オンの状態では固定抵抗８４と８５とが並列に接続
された値の２通りの抵抗値をとることができる。抵抗及
びスイッチング素子からなる直列体の並列数を増やすこ
とによってより細かく抵抗値を変えることが可能にな
り、これにより複数個の抵抗を並列にオン・オフするこ
とにより安定に抵抗値を変化させることを可能にしてい
る。

【００４７】図５の場合の給電調節回路８０の構成例を
図６に示す。

【００４８】光ファイバ１２で伝送されてきた光信号を
光／電気変換回路８００により電気信号に変換し、その
電気信号によって駆動回路８０３でスイッチング素子８
３のオン・オフを制御している。

【００４９】なお、この場合はスイッチング素子８３が
電気信号により駆動される素子であったために、光／電
気変換回路８００を必要としたが、光駆動の素子を使用
すれば光信号のままスイッチング素子８３を駆動するこ
とができる。

【００５０】例えば、スイッチング素子８３に光サイリ
スタを用いると光信号により直接点弧させることがで
き、また、ＧＴＯ１のスイッチングによる過渡状態が終
わると光サイリスタのオンを保持できるだけの電流が流
れないのでオフさせることができる。

【００５１】図７に本発明の第５の実施例を示す。

【００５２】これは、可変抵抗の構成は図５の場合と同
様であるが、給電調節回路８０によりＧＴＯ１のＡ（ア
ノード）−Ｋ（カソード）間電圧を検出し、その電圧に
応じてスイッチング素子８３を制御するものである。こ
こで、ＧＴＯ１のＡ−Ｋ間電圧は電流遮断時に跳ね上が
るので、電圧検出部には跳ね上がり電圧によって動作し
ないようにしてある。

【００５３】その場合の給電調節回路の構成例を図８に
示す。

【００５４】ＧＴＯ１のＡ−Ｋ間電圧は概略図９のよう
な変化をスイッチングのたびに繰り返す。ただし、電圧
ピーク値Ｖｄｐはスイッチング時の負荷電流によって異
なる。

【００５５】まず、電圧が時刻Ｔｏによって上昇しはじ
め、それからＴｓ後に電圧値Ｖｓになったことを電圧検
出回路８０１で検出する。電圧はその後Ｖｄｐまで上昇
したのちに定常状態に落ち着く。この定常状態での電圧
値は、電力変換器の直流電源電圧をＧＴＯ１の直列数で
除した値とほぼ同等である。

【００５６】定常状態に落ち着くまでの時間は回路定数
によってほぼ決まるので、定常状態になると推測され、
かつ次のオンになる前の時間Ｔｃを図８のタイマ回路８
０４で測りそのときの電圧を検出してその電圧が設定値
Ｖｂ以上であるかどうかを電圧調整回路８０２で判断し
て駆動回路８０３によりスイッチング素子８３を駆動し
て可変抵抗８２の値を制御する。

【００５７】このようにＧＴＯ１のＡ−Ｋ間電圧を検出
することにより、図５に示した光ファイバ１２が不要と
なる。

【００５８】なお、図７の場合でも図５の場合と同様
に、抵抗及びスイッチング素子からなる直列体の並列数
を増やすことによってより細かく抵抗値を変えることが
できる。

【００５９】図１０に本発明の第６の実施例を示す。

【００６０】この場合は、図７の場合に、さらに素子故
障検出機能をつけたものである。給電調節及び素子故障
検出回路８９によってＧＴＯ１のＡ−Ｋ間電圧を検出す
ることによりスイッチング素子８３を駆動して可変抵抗
８２の抵抗値を制御するとともに同時に素子故障も検出
できる。

【００６１】ＧＴＯ素子が健全状態においては、ＧＴＯ
１のＡ−Ｋ間はオン時は電圧がゼロ、オフ時は直流電源
電圧を直列素子数で除した電圧相当が印加されている。
しかし、素子が故障するとずっと電圧ゼロの状態が続
く。そのため、ある時間以上Ａ−Ｋ間電圧に電圧が印加
されない場合は素子の故障とみなせる。この状態を検出
することにより検出によりどの素子が破壊したのか判断
することができる。また、複数の素子を直列に接続して
いる電力変換器においては、１素子の故障により直列接
続された他の素子の印加電圧が高くなるため、他の素子
の破壊へつながることもある。その場合、素子の故障を
検出して変換器の停止などの保護動作をすることによっ
て、さらなる素子の破壊を防ぐことができる。

【００６２】一般には、最初からＡ−Ｋ間電圧に素子故
障検出回路を接続して使用することが多く、この検出回
路を利用して可変抵抗８２の抵抗を制御すれば、新たな
回路を追加することなく抵抗値を可変することができ
る。

【００６３】図１１に図１０の場合の給電調節及び素子
故障検出回路８９の構成例を示す。図１１は、図８の回
路に素子故障判断回路８０５及び電気／光変換回路８０
６を追加した構造になっており、素子が健全か故障かの
信号を電圧を検出することにより素子故障判断回路が判
断して光ファイバ１２を通して、変換器の制御盤に送ら
れる。

【００６４】図１２に本発明の第７の実施例を示す。

【００６５】この場合は給電用コンデンサ６の電圧を検
出して、給電調節回路８０によりスイッチング素子８３
を制御することによって可変抵抗８２の抵抗値を制御し
ている。

【００６６】給電用コンデンサ６の電圧が高い場合は供
給電力が大きいということであり、可変抵抗８２の抵抗
値を小さくして供給電力を低減させることにより、過剰
な供給を防ぐことができるので、電圧調整回路９の消費
電力が少なくなり、回路が小型になる。

【００６７】ＧＴＯ１のＡ−Ｋ間電圧に比べて、給電用
コンデンサ６の電圧は低電圧でまた変化も小さいので検
出回路が簡素になる。

【００６８】この場合の給電調節回路８０の構成例を図
１３に示す。

【００６９】この図では、給電調節回路８０は、電圧検
出回路８０１，電圧調整回路８０２及び駆動回路８０３
で構成されている。電圧検出回路８０１で検出した電圧
値と電圧設定値との大小関係を電圧調整回路８０２によ
って判断して駆動回路８０３によりスイッチング素子８
３のオン・オフを制御する。

【００７０】電圧設定値との単純な大小比較だけではス
イッチング素子８３がオンすると電圧が減少し、そして
スイッチング素子８３がオフし、この動作を繰り返すチ
ャタリングを起こす可能性があるので、オフ設定値に対
してやや大きいオン設定値にするヒステリシス特性を持
たせるようにする。

【００７１】図１４に本発明の第８の実施例として、可
変抵抗８１あるいは８２の第２の構成例を示す。

【００７２】これは、固定抵抗８４と直列に、固定抵抗
８５と並列に接続したスイッチング素子８３からなるも
のを１個以上接続し、そのスイッチング素子８３を給電
調節回路８０によって制御することにより可変抵抗８１
あるいは８２を構成したものである。

【００７３】図１４の場合は、スイッチング素子８３が
オンの状態では概ね（スイッチング素子８３のオン抵抗
を無視すると）固定抵抗８４の値となり、オフの状態で
は固定抵抗８４と８５とが直列になった値となる。

【００７４】本実施例では、可変抵抗両端に印加される
電圧に対して、スイッチング素子８３に印加される電圧
は抵抗８５で分圧された電圧分だけ低く、スイッチング
素子８３として定格電圧の低い素子を利用できるという
効果がある。

【００７５】図１５に本発明の第９の例として、可変抵
抗８１あるいは８２の第３の構成例を示す。

【００７６】これは、固定抵抗８４にトランジスタ８６
を直列に接続して、そのトランジスタ８６をスイッチン
グ動作ではなく能動領域で使うことによりインピーダン
スを変えて可変抵抗８１あるいは８２を構成したもので
ある。この場合の給電調節回路８０内の駆動回路はスイ
ッチング素子８３を駆動する場合と異なりトランジスタ
８６のベース電流を調整する駆動回路となる。

【００７７】そして、この場合は、固定抵抗が１個でよ
いので部品数が少ないという利点がある。

【００７８】図１６に本発明の第１０の実施例を示す。

【００７９】図５，図７，図１０及び図１２では給電用
分圧抵抗４２を可変抵抗８２としたが、図１６の場合は
スナバ抵抗４１を可変抵抗８１におきかえている。可変
抵抗部分は図５及び図７と同様な構成になっているが、
電圧検出はスナバコンデンサ２の電圧を検出してスイッ
チング素子を制御している。この場合も図５の場合の自
己消弧素子１両端電圧と同様に、スナバコンデンサ２の
電圧も電流遮断時に跳ね上がるので図８のような給電調
節回路８０の構成を採用している。

【００８０】またこの場合も、可変抵抗として図５と同
じ構成としているが、図１４あるいは図１５の構成とし
てもよい。

【００８１】図１７に本発明の第１１の実施例を示す。

【００８２】図１〜図１６においては、スナバ抵抗を２
つの抵抗４１と４２に分圧した片方の抵抗４２と並列に
給電用ダイオード５及び給電用コンデンサ６を接続して
ゲート駆動回路１１に電力を供給したのに対し、ここで
はスナバ抵抗４１を分割せずにこの抵抗と並列に給電用
ダイオード５，給電用コンデンサ６及び給電用分流抵抗
を接続したもので、その給電用分流抵抗に可変抵抗８７
を用いたものである。この場合はスナバ抵抗４１と分流
抵抗８７が並列になっているので、ＧＴＯ１のターンオ
ン時に給電用コンデンサ６に流れる電流ピーク値を低減
することができる。なお、この場合にはスナバ抵抗４１
に流れる電流と給電用コンデンサ６に流れる電流とはス
ナバ抵抗４１と分流抵抗８７の逆数の比で決まるので分
流抵抗８７の抵抗値が小さい方が供給電力は大きくな
る。

【００８３】図１８に本発明の第１２の実施例を示す。

【００８４】この場合は、図１７の可変抵抗部分８７を
図５と同じ構成としたものである。このスイッチング素
子８３は図１２の場合と同様に給電調節回路８０により
給電用コンデンサ６の電圧を検出して制御している。

【００８５】図１９に本発明の第１３の実施例を示す。

【００８６】図１９において、回路の構成は図１２の場
合と同様であるが、２つの抵抗８４と８５を１つの抵抗
体８８に中間端子を設けることによって構成したもので
ある。１つの抵抗体とすることで装置の小型化が図れ
る。

【００８７】なお、ここでは図１２の場合の８４と８５
の２つの抵抗を中間端子付き抵抗体で構成したが、その
他の回路構成の場合でも片端子を共有する２つの抵抗あ
るいは部分的に直列となっている複数の抵抗はこのよう
にすることができる。

【００８８】

【発明の効果】本発明により、スナバエネルギーを利用
してゲート駆動用電力を安定に供給できる、比較的小型
で簡単な構成の回路を用いた電力変換器を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す。

【図２】本発明における抵抗と供給電力との関係を示
す。

【図３】本発明の第２の実施例を示す。

【図４】本発明の第３の実施例を示す。

【図５】本発明の第４の実施例を示す。

【図６】図５の構成要素の一部の構成例を示す。

【図７】本発明の第５の実施例を示す。

【図８】図７の構成要素の一部の構成例を示す。

【図９】図７，図８の動作の説明のための図（ＧＴＯの
Ａ−Ｋ間電圧波形）を示す。

【図１０】本発明の第６の実施例を示す。

【図１１】図１０の構成要素の一部の構成例を示す。

【図１２】本発明の第７の実施例を示す。

【図１３】図１２の構成要素の一部の構成例を示す。

【図１４】本発明の第８の実施例を示す。

【図１５】本発明の第９の実施例を示す。

【図１６】本発明の第１０の実施例を示す。

【図１７】本発明の第１１の実施例を示す。

【図１８】本発明の第１２の実施例を示す。

【図１９】本発明の第１３の実施例を示す。

【図２０】従来の回路方式を示す。

【符号の説明】

１…ＧＴＯ、２…スナバコンデンサ、３…スナバダイオ
ード、５…給電用ダイオード、６…給電用コンデンサ、
７…初充電抵抗、９…電圧調整回路、１０…ゲート駆動
用電源、１１…ゲート駆動回路、１２…光ファイバ、４
１…スナバ抵抗、４２…給電用分圧抵抗、４３…給電用
分流抵抗、７１…初充電スイッチング素子、８０…給電
調節回路、８１…可変抵抗（スナバ抵抗）、８２…可変
抵抗（給電用分圧抵抗）、８３…スイッチング素子、８
４，８５…固定抵抗、８６…電力用トランジスタ、８７
…可変抵抗（給電用分流抵抗）、８８…抵抗体、８９…
給電調節及び素子故障検出回路、８００…光／電気変換
回路、８０１…電圧検出回路、８０２…電圧調整回路、
８０３…駆動回路、８０４…タイマ回路、８０５…素子
故障判断回路、８０６…電気／光変換回路。

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】自己消弧型スイッチング素子を用いた電力
   変換器において、 前記自己消弧型スイッチング素子と並列に接続されたダ
   イオードとコンデンサとからなる第１の直列体と、 前記スナバダイオードと並列に接続された２個の抵抗器
   からなる第２の直列体と、 該第２の直列体の一方の抵抗器に対して並列に接続され
   た、給電用コンデンサとそのコンデンサの充電極性を定
   めるための給電用ダイオードからなる第３の直列体と、 該第３の直列体のコンデンサを介して前記自己消弧型ス
   イッチング素子を駆動する駆動回路を備え、 前記第２の直列体の一方の抵抗の抵抗値を他の抵抗の抵
   抗値に対して変化させることを特徴とした半導体電力変
   換装置。
2. 【請求項２】請求項１の半導体電力変換装置において、 前記第２の直列体の一方の抵抗として、可変抵抗を用い
   たことを特徴とする半導体電力変換装置。
3. 【請求項３】請求項１の半導体電力変換装置において、 前記第２の直列体の一方の抵抗または他の抵抗を可変抵
   抗としたことを特徴とする半導体電力変換装置。
4. 【請求項４】請求項１の半導体電力変換装置において、 第３の直列体のコンデンサとダイオードとの接続点と、
   前記自己消弧型スイッチング素子と前記スナバコンデン
   サとの接続点との間に初充電用の抵抗器を接続したこと
   を特徴とする半導体電力変換装置。
5. 【請求項５】請求項２または請求項３の半導体電力変換
   装置おいて、 固定抵抗とスイッチング素子からなる直列体を、別の固
   定抵抗に少なくとも１組以上並列接続することによって
   可変抵抗を構成したことを特徴とした半導体電力変換装
   置。
6. 【請求項６】請求項２または請求項３の半導体電力変換
   装置おいて、 固定抵抗とスイッチング素子とを並列に接続した回路を
   別の固定抵抗に少なくとも１組以上直列に接続して可変
   抵抗を構成したことを特徴とした半導体電力変換装置。
7. 【請求項７】請求項２または請求項３の半導体電力変換
   装置おいて、 可変抵抗として、固定抵抗にトランジスタを直列に接続
   した回路で構成し、能動領域を利用したことを特徴とし
   た半導体電力変換装置。
8. 【請求項８】請求項２または請求項３の半導体電力変換
   装置おいて、 可変抵抗の抵抗値を該半導体電力変換装置が接続されて
   いる直流コンデンサの電圧（直流電源電圧とよぶ）によ
   って制御することを特徴とした半導体電力変換装置。
9. 【請求項９】請求項２から請求項８までのうちの半導体
   電力変換装置おいて、 可変抵抗の抵抗値を該自己消弧素子の両端の電圧を検出
   することによって制御することを特徴とした半導体電力
   変換装置。
10. 【請求項１０】請求項９の半導体電力変換装置におい
    て、 自己消弧素子の両端の電圧検出として、素子故障検出回
    路を利用して構成したことを特徴とした半導体電力変換
    装置。
11. 【請求項１１】請求項２から請求項１０までのうちの半
    導体電力変換装置おいて、 可変抵抗の抵抗値を給電用コンデンサの電圧を検出する
    ことによって制御することを特徴とした半導体電力変換
    装置。
12. 【請求項１２】請求項２から請求項１１までのうちの半
    導体電力変換装置おいて、 給電用コンデンサの後段に設けた平滑回路を介してゲー
    ト駆動回路用電力を供給することを特徴とした半導体電
    力変換装置。
13. 【請求項１３】請求項２から請求項１２までのうちの半
    導体電力変換装置おいて、 ２個以上の抵抗器を、１つの抵抗体に中間端子を設ける
    ことにより構成したことを特徴とした半導体電力変換装
    置。
14. 【請求項１４】自己消弧型スイッチング素子を用いた電
    力変換器において、 前記自己消弧型スイッチング素子と並列に接続されたダ
    イオード（スナバダイオード）を有する第１の直列体
    と、 前記スナバダイオードと並列に接続された抵抗器を有す
    る第２の直列体と、 該第２の直列体の抵抗器に対して並列に接続された、給
    電用コンデンサとそのコンデンサの充電極性を定めるた
    めの給電用ダイオードからなる第３の直列体と、 該第３の直列体のコンデンサを介して前記自己消弧型ス
    イッチング素子を駆動する駆動回路を備え、 前記第２の直列体の抵抗器の抵抗値を変化させることを
    特徴とした半導体電力変換装置。
15. 【請求項１５】自己消弧型スイッチング素子を用いた電
    力変換器において、 前記自己消弧型スイッチング素子と並列に接続されたダ
    イオード（スナバダイオード）を有する第１の直列体
    と、 前記スナバダイオードと並列に接続された抵抗器を有す
    る第２の直列体と、 該第２の直列体の抵抗器に対して並列に接続された、給
    電用コンデンサとそのコンデンサの充電極性を定めるた
    めの給電用ダイオードからなる第３の直列体と、 該第３の直列体のコンデンサを介して前記自己消弧型ス
    イッチング素子を駆動する駆動回路を備え、 前記給電用コンデンサが蓄える電力を制御することを特
    徴とした半導体電力変換装置。
16. 【請求項１６】請求項１５の半導体電力変換装置おい
    て、 第２の直列体の抵抗器に流れる電流を制御することによ
    り前記給電用コンデンサが蓄える電力を制御することを
    特徴とした半導体電力変換装置。