DE19600808B4 - Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Leistungstransistorsystemen - Google Patents

Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Leistungstransistorsystemen Download PDF

Info

Publication number
DE19600808B4
DE19600808B4 DE19600808A DE19600808A DE19600808B4 DE 19600808 B4 DE19600808 B4 DE 19600808B4 DE 19600808 A DE19600808 A DE 19600808A DE 19600808 A DE19600808 A DE 19600808A DE 19600808 B4 DE19600808 B4 DE 19600808B4
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
transistor
terminal
diode
cathode
anode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE19600808A
Other languages
English (en)
Other versions
DE19600808A1 (de
Inventor
Sam Seiichiro Cupertino Ochi
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
IXYS LLC
Original Assignee
IXYS LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by IXYS LLC filed Critical IXYS LLC
Publication of DE19600808A1 publication Critical patent/DE19600808A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE19600808B4 publication Critical patent/DE19600808B4/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Leistungstransistorsystemen mit
einem ersten Transistor (10) mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss, einem Ansteuerungsanschluss und einem Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen,
einer ersten Diode (28) mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Kathode der ersten Diode (28) an den ersten Anschluss des ersten Transistors (10) gekoppelt ist und die erste Diode (28) eine Durchbruchspannung in Sperrrichtung aufweist, welche kleiner als der Lawinendurchbruchspannungsnennwert ist,
einer zweiten Diode (32) mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Anode der zweiten Diode (32) an die Anode der ersten Diode (28) gekoppelt ist und die Kathode der zweiten Diode (32) an den Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors (10) gekoppelt ist,
einer Ansteuerungseinrichtungsschaltung, die an den Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors (10) gekoppelt ist, wobei die Ansteuerungseinrichtungsschaltung zum Liefern eines Ansteuerungssignals an den ersten Transistor (10) dient,...

Description

  • Diese Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Leistungstransistorsystemen.
  • Entsättigungsdetektionsschaltkreise mit schnellen Ansprechzeiten und präzisen Detektionsschwellen sind für Systeme mit Leistungstransistoren erwünscht, um die Leistungstransistoren vor übermäßigem Strom, beispielsweise von einem Lastkurzschluss, zu schützen. Während des anfänglichen Einschaltens eines Leistungstransistors muss jedoch der Entsättigungsdetektionsschaltkreis für eine ausreichende Zeit gesperrt werden, um eine Sättigung des Transistors zu ermöglichen. In der Vergangenheit ist dieses Problem gelöst worden, indem Detektionsschaltkreise mit Ansprechzeiten verwendet wurden, die länger als die Zeit waren, die der Leistungstransistor benötigte, um anfangs Sättigung zu erreichen. Unglücklicherweise schaffen derart langsame Ansprechzeiten oft unangemessenen Schutz während eines normalen Zustandes. Abgesehen davon, dass sie zu langsam waren, wiesen frühere Entsättigungsdetektionsschaltkreise oft ungenaue Detektionsschwellen aufgrund von Systemkomponententoleranzen auf, was einem verlässlichen Erfassen von Entsättigungsereignissen weiter entgegenstand.
  • Ein anderes Problem im Zusammenhang mit Leistungssystemen ist das Auftreten von Überspannungen über den Leistungstransistoren. Frühere Lösungen des Überspannungsproblems sahen Dämpfungsschaltkreise vor. Es hat sich gezeigt, dass Dämpfungsschaltkreise einen angemessenen Schutz gegen Überspannungszustände liefern, sie erfordern jedoch die Verwendung von Hochspannungskondensatoren hoher Qualität, welche voluminös und teuer sind.
  • Aus diesem Grund besteht ein Bedarf an einem Entsättigungsdetektions-schaltkreis mit einer schnellen Ansprechzeit und einer präzisen Detektionsschwelle. Es besteht zudem ein Bedarf an einem Überspannungsklemmenschutz, der Dämpfungsschaltkreise überflüssig macht.
  • In Patent Abstracts of Japan, 63037712 A ist eine Überspannungsschutzschaltung für einen Feldeffekttransistor beschrieben, bei der zwischen dem Drain- und dem Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors eine Zenerdiode und eine Diode gegensinnig in Reihe geschaltet sind, wobei die Kathode der Zenerdiode mit dem Drain-Anschluss und die Kathode der Diode mit dem Gate-Anschluss verbunden ist. Dem Feldeffekttransistor ist ein Steuertransistor zugeordnet, dessen Kollektor über einen Widerstand mit dem Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors verbunden ist.
  • Aus der DE 43 20 021 A1 ist eine Einrichtung zur Erfassung von Sättigungszuständen eines IGBT bekannt. Dabei wird der jeweilige Sättigungszustand über einen Komparator erfasst, der einen von einer Referenzspannung beaufschlagten ersten Eingang und einen zweiten Eingang umfasst, der über eine Diode mit dem Kollektor des IGBT verbunden ist, wobei die Anode der Diode an den zweiten Komparatoreingang und deren Kathode an den Kollektor des IGBT angeschlossen ist.
    •
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs genannten Art zu schaffen, die die oben erwähnten Anforderungen erfüllt und in der dazu die Entsättigungserfassung und der Überspannungsschutz bei einfachem Aufbau in optimaler Weise kombiniert sind.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Leistungstransistorsystemen mit
    einem ersten Transistor mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss, einem Ansteuerungsanschluss und einem Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen,
    einer ersten Diode mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Kathode der ersten Diode an den ersten Anschluss des ersten Transistors gekoppelt ist und die erste Diode eine Durchbruchspannung in Sperrrichtung aufweist, welche kleiner als der Lawinendurchbruchspannungsnennwert ist,
    einer zweiten Diode mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Anode der zweiten Diode an die Anode der ersten Diode gekoppelt ist und die Kathode der zweiten Diode an den Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors gekoppelt ist,
    einer Ansteuerungseinrichtungsschaltung, die an den Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors gekoppelt ist, wobei die Ansteuerungseinrichtungsschaltung zum Liefern eines Ansteuerungssignals an den ersten Transistor dient,
    einem ersten Widerstand,
    einem zweiten Transistor mit einem Kollektor-Anschluss, einem Emitter-Anschluss und einem Basis-Anschluss, wobei der Basis-Anschluss des zweiten Transistors an die Ansteuerungseinrichtungsschaltung mittels des ersten Widerstandes gekoppelt ist,
    einem ersten Kondensator, der an den Basis-Anschluss des zweiten Transistors gekoppelt ist,
    einer dritten Diode mit einer Anode, einer Kathode und einem Durchbruchspannungsnennwert in Sperrrichtung, wobei die Kathode der dritten Diode an den Emitter des zweiten Transistors gekoppelt ist, die Kathode der dritten Diode auch an die Anoden der ersten und der zweiten Diode gekoppelt ist und die Anode der dritten Diode an Masse gekoppelt ist, und
    einem Komparatorschaltkreis, der an die Anode der dritten Diode zur Erfassung eines Entsättigungszustandes gekoppelt ist.
  • Bevorzugte Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind in den Unteransprüchen angegeben.
  • Es ergibt sich somit eine Vorrichtung, in der die Entsättigungserfassung und der Überspannungsschutz in optimaler Weise kombiniert sind. Mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung können also sowohl Spannungstransienten unterdrückt als auch Entsättigungszustände in Systemen mit Leistungstransistoren erfasst werden. Ein einziger Schaltkreis führt diese zwei Funktionen aus, wobei bestimmte Schaltkreiskomponenten verwendet werden, um beide zu implementieren. Die Unterdrückung von Spannungstransienten wird im wesentlichen mittels einer Zenerdiode erlangt, die zwischen die Hochspannungs- und Ansteuerungsanschlüsse des Systemleistungstransistors gekoppelt ist. Wenn ein Überspannungszustand über dem Leistungstransistor auftritt, bricht die Zenerdiode durch, wobei sie die Spannungszunahme in den Ansteuerungsanschluss des Leistungstransistors zurückspeist. Dies schaltet den Transistor ein und erlaubt ihm, den Strom zu senken, wodurch die Zunahme der Spannung über dem Transistor verlangsamt und der Überspannung entgegengewirkt wird.
  • Unter normalen Betriebszuständen wird eine Kombination von mehreren Komponenten (einschließlich der Zenerdiode) eingesetzt, um einen Spannungspegel am Eingang eines Komparators einzustellen, welcher eine geeignete Sättigungsspannung über dem Leistungstransistor anzeigt. Ein erstes RC-Netzwerk schafft eine Verzögerung (näherungsweise 10 μs) bei mit Leistung beaufschlagtem Schaltkreis, während der der Entsättigungsdetektionsschaltkreis gesperrt ist. Ein zweites RC-Netzwerk überwacht die Zeit, in welcher der Schaltkreis auf einen Entsättigungszustand anspricht (näherungsweise 1 μs). Wenn der Leistungstransistor aus der Sättigung herauskommt, fällt der Spannungspegel an dem Eingang zu dem Komparator unter einen Referenzpegel und der Transistor wird ausgeschaltet.
  • Ein RC-Netzwerk mit einem ersten Widerstand und einem ersten Kondensator ist an die Ansteuerungseinrichtungsschaltung gekoppelt. Der Basis-Anschluss eines zweiten Transistors ist an die Ansteuerungseinrichtungsschaltung mittels des RC-Netzwerks gekoppelt.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform beträgt die Durchbruchspannung in Sperrrichtung der ersten Diode 0,9·VB, wobei VB der Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen des ersten Transistors ist. Gemäß einer anderen zweckmäßigen Ausführungsform sind die Ansteuerungseinrichtungsschaltung und der Komparatorschaltkreis in einen integrierten Schaltkreis hergestellt. Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform sind der erste Transistor und die erste Diode in dem gleichen Halbleitersubstrat hergestellt.
  • Bei einer vorteilhaften Ausführungsform bestimmt das RC-Netzwerk, das durch den ersten Widerstand und den ersten Kondensator gebildet wird, die Verzögerung bei dem Freigeben der Vorrichtung. Ein zweites RC-Netzwerk, das an die Anode der dritten Diode gekoppelt ist, bestimmt die Zeit, in welcher die Vorrichtung auf einen Entsättigungszustand anspricht, und die Zeit, in welcher der Entsättigungsschaltkreis in der Lage ist, sich selbst zurückzusetzen, sobald der Entsättigungszustand verschwunden ist.
  • Die Erfindung weist den Vorteil auf, dass sie einen Entsättigungsschaltkreis mit einer schnellen Ansprechzeit und einer genauen Detektionssschwelle schafft. Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, dass ein schneller Überspannungsschutz ohne den Bedarf für teuere, voluminöse Dämpfungsschaltkreise gewährleistet ist.
    •
  • Die Erfindung wird im folgenden beispielhaft anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt:
  • 1 ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform eines kombinierten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreises.
  • 1 zeigt ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform des kombinierten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreises. Der gezeigte Schaltkreis kann beispielsweise in einem Leistungsmodul angewendet werden, in welchem ein durch einen Ausgangsleistungstransistor gebildeter erster Transistor 10 einer von zwei Leistungstransistoren in einer Halbbrückeninverterkonfiguration ist. In einem derartigen Leistungsmodul empfängt ein integrierter Schaltkreis (IC) 12 ein an einen Transformator gekoppeltes Eingangssignal von einer Niederspannungselektronik, welche direkt an einen Pulsbreitenmodulator (nicht gezeigt) gekoppelt sein kann. Der integrierte Schaltkreis 12 liefert dann ein Ansteuerungssignal an den ersten Transistor 10, welcher das Signal verstärkt, wodurch ein Ansteuerungssignal für eine Last 11 geliefert wird.
  • Wenn der erste Transistor 10 ausgeschaltet ist, hält der OUT-Anschluss des integrierten Schaltkreises 12 den ersten Transistor 10 ausgeschaltet, indem eine negative Vorspannung (bezüglich seines Quellen- oder Sourcepotentials) VEE an den Gate-Anschluss des ersten Transistors 10 über einen Widerstand 14, den Reihengatewiderstand, angelegt wird. Der integrierte Schaltkreis 12 steuert auch die Basis eines zweiten Transistors 16 auf VEE über einen Widerstand 18 an, so dass sein Basis-Emitter-Übergang in Sperrrichtung vorgespannt und ausgeschaltet ist. Eine Diode 20 verhindert einen Zenerdurchgang des Basis-Emitter-Übergangs des zweiten Transistors 16 während dieser Periode. Ein in dem integrierten Schaltkreis 12 enthaltener Feldeffekttransistor 22 schließt einen Widerstand 24 und einen Kondensator 26 auf Masse. Eine als Klemmenlawinendiode vorgesehene Diode 28 weist eine Durchbruchspannung in Sperrrichtung von 0,9·VB auf, wobei VB der Lawinendurchbruchspannungsnennwert des ersten Transistors 10 ist. Bei dem Ereignis einer Überspannung an dem Drain-Anschluss des ersten Transistors 10, sobald das Drainpotential 0,9·VB erreicht, bricht die Diode 28 durch und beginnt zu leiten. Der Strom durch die Diode 28 lädt den Eingangskondensator des ersten Transistors 10 auf, wodurch die Gate-Source-Spannung dieses Transistors 10 (VGS10) hochgesteuert wird. Wenn die Drain-Source-Spannung des ersten Transistors 10 (VDS10) weiter steigt, beginnt VGS10 mit der gleichen Rate anzusteigen. Bald ist die VGS10 ausreichend hoch, um die Eingangsschwelle zu überwinden, und der erste Transistor 10 beginnt, Strom zu leiten. Wenn VDS10 weiter steigt, wird auch VGS10 zunehmend positiver. Solange VDS10 nicht VB überschreitet, kann der erste Transistor 10 einen vollen Kurzschlussstrom von wenigstens dem Fünffachen seines Nennstroms bei 90°C leiten und mehr, wenn VGS10 größer als 15 Volt während dieser Periode wird. Tatsächlich wird VDS10 sich an eine Spannung klemmen, welche gleich der Summe der Durchbruchspannung in Sperrrichtung der Diode 28 plus dem Vorwärtsabfall der Diode 32 plus VGS10 ist. Die Überspannungsschutzschaltung, die aus Dioden 28 und 32 besteht, ist durch die gestrichelte Linie 33 gezeigt.
  • Der Entsättigungsdetektionsschaltkreis (welcher Dioden 28 und 32 enthält) wird nur freigegeben, nachdem der erste Transistor 10 ausreichend eingeschaltet worden ist. Wenn sich der erste Transistor 10 der Sättigung annähert, steuert der OUT-Anschluss des integrierten Schaltkreises 12 die Basis des zweiten Transistors 16 zu VDD über den Widerstand 18. Der Wert des Kondensators 36 ist so gewählt, dass die Freigabe der Entsättigungsdetektionsschaltung für näherungsweise 10 μs, oder bis der erste Transistor 10 ausreichend dicht an die Sättigung gelangt ist, verzögert wird. Unter normalen Sättigungszuständen liegt der Drain-Anschluss des ersten Transistors 10 auf näherungsweise 2 Volt. Dadurch wird die Diode 28 vorwärts vorgespannt, wobei die Spannung an der Kathode der Diode 34 nach unten gezogen wird, wodurch verhindert wird, dass die Diode 34 Strom in die Sperrrichtung leitet. Wenn der Drain-Anschluss des ersten Transistors 10 nicht unter einen bestimmten Wert innerhalb 10 μs Einschaltdauer abfällt oder dieser Transistor 10 aus der Sättigung während eines normalen Zustandes herauskommt, wird die Spannung an der Kathode der Diode 34, eine 7,5 Volt-Zenerdiode, rampenartig ansteigen, wodurch diese Diode 34 schließlich in Sperrrichtung vorgespannt und ausgeschaltet wird. Wenn die Diode 34 ihre Zenerspannung erreicht, wird sie durchbrechen und in Sperrrichtung zu leiten beginnen. Die resultierende Spannungspegel in dem Schaltkreis können aus der Spannung an dem Emitter des zweiten Transistors 16, nämlich 14,3 Volt, bestimmt werden. Durch Subtrahieren von 7,5 Volt (die Durchbruchspannung in Sperrrichtung der Diode 34) und 0,7 Volt (der Vorwärtsspannungsabfall der Diode 20) von 14,3 Volt, kann bestimmt werden, dass ein Gesamtwert von 1,1 Volt über den Widerständen 40 und 24 geteilt wird. Wenn der Widerstand 40 6,2 kΩ und der Widerstand 24 1 kΩ betragen, werden über dem Widerstand 24 0,83 Volt erzeugt, wodurch der 320 mV-Referenzpegel überschritten und der Komparator 44 ausgelöst werden. Daher wird der tatsächliche Entsättigungswahrnehmungsauslösungspunkt an dem Drain-Anschluss des ersten Transistors 10 durch die Durchbruchspannung in Sperrrichtung der Diode 34 (7,5 Volt) plus der Schwellenspannung des Komparators 44 (0,32 Volt) weniger dem Vorwärtsspannungsabfall der Diode 28 (ungefähr 0,8 Volt) eingestellt, was einen Wert von näherungsweise 7 Volt ergibt. Auf diese Weise wird jegliche Drain-Spannung größer als 7 Volt den Entsättigungsdetektionsschaltkreis auslösen.
  • Der Widerstand 48 begrenzt jeglichen Fluss schädlicher Ströme in den Entsättigungsdetektionsschaltkreis, wann immer die Diode 28 während V++ Bus- oder Ausgangslasttransienten durchbricht. Der primäre Zweck des Kondensators 26 besteht darin, eine Rauschfilterung für den IM-Eingang des integrierten Schaltkreises 12 vorzusehen. Wenn ein Entsättigungszustand auftritt, bestimmt der Kondensator 26 zusammen mit der Parallelkombination von Widerständen 24 und 40 sowohl die Ansprechzeit des Entsättigungsdetektionsschaltkreises auf ein Entsättigungsereignis als auch die Zeit, die notwendig ist, den Entsättigungsdetektionsschaltkreis zurückzusetzen, sobald der erste Transistor 10 zu einem normalen Zustand zurückkehrt. Betragen der Kondensator 26 1000 pF, der Widerstand 24 1 kΩ und der Widerstand 40 6,2 kΩ, so ist die Rücksetzverzögerung (d.h. die Zeit, die erforderlich ist, um Kondensator 26 von 830 mV auf 320 mV zu entladen) geringfügig kürzer als 1 μs. Die Ansprechzeit des Schaltkreises auf ein Entsättigungsereignis (d.h. die Zeit, die erforderlich ist, um Kondensator 26 von 0 auf 320 mV aufzuladen) ist geringfügig kürzer. Die Einschaltverzögerung von näherungsweise 10 μs, die durch die Kombination aus dem Widerstand 18 und dem Kondensator 36 bestimmt wird, beeinflusst nur die Entsättigungsverzögerung während des anfänglichen Einschaltens.
  • Gemäß einer Ausführungsform umfasst der integrierte Schaltkreis 12 einen integrierten Komplementär-Metalloxid-Halbleiter-(CMOS)-Schaltkreis.

Claims (26)

  1. Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Leistungstransistorsystemen mit einem ersten Transistor (10) mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss, einem Ansteuerungsanschluss und einem Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen, einer ersten Diode (28) mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Kathode der ersten Diode (28) an den ersten Anschluss des ersten Transistors (10) gekoppelt ist und die erste Diode (28) eine Durchbruchspannung in Sperrrichtung aufweist, welche kleiner als der Lawinendurchbruchspannungsnennwert ist, einer zweiten Diode (32) mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Anode der zweiten Diode (32) an die Anode der ersten Diode (28) gekoppelt ist und die Kathode der zweiten Diode (32) an den Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors (10) gekoppelt ist, einer Ansteuerungseinrichtungsschaltung, die an den Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors (10) gekoppelt ist, wobei die Ansteuerungseinrichtungsschaltung zum Liefern eines Ansteuerungssignals an den ersten Transistor (10) dient, einem ersten Widerstand (18), einem zweiten Transistor (16) mit einem Kollektor-Anschluss, einem Emitter-Anschluss und einem Basis-Anschluss, wobei der Basis-Anschluss des zweiten Transistors (16) an die Ansteuerungseinrichtungsschaltung mittels des ersten Widerstandes (18) gekoppelt ist, einem ersten Kondensator (36), der an den Basis-Anschluß des zweiten Transistors (16) gekoppelt ist, einer dritten Diode (34) mit einer Anode, einer Kathode und einem Durchbruchspannungsnennwert in Sperrrichtung, wobei die Kathode der dritten Diode (34) an den Emitter des zweiten Transistors (16) gekoppelt ist, die Kathode der dritten Diode (34) auch an die Anoden der ersten und der zweiten Diode (28 bzw. 32) gekoppelt ist und die Anode der dritten Diode (34) an Masse gekoppelt ist, und einem Komparatorschaltkreis (44), der an die Anode der dritten Diode (34) zur Erfassung eines Entsättigungszustandes gekoppelt ist.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die erste Diode (28) eine Durchbruchspannung in Sperrrichtung von 0,9·VB aufweist, wobei VB der Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen des ersten Transistors (10) ist.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin der erste Transistor (10) ein Leistungs-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor ist, wobei der erste Anschluss des ersten Transistors (10) ein Drain-Anschluss, der zweite Anschluss des ersten Transistors (10) ein Source-Anschluss und der Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors (10) ein Gate-Anschluss ist.
  4. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin anstelle des ersten Transistors (10) ein gesteuerter Leistungs-Metalloxid-Halbleiter-Thyristor vorgesehen ist, wobei der erste Anschluß des Thyristors ein Kathoden-Anschluss, der zweite Anschluss des ersten Thyristors ein Anoden-Anschluss und der Ansteuerungsanschluss des Thyristors ein Gate-Anschluss ist.
  5. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin der erste Transistor (10) ein isolierter Gate-Bipolar-Leistungstransistor ist, wobei der erste Anschluss des ersten Transistors (10) ein Kollektor-Anschluss, der zweite Anschluss des ersten Transistors (10) ein Emitter-Anschluss und der Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors (10) ein Gate-Anschluss ist.
  6. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin der erste Transistor (10) ein Bipolar-Leistungstransistor ist, wobei der erste Anschluss des ersten Transistors (10) ein Kollektor-Anschluss, der zweite Anschluss des ersten Transistors (10) ein Emitter-Anschluss und der Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors (10) ein Basis-Anschluss ist.
  7. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die Ansteuerungseinrichtungsschaltung und der Komparatorschaltkreis (44) in einem integrierten Schaltkreis (12) hergestellt sind.
  8. Vorrichtung nach Anspruch 7, worin der integrierte Schaltkreis (12) ein herkömmlicher integrierter Komplementär-Metalloxid-Halbleiter-(CMOS)-Schaltkreis ist.
  9. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin der erste Transistor (10) und die erste Diode (28) auf dem gleichen Halbleitersubstrat hergestellt sind.
  10. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die erste und die dritte Diode (28 bzw. 34) Zenerdioden umfassen.
  11. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste Widerstand (18) und der erste Kondensator (36) ein erstes RC-Netzwerk bilden, durch welches eine Verzögerung beim Freigeben der Vorrichtung bestimmt wird, sowie mit einer vierten Diode (20) mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Anode der vierten Diode (20) an den Emitter-Anschluss des zweiten Transistors (16) gekoppelt ist, einem zweiten Widerstand (40), einem dritten Widerstand (48), einem vierten Widerstand (24), wobei die Kathode der dritten Diode (34) an die Kathode der vierten Diode (20) mittels des zweiten Widerstandes (40) gekoppelt ist, die Kathode der dritten Diode (34) auch an die Anoden der ersten und der zweiten Diode (28 bzw. 32) mittels des dritten Widerstandes (48) gekoppelt ist und die Anode der dritten Diode (34) an Masse mittels des vierten Widerstandes (24) gekoppelt ist, und mit einem zweiten Kondensator (26), der an die Anode der vierten Diode (34) gekoppelt ist, wobei der vierte Widerstand (24) und der zweite Kondensator (26) ein Teil eines zweiten RC-Netzwerkes bilden, welches die Zeit bestimmt, in welcher die Vorrichtung auf einen Entsättigungszustand anspricht.
  12. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin die erste Diode (28) eine Durchbruchspannung in Sperrrichtung von 0,9·VB aufweist, wobei VB der Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen des ersten Transistors (10) ist.
  13. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin der erste Transistor (10) ein Leistungs-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor ist, wobei der erste Anschluss des ersten Transistors (10) ein Drain-Anschluss, der zweite Anschluss des ersten Transistors (10) ein Source-Anschluss und der Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors (10) ein Gate-Anschluss ist.
  14. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin anstelle des ersten Transistors (10) ein gesteuerter Leistungs-Metalloxid-Halbleiter-Thyristor vorgesehen ist, wobei der erste Anschluss des Thyristors ein Kathoden-Anschluss, der zweite Anschluss des Thyristors ein Anoden- Anschluss und der Ansteuerungsanschluss des Thyristors ein Gate-Anschluss ist.
  15. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin der erste Transistor (10) ein isolierter Gate-Bipolar-Leistungstransistor ist, wobei der erste Anschluss des ersten Transistors (10) ein Kollektor-Anschluss, der zweite Anschluss des ersten Transistors (10) ein Emitter-Anschluss und der Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors (10) ein Basis-Anschluss ist.
  16. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin der erste Transistor (10) ein Bipolar-Leistungstransistor ist, wobei der erste Anschluss des ersten Transistors (10) ein Kollektor-Anschluss, der zweite Anschluss des ersten Transistors (10) ein Emitter-Anschluss und der Ansteuerungsanschluss des ersten Transistors (10) ein Basis-Anschluss ist.
  17. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin die Ansteuerungseinrichtungsschaltung und der Komparatorschaltkreis (44) in einem integrierten Schaltkreis (12) hergestellt sind.
  18. Vorrichtung nach Anspruch 17, worin der integrierte Schaltkreis (12) einen herkömmlichen integrierten Komplementär-Metalloxid-Halbleiter-(CMOS)-Schaltkreis umfasst.
  19. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin der erste Transistor (10) und die erste Diode (28) auf dem gleichen Halbleitersubstrat hergestellt sind.
  20. Vorrichtung nach Anspruch 11, worin die erste und die dritte Diode (28 bzw. 34) Zenerdioden umfassen.
  21. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin der einen ersten Anschluss, einen zweiten Anschluss und einen Ansteuerungsanschluss aufweisende erste Transistor (10) dem jeweiligen Leistungstransistorsystem zugeordnet ist.
  22. Vorrichtung nach Anspruch 21, worin die erste Diode (28) eine Durchbruchspannung in Sperrrichtung von 0,9·VB aufweist, wobei VB der Lawinendurchbruchspannungsnennwert zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen des ersten Transistors (10) ist.
  23. Vorrichtung nach Anspruch 21, worin die Ansteuerungseinrichtungsschaltung und der Komparatorschaltkreis (44) in einem integrierten Schaltkreis (12) hergestellt sind.
  24. Vorrichtung nach Anspruch 23, worin der integrierte Schaltkreis (12) einen herkömmlichen integrierten Komplementär-Metalloxid-Halbleiter-(CMOS)-Schaltkreis umfasst.
  25. Vorrichtung nach Anspruch 21, worin der erste Transistor (10) und die erste Diode (28) auf dem gleichen Halbleitersubstrat hergestellt sind.
  26. Vorrichtung nach Anspruch 21, worin die erste und die dritte Diode (28 bzw. 34) Zenerdioden umfassen.
DE19600808A 1995-01-13 1996-01-11 Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Leistungstransistorsystemen Expired - Lifetime DE19600808B4 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/372,638 US5500616A (en) 1995-01-13 1995-01-13 Overvoltage clamp and desaturation detection circuit
US372638 1995-01-13

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE19600808A1 DE19600808A1 (de) 1996-08-08
DE19600808B4 true DE19600808B4 (de) 2005-07-28

Family

ID=23469032

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE19600808A Expired - Lifetime DE19600808B4 (de) 1995-01-13 1996-01-11 Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Leistungstransistorsystemen

Country Status (2)

Country Link
US (1) US5500616A (de)
DE (1) DE19600808B4 (de)

Families Citing this family (71)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3814958B2 (ja) * 1997-07-09 2006-08-30 日産自動車株式会社 半導体集積回路
US7901400B2 (en) 1998-10-23 2011-03-08 Covidien Ag Method and system for controlling output of RF medical generator
US6796981B2 (en) 1999-09-30 2004-09-28 Sherwood Services Ag Vessel sealing system
US7364577B2 (en) 2002-02-11 2008-04-29 Sherwood Services Ag Vessel sealing system
US6398779B1 (en) 1998-10-23 2002-06-04 Sherwood Services Ag Vessel sealing system
US20040167508A1 (en) * 2002-02-11 2004-08-26 Robert Wham Vessel sealing system
US7137980B2 (en) * 1998-10-23 2006-11-21 Sherwood Services Ag Method and system for controlling output of RF medical generator
US6097582A (en) * 1999-02-12 2000-08-01 Wisconsin Alumni Research Foundation Short circuit protection of IGBTs and other power switching devices
US6630139B2 (en) * 2001-08-24 2003-10-07 Academia Sinica Fibrinogenolytic proteases with thrombolytic and antihypertensive activities: medical application and novel process of expression and production
EP1501435B1 (de) 2002-05-06 2007-08-29 Covidien AG Blutdetektor zur kontrolle einer elektrochirurgischen einheit
US7044948B2 (en) * 2002-12-10 2006-05-16 Sherwood Services Ag Circuit for controlling arc energy from an electrosurgical generator
US7255694B2 (en) * 2002-12-10 2007-08-14 Sherwood Services Ag Variable output crest factor electrosurgical generator
JP2004247588A (ja) * 2003-02-14 2004-09-02 Auto Network Gijutsu Kenkyusho:Kk 保護回路
JP2006525096A (ja) 2003-05-01 2006-11-09 シャーウッド・サービシーズ・アクチェンゲゼルシャフト 電気手術用発生器システムのプログラム及び制御を行う方法及びシステム
US6882212B2 (en) * 2003-05-16 2005-04-19 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for extending the size of a transistor beyond one integrated circuit
JP2005045905A (ja) * 2003-07-28 2005-02-17 Toyota Motor Corp 回転電機用駆動回路および車両用電装ユニット
EP1675499B1 (de) 2003-10-23 2011-10-19 Covidien AG Redundante temperaturüberwachung für elektrochirurgische systeme zur sicherheitserhöhung
US8104956B2 (en) 2003-10-23 2012-01-31 Covidien Ag Thermocouple measurement circuit
US7396336B2 (en) 2003-10-30 2008-07-08 Sherwood Services Ag Switched resonant ultrasonic power amplifier system
US7131860B2 (en) 2003-11-20 2006-11-07 Sherwood Services Ag Connector systems for electrosurgical generator
US7766905B2 (en) 2004-02-12 2010-08-03 Covidien Ag Method and system for continuity testing of medical electrodes
US7780662B2 (en) 2004-03-02 2010-08-24 Covidien Ag Vessel sealing system using capacitive RF dielectric heating
CA2562076C (en) * 2004-04-09 2012-10-02 Smc Electrical Products, Inc. Inverter bridge short-circuit protection scheme
FI116109B (fi) * 2004-05-10 2005-09-15 Abb Oy Puolijohdekomponentin ohjauskytkentä
US7628786B2 (en) 2004-10-13 2009-12-08 Covidien Ag Universal foot switch contact port
US9474564B2 (en) 2005-03-31 2016-10-25 Covidien Ag Method and system for compensating for external impedance of an energy carrying component when controlling an electrosurgical generator
US8734438B2 (en) 2005-10-21 2014-05-27 Covidien Ag Circuit and method for reducing stored energy in an electrosurgical generator
US7947039B2 (en) 2005-12-12 2011-05-24 Covidien Ag Laparoscopic apparatus for performing electrosurgical procedures
EP3210557B1 (de) 2006-01-24 2018-10-17 Covidien AG System zur gewebeversiegelung
US7513896B2 (en) 2006-01-24 2009-04-07 Covidien Ag Dual synchro-resonant electrosurgical apparatus with bi-directional magnetic coupling
CA2574935A1 (en) 2006-01-24 2007-07-24 Sherwood Services Ag A method and system for controlling an output of a radio-frequency medical generator having an impedance based control algorithm
US8147485B2 (en) 2006-01-24 2012-04-03 Covidien Ag System and method for tissue sealing
US8685016B2 (en) 2006-01-24 2014-04-01 Covidien Ag System and method for tissue sealing
US9186200B2 (en) 2006-01-24 2015-11-17 Covidien Ag System and method for tissue sealing
CA2574934C (en) 2006-01-24 2015-12-29 Sherwood Services Ag System and method for closed loop monitoring of monopolar electrosurgical apparatus
US8216223B2 (en) 2006-01-24 2012-07-10 Covidien Ag System and method for tissue sealing
US7651493B2 (en) 2006-03-03 2010-01-26 Covidien Ag System and method for controlling electrosurgical snares
US7648499B2 (en) 2006-03-21 2010-01-19 Covidien Ag System and method for generating radio frequency energy
US7651492B2 (en) 2006-04-24 2010-01-26 Covidien Ag Arc based adaptive control system for an electrosurgical unit
US8753334B2 (en) 2006-05-10 2014-06-17 Covidien Ag System and method for reducing leakage current in an electrosurgical generator
US7731717B2 (en) 2006-08-08 2010-06-08 Covidien Ag System and method for controlling RF output during tissue sealing
US8034049B2 (en) 2006-08-08 2011-10-11 Covidien Ag System and method for measuring initial tissue impedance
US7794457B2 (en) 2006-09-28 2010-09-14 Covidien Ag Transformer for RF voltage sensing
US7466185B2 (en) * 2006-10-23 2008-12-16 Infineon Technologies Ag IGBT-Driver circuit for desaturated turn-off with high desaturation level
US7760005B2 (en) * 2007-03-29 2010-07-20 General Electric Company Power electronic module including desaturation detection diode
US8777941B2 (en) 2007-05-10 2014-07-15 Covidien Lp Adjustable impedance electrosurgical electrodes
US7834484B2 (en) 2007-07-16 2010-11-16 Tyco Healthcare Group Lp Connection cable and method for activating a voltage-controlled generator
US8216220B2 (en) 2007-09-07 2012-07-10 Tyco Healthcare Group Lp System and method for transmission of combined data stream
US8512332B2 (en) 2007-09-21 2013-08-20 Covidien Lp Real-time arc control in electrosurgical generators
US8226639B2 (en) 2008-06-10 2012-07-24 Tyco Healthcare Group Lp System and method for output control of electrosurgical generator
US8262652B2 (en) 2009-01-12 2012-09-11 Tyco Healthcare Group Lp Imaginary impedance process monitoring and intelligent shut-off
JP5500192B2 (ja) * 2012-03-16 2014-05-21 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動回路
US8729950B2 (en) 2012-05-30 2014-05-20 Fairchild Semiconductor Corporation High voltage clamp circuit
US8885310B2 (en) 2012-10-31 2014-11-11 Freescale Semiconductor, Inc. Gate driver with desaturation detection and active clamping
US9270202B2 (en) 2013-03-11 2016-02-23 Covidien Lp Constant power inverter with crest factor control
US9283028B2 (en) 2013-03-15 2016-03-15 Covidien Lp Crest-factor control of phase-shifted inverter
US10729484B2 (en) 2013-07-16 2020-08-04 Covidien Lp Electrosurgical generator with continuously and arbitrarily variable crest factor
US10610285B2 (en) 2013-07-19 2020-04-07 Covidien Lp Electrosurgical generators
US9872719B2 (en) 2013-07-24 2018-01-23 Covidien Lp Systems and methods for generating electrosurgical energy using a multistage power converter
US9636165B2 (en) 2013-07-29 2017-05-02 Covidien Lp Systems and methods for measuring tissue impedance through an electrosurgical cable
US11006997B2 (en) 2016-08-09 2021-05-18 Covidien Lp Ultrasonic and radiofrequency energy production and control from a single power converter
US10411692B2 (en) 2016-11-23 2019-09-10 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Active clamp overvoltage protection for switching power device
US10477626B2 (en) 2016-11-23 2019-11-12 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Ltd. Hard switching disable for switching power device
US10476494B2 (en) 2017-03-20 2019-11-12 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Ltd. Intelligent power modules for resonant converters
US10256806B2 (en) * 2017-05-16 2019-04-09 GM Global Technology Operations LLC Power switch protection system and method
WO2018225038A1 (en) * 2017-06-08 2018-12-13 Nexus Technologies, Inc. Short-circuit protection for a power semiconductor device
JP6885862B2 (ja) * 2017-12-28 2021-06-16 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電力変換装置
US10951111B2 (en) 2018-01-26 2021-03-16 Eaton Intelligent Power Limited Apparatus, methods and computer program products for inverter short circuit detection
US11201543B2 (en) * 2018-11-01 2021-12-14 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to improve the safe operating area of switched mode power supplies
US11606086B2 (en) * 2020-05-08 2023-03-14 Hamilton Sundstrand Corporation Desaturation circuit for MOSFET with high noise immunity and fast detection
CN113595047A (zh) * 2021-08-20 2021-11-02 南通大学 一种用于在线测量功率晶体管导通压降的无源钳位电路

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6337712A (ja) * 1986-08-01 1988-02-18 Hitachi Ltd 電界効果トランジスタの保護回路
DE4320021A1 (de) * 1992-06-18 1993-12-23 Int Rectifier Corp Verfahren und Vorrichtung zur Kurzschluß-Sicherung von Leistungstransistor-Anordnungen

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3104015C2 (de) * 1981-02-05 1984-10-11 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Überstromschutzanordnung für einen Halbleiterschalter
US4658203A (en) * 1984-12-04 1987-04-14 Airborne Electronics, Inc. Voltage clamp circuit for switched inductive loads
DE3743866C1 (de) * 1987-12-23 1989-07-27 Lenze Gmbh & Co Kg Aerzen Schaltungsanordnung zum Schutz eines Schalttransistors
US5001373A (en) * 1990-01-09 1991-03-19 Ford Motor Company Active clamp circuit with immunity to zener diode microplasmic noise
US5304935A (en) * 1991-12-17 1994-04-19 Motorola, Inc. Load driver and system with fault detection apparatus for providing a sequence of fault detection logic states

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6337712A (ja) * 1986-08-01 1988-02-18 Hitachi Ltd 電界効果トランジスタの保護回路
DE4320021A1 (de) * 1992-06-18 1993-12-23 Int Rectifier Corp Verfahren und Vorrichtung zur Kurzschluß-Sicherung von Leistungstransistor-Anordnungen

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Patent Abstracts of Japan & JP 63037712 *
Patent Abstracts of Japan JP 63037712 A

Also Published As

Publication number Publication date
DE19600808A1 (de) 1996-08-08
US5500616A (en) 1996-03-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE19600808B4 (de) Vorrichtung zum Unterdrücken von Spannungstransienten und zum Detektieren von Entsättigungszuständen in Leistungstransistorsystemen
DE102005022309B4 (de) Halbleitervorrichtung
DE10158790B4 (de) Halbleiterschutzschaltung
DE112007000857B4 (de) Drei Treiberschaltungen für Halbleiterelemente mit Kurzschlusserfassung
DE3243467C2 (de) Einrichtung zum Schutz eines Schalttransistors
DE4410978C2 (de) Schaltung und Verfahren zur Verbesserung der Kurzschlußbeständigkeit eines bipolaren Transistors mit isoliertem Gate (IGBT)
DE10359225A1 (de) Treiberschaltung für eine Halbleitervorrichtung
EP0176800B1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung des Schaltzustands eines Abschaltthyristors
DE102010042583B4 (de) Leistungshalbleitervorrichtung für Zündvorrichtung
DE4032014A1 (de) Treiberschaltung fuer leistungsschalteinrichtungen
DE10334832A1 (de) Steuerkreis zum Ansteuern eines Leistungshalbleiterbauelements
DE2010208A1 (de) Selbsttätig ruckstellende Kurzzeitschutz einrichtung
DE2549864A1 (de) Netzgeraet-schutzschaltung
EP2340593A1 (de) Mehrstufige überspannungsschutzschaltung, insbesondere für informationstechnische anlagen
CH673338A5 (de)
DE19622803B4 (de) Schaltungsanordnung für Hochdruck-Entladungslampe
DE2343912B2 (de) Stromversorgungseinrichtung, insbesondere für ein Kraftfahrzeug
DE3615690C2 (de) Integriertes Schutzelement, insbesondere für Eingänge in MOS-Technologie von integrierten Schaltungen
EP0943974A1 (de) Spannungsregelschaltung
EP2132851A1 (de) Schaltungsanordnung zur spannungsbegrenzung
EP0137055A1 (de) Schaltnetzteil mit Überstromschutz
DE102010008815A1 (de) Überspannungsschutz für einen Halbleiterschalter
EP1508950A2 (de) Schaltungsanordnung zum Schutz gegen Stoss-Spannungen
DE3715686C2 (de) Stromversorgungsschaltung für ein Video-Wiedergabegerät
DE60015711T2 (de) Elektronische Zündungseinheit mit Beschränkung der Spannung an eine Anschluss der Zündungspulenprimärwicklung

Legal Events

Date Code Title Description
8110 Request for examination paragraph 44
8364 No opposition during term of opposition
R071 Expiry of right