DE68928161T2

DE68928161T2 - Treiberschaltung zur Verwendung bei einer spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung

Info

Publication number: DE68928161T2
Application number: DE68928161T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi C O Fuji Electric Miki; Tadashi C O Fuji Elec Miyasaka; Hideki C O Fuji Elect Ninomiya; Kiyoaki C O Fuji Elect Sasagwa
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1988-11-16
Filing date: 1989-11-16
Publication date: 1997-10-30
Anticipated expiration: 2009-11-17
Also published as: US4949213A; EP0369448B1; DE68928573D1; EP0369448A3; EP0369448A2; DE68928161D1; DE68928573T2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschaltung zur Verwendung mit einer spannungsgesteuerten Haibleitervorrichtung gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1. Eine Treiberschaltung dieser Art ist aus EP-A-0 119 925 bekannt.
In dieser Druckschrift ist eine Treiberschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate beschrieben, mit einer Spannungsouelle, einer Gatespannungs-Eingangsschaltung, die einen Gateanschluß des IGBT mit Spannung versorgt, einer Detektorschaltung zum Erfassen einer Kollektor-Emitterspannung des IGBT und einer Einstelischaltung für das Absenken des Steuersignals. Wenn mit der Detektorschaltung eine Unregelmäßigkeit erfaßt wird, führt die Einstellschaltung eine Absenkung der Gatespannung des IGBT sofort nach dieser Erfassung durch, oder nach Ablauf einer vorbestimmten Zeitspanne, die der Zuführung des "Ein"-Signales zum Gate folgt.
Leistungsvorrichtungen werden gewöhnlich mit unterschiedlichen Schaltungen gesteuert, die entsprechend der Steuereingangscharakteristika der verschiedenen Vorrichtungen angepaßt sind.
Zunächst wird eine herkömmliche Treiberschaltung beschrieben, die dazu geeignet ist, spannungsgesteuerte Halbleitervorrichtungen vor Überströmen zu schützen, die fließen können, wenn Erdungsfehler oder andere Kurzschlüsse bei Spannungswandlergeräten, wie etwa einem Wechselrichter auftreten.
Während verschiedene Überstromfehler zufällig während des Betriebes eines Spannungswandlergerätes, wie etwa einem Wechselrichter auftreten, können Lastkurzschlüsse und Erdungsfehler zur Zerstörung der spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtungen führen, die im Gerät verwendet werden. Bei einem IGBT, der als Beispiel für spannungsgesteuerte Halbleitervorrichtungen herangezogen wird, zeigt Fig. 1 eine entsprechende Schaltung für einen Kurzschlußfall, der in einem Spannungswandlergerät auftritt, und Fig. 2 die Spannung und die laufenden Wellenformen, die von der spännungsgesteuerten Halbleitervorrichtung erzeugt werden, die in diesem Gerät verwendet werden.
Während der Kurzschlußdauer fließt ein Kurzschlußstrom, wobei im wesentlichen eine Gleichspannung an dem IGBT 2 (siehe Fig. 1) anliegt. Die übrigen Bestandteile der Schaltung aus Fig. 1 sind eine Gleichstromquelle 1 und eine Drahtinduktionsspule 3.
Der Kurzschlußstrom kann bis zu fünf- oder sechsfach so hoch (oder sogar zehnfach so hoch, bei hochspannungsfesten Vorrichtungen) sein, wie der Nenngleichstrom. Somit wird der Vorrichtung während diesem Vorfall eine extrem große, plötzlich auftretende Leistung zugeführt, und es ist nötig, den Überstrom durch Abschalten des Gates innerhalb einer vorgeschriebenen Zeitdauer (etwa 10 µs) zu unterbrechen, nachdem der Kurzschluß gemessen worden ist.
Eine Treiberschaltung nach Stand der Technik, die dazu geeignet ist, spannungsgesteuerte Halbleitervorrichtungen vor Überströmen zu schützen, ist in Fig. 3 dargestellt. Die Schaltung enthält einen IGBT 4 als Hauptumschaltelement, einen Signalisolations-Photokoppler 5, eine EIN-Gate-Spannungsguelle 6 und eine AUS-Gate-Spannungsquelle 7. Die beiden Spannungsquellen 6 und 7 sind mit einem Paar Transistoren 9 und 10 verbunden, die in komplementärer Art und Weise mit dem Photokoppler 5 in Abhängigkeit eines Signals arbeiten, das von jenem über einen Transistor 8 zugeführt wird. Die Emitter dieser Transistoren 9 und 10 an der Ausgangsstufe sind mit der Basis des IGBT 4 über einen Widerstand 11 verbunden, und die Verbindung zwischen den Spannungsguellen 6 und 7 ist mit dem Emitter des IGBT 4 verbunden, um eine Treibersektion zu bilden.
Ein Transistor 14, eine Zenerdiode 13, eine Diode 15 und ein Widerstand 17 bilden eine Überstromsensorsektion, die die Spannung am Kollektoranschluß des IGBT 4 überwacht und ein bestimmtes Signal erzeugt, wenn diese Spannung einen bestimmten Pegel überschreitet.
Eine Verzögerungsschaltung ist aus einem Kondensator 16, stromaufwärts von der Überstromsensorsektion ausgebildet.
Die normale Funktionsweise der Schaltung aus Fig. 3 stellt sich wie folgt dar. Wenn sich der Photokoppler 5 einschaltet, schaltet der Transistor 8 ab, in Folge dessen sich der Transistor 9 einschaltet, wohingegen der Transistor 10 abschaltet, um eine EIN-Gätespannung V&sub1; zwischen das Gate und den Emitter des IGBT 4 über den Widerstand 11 zu legen.
Da der Transistor 8 abgeschaltet ist, fließt ein Basisstrom zum Transistor 14 über den Widerstand 12 und die Zenerdiode 13, der Zeitpunkt seiner Aktivierung wird jedoch durch das Vorhandensein eines Widerstandes 17 verzögert. Wenn eine EIN-Gatespannung zwischen Gate und Emitter des IGBT 4 angelegt wird, schaltet sich letzterer ein und seine Kollektor-Emitterspannung senkt den Pegel der EIN-Spannung [im folgenden mit VCE(ON) abgekürzt] ab. Somit kann der Transistor 14 durch Auswahl der Bauteile, die die folgenden Voraussetzungen erfüllen, ausgeschaltet gehalten werden, während der IGBT eingeschaltet ist:
VZDI + VBE > V&sub2; + VCE(ON) + VF
wobei VZDI: der Schwellenwert der Zenerdiode 13;
VBE : die Basis-Emitterspannung des Transistors; und
VF : die Vorwärtsspannung der Diode 15 ist.
Wenn der Photokoppler 5 abschaltet, schaltet der Transistor 8 ein, in Folge dessen der Transistor 9 abschaltet und der Transistor 10 einschaltet, um eine AUS-Gatespannung zwischen das Gate und den Emitter des IGBT 4 über den Widerstand 11 zu legen, wodurch der IGBT 4 abgeschaltet wird. Wenn sich der Transistor 8 einschaltet, entlädt sich der Kondensator 16, so daß der IGBT 4 in einem nachfolgenden Schritt wirksam eingeschaltet werden kann.
Sollte ein Kurzschluß auftreten, wenn der IGBT 4 eingeschaltet ist, erhöht sich seine Kollektor-Emitterspannung, bis die folgende Beziehung besteht:
VZDI + VBE > V&sub2; + VCE(ON) + VF
Als Folge davon leitet der Transistor 14, und eine AUS-Gatespannung wird zwischen Gate und Emitter des IGBT 4 angelegt, wodurch dieser abgeschaltet wird, um den fließenden Überstrom zu unterbrechen.
Wenn die Treiberschaltung nach dem Stand der Technik, die in Fig. 3 gezeigt ist, die betreffende spannungsgesteuerte Halbleitervorrichtung vor einem Überstrom schützt, wird eine AUS- Gatespannung an das Gate des IGBT 4 gleichzeitig mit dem Leitendwerden des Transistors 14 angelegt, und somit tritt eine große Verminderung des Stromes (-di/dt) auf, wenn der Überstrom unterbrochen wird. Dies schließt die potentielle Gefahr einer äußerst starken Spannung [d.h. die Suinme aus der Spannung, die in der Drahtinduktionsspule induziert wird (ls di/dt) und der Spannung der Gleichstromschaltung], die auf den IGBT 4 wirkt, mit ein.
Weiterhin verursacht die Verzögerungsschaltung, die aus dem Kondensator 16 besteht, ein zeitliches Nachhinken bei der Erfassung des Überstromes, und es wird eine übermäßig große Energiemenge von der Vorrichtung innerhalb des Zeitraumes Auftreten des Kurzschlusses bis zur Unterbrechung des Überstromes verbraucht.
Es tritt ein weiteres Problem mit dem IGBT 4 auf, der eine statische Kapazität zwischen Kollektor C, Emitter E und Gate 5 hat, wie es in Fig. 5 gezeigt ist.
Wie es mit der Äquivalenzschaltung in Fig. 6 gezeigt ist, lädt und entlädt sich die Eingangskapazität Cies beim Umschaltvorgang. Weiterhin hängen die Charakteristika der Halbleitervorrichtung, wenn sie sich in einem EIN-Zustand befindet, vom Wert der Spannung ab, mit der die Eingangskapazität geladen wird, so daß eine Aufladung mit einem vorbestimmten Spannungswert notig ist, um konstante Charakteristika der Vorrichtung beizubehalten.
Wie es oben beschrieben wurde, ist die Last in der Gatetreiberschaltung kapazitiv, und dies führt zu der Möglichkeit, daß die Ausgangsspannung einen vorbestimmten Wert der Gatespannung aufgrund der spezifischen Charakteristika der Transistoren 9 und 10 an der Ausgangsstufe nicht erreicht. Wenn die Gatespannung niedrig ist, erhöht sich die EIN-Spannung des IGBT 4 und kann möglicherweise einen erhöhten Leistungsverlußt bewirken.
Weiterhin sind die Impulsströme, die für die Transistoren zugelassen sind, nicht sehr hoch und nur etwa doppelt so groß, wie der Nenngleichstrom. Somit ist die Kapazitätsklasse des IGBT, der gesteuert werden kann, durch die Nennleistung der Transistoren an der Ausgangsstufe begrenzt. Ein Transistor, der alle IGBT-Klassen steuern kann, ist voluminös und wird zwangsläufig die Abmessungen der Treiberschaltung vergrößern.
Sollte ein Kurzschluß auftreten, wenn der IGBT 4 leitet, vergrößert sich der fließende Strom, und zur gleichen Zeit erhöht sich ebenfalls bemerkbar die Spannung der Vorrichtung (VCE), wodurch eine sehr starke Veränderung der Spannung dVCE/dt verursacht wird, wie es in Fig. 7 dargestellt ist. Wie Fig. 8 zeigt, hat der IGBT 4 eine Sperrschichtkapazität CCG zwischen Kollektor (C) und Gate (G), und wenn dVCE/dt an den LGBT 4 angelegt wird, erzeugt CCG einen Verschiebungsstrom i (= CCG dVCG/dt). Dieser resultierende Verschiebungsstrom wird zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBT 4 fließen, wie es Fig. 8 zeigt.
Im Betrieb der Treiberschaltung nach dem Stand der Technik zum Schutz der betreffenden Halbleitervorrichtung vor einem Überstrom, wird die Ladung zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBT 4 mit Hilfe des Widerstandes 11 (Gatewiderstand) und dem Transistor 10 abgebaut. Da der Widerstand 11 die Impedanz der Treiberschaltung erhöht, wie sie vom IGBT 4 gesehen wird, wird der Verschiebungsstrom i nicht vgm Widerstand 11 in den Transistor 10, sondern weitgehend direkt in den Zwischenraum zwischen Gate und Emitter des IGBT 4 fließen.
Dieser Ladungsvorgang verhindert, daß sich die Gate-Emitterspannung des IGBT 4 synchron mit der Spannung aufbaut, die sich stromaufwärts des Widerstandes 11 entwickelt (d.h. die Spannung auf der Seite der Treiberschaltung). Demzufolge gibt es keine Spannungsverminderung, und der Kurzschlußstrom nimmt nicht weiter ab. Wenn der Verschiebungsstrom in dieser Situation verschwindet, verringert sich die Gate-Emitterspannung des IGBT 4 bemerkbar, wodurch ein abrupter Abfall des Kurzschlußstromes und somit eine entsprechende Vergrößerung seiner Anderungsrate (di/dt) verursacht wird. Wenn dies passiert, ist es unmöglich die Spannung (ls di/dt), die in der Drahtinduktionsspule im Hauptstromkreis induziert wird, zu unterdrücken, und es baut sich eine äußerst hohe Spannung auf, die die Widerstandsfähigkeit der Vorrichtung überschreitet und gegebenenfalls die Vorrichtung zerstört. Diese Probleme werden noch bedeutender, wenn die Kapazität (Nennspannung- und Nennstrom) der Vorrichtung größer wird, weil CCG und somit auch der Verschiebungsstrom größer werden.
Ein anderes Problem mit dem IGBT 4 besteht darin, daß es bei der Vorrichtung weniger als einige Mikrosekunden bis zum abgeschalteten Zustand dauert, ausgehend von dem Zustand, bei dem ein großer Strom fließt. Dies verursacht eine extrem große Anderung des Stromes (di/dt), wenn die Vorrichtung abgeschaltet wird, und in Gegenwart der Drahtinduktionsspule (L) kann eine Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT 4 auftreten (oder zwischen Drain und Quelle eines MOSFET), die größer ist, als die Widerstandsfähigkeit der Vorrichtung.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um die oben beschriebenen Nachteile von Treiberschaltungen nach dem Stand der Technik zu bewältigen.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung enthält eine Treiberschaltung zur Verwendung mit einer spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung eine Treibersektion, die als Bestandteile hat: wenigstens einen signalisolierenden Photokoppler und ein Paar komplementärer Ausgangstransistoren, eine Schutzsektion für den Schutz der spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung vor Überstrom, der sich aufbaut, wenn ein Kurzschluß in der gesteuerten Vorrichtung auftritt, wobei die Schutzsektion aus einer Detektoreinrichtung besteht, die die Spannung am Haupteingangsanschluß der Vorrichtung in Gegenwart eines Steuersignals überwacht und ein Detektorsignal erzeugt, wenn die Spannung einen vorbestimmten Pegel überschreitet, und einer regelbaren Spannungsquelle, die schrittweise mit der Zeit die Spannung vermindert, während die Detektoreinrichtung arbeitet, mit einer Diode, die zwischen der regelbaren Spannungsquelle und dem Basisanschluß jedes Ausgangstransistors derart angeschlossen ist, daß die Anode zum Basisanschluß gerichtet ist.
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Kollektoranschluß eines Transistors, der leitet, wenn die Detektoreinrichtung erfaßt, daß die Spannung am Eingangshauptanschluß der spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung einen vorbestimmten Pegel überschritten hat, mit dem Kollektoranschluß des signalisolierenden Photokopplers über eine Diode verbunden, deren Vorwärtsrichtung zum Transistor gerichtet ist.
Bei einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besteht das Paar der komplementären Ausgangstransistoren in der Treibersektion aus einem FET als Transistor für das Einschalten der Vorrichtung und einem bipolaren Transistor als Transistor für das Ausschalten derselben.
Bei einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der positive Elektrodenanschluß eines Kondensators als ein Bestandteil der regelbaren Spannungsquelle in der Schutzsektion mit dem Gateanschluß der spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung über eine Diode verbunden.
Wie es in Fig. 4 gezeigt ist hängt der Wert des Kurzschlußstromes ICP, der durch die Halbleitervorrichtung fließt, von der Spannung VCE ab, die zwischen Gate und Emitter der Vorrichtung angelegt ist, so daß der Kurzschlußstrom ebenfalls in Proportion zur Abnahme der Gate-Emitterspannung abnimmt. Dementsprechend kann die Abnahmerate des Stromes (-di/dt), die auftritt, wenn der Überstrom unterbrochen wird, auf einen kleinen Wert unterdrückt werden. Weiterhin leitet die Halbleitervorrichtung, wenn die Gate-Emitterspannung größer ist, als ihr Ansprechpegel. Daher ist die Zeit, die erforderlich ist, bis die Gate- Emitterspannung den gleichen Wert erreicht, wie der Ansprechpegel, nachdem der Transistor in der Überstrom-Detektorsektion geleitet hat, länger eingestellt, als die Zeit, wenn sich die Halbleitervorrichtung einschaltet; auf die Verzögerungsschaltung , die in der Treiberschaltung nach dem Stand der Technik nötig war, kann verzichtet werden, und der Vorgang zum Schutz der Vorrichtung vor Überstrom kann durchgeführt werden, sobald dieser auftritt, wodurch der Energieverbrauch der Vorrichtung vermindert wird.
Gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der oben beschriebene Vorteil selbstverständlich erreicht. Zusätzlich wird, solange die Überstrom-Detektorsektion arbeitet, der Gate-AUS-Vorgang nicht beeinflußt, selbst wenn ein AUS-Signal dem signalisolierenden Photokoppler zugeführt wird, und anstelle dessen wird vorzugsweise die Bedienung der regelbaren Spannungsquelle durchgeführt, wodurch sichergestellt wird, daß die Tätigkeit zum Schutz der Vorrichtung vor Überstrom fortgeführt wird.
Gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wird ein FET als Vorrichtung zum Einschalten der Gate-Treiberschaltung verwendet. Da der Ausgang des FET Widerstandseigenschaften hat, kann SW1 in Fig. 6 als Widerstand betrachtet werden. Demzufolge lädt sich die Eingangskapazität des IGBT durch den Pfad, bestehend aus Spannungsonelle V&sub1;, SW1, Widerstand (RG) und Eingangskapazität auf. Wenn die geladene Spannung den Schwellwert überschreitet, schaltet der IGBT ein. Da SW1 als Widerstand betrachtet werden kann, lädt sich die Eingangskapazität des IGBT bis zur vorbestimmten Gatespannung auf, die von der Spannungsquelle V&sub1; zugeführt wird. Weiterhin unterliegt der FET, dessen Impulsnennstrom vier- bis fünfmal größer ist, als die der Nenngleichstromrate, weniger der Begrenzung der Treiberschaltung durch die Kapazitätsklasse des IGBT, und somit reicht ein einziger FET für den Betrieb mit einer großen Klasse von IGBTs aus. Um die Gate-Treiberschaltung auszuschalten, muß lediglich die Ladung von der Eingangskapazität genommen werden, und dies bedeutet eine nur kleine Einschränkung für die Vorrichtung an der Ausgangsstufe, so daß die Treiberschaltung mit Hilfe eines bipolaren Transistors ausgeschaltet werden kann.
Fig. 1 ist Äquivalenzschaltbild für einen Kurzschluß, der in einem Spannungswandlergerät auftritt, in dem eine spannungsgesteuerte Halbleitervorrichtung verwendet wird;
Fig. 2 ist ein Zeitdiagramm, das die Spannung und die Stromwellenformen zeigt, die von der Halbleitervorrichtung erzeugt werden;
Fig. 3 ist ein Schaltbild, das Treiberschaltungen nach dem Stand der Technik zeigt;
Fig. 4 ist ein Graph, der den Kurzschlußstrom über der Gate- Emitterspannung der Halbleitervorrichtung zeigt;
Fig. 5 ist ein kapazitives Aouivalenzschaltbild des IGBT;
Fig. 6 ist ein Äquivalenzschaltbild für den Umschaltvorgang;
Fig. 7 ist ein Graph, der die Spannungswellenform zeigt, wenn ein Kurzschluß auftritt;
Fig. 8 ist ein Diagramm, das den Zustand einer kurzgeschlossenen Halbleitervorrichtung zeigt.
Fig. 9 ist ein Schaltbild, das eine erste Ausführungsform der Schaltung der vorliegenden Erfindung für die Steuerung einer spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung zeigt;
Fig. 10 ist ein Schaltbild, das eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt; und
Fig. 11 ist ein Schaltbild, das eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt:

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Fig. 9 ist ein Schaltbild, das eine erste Ausführungsform der Schaltung für die Steuerung einer spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. In Fig. 9 sind die Bestandteile, die mit jenen aus Fig. 3 (Stand der Technik) übereinstimmen, mit den gleichen Ziffern gekennzeichnet. Wie beim Stand der Technik, besteht die Sektion für die Steuerung des IGBT 4, der als Hauptschaltelement dient, aus einem signalisolierenden Photokoppler 5, einem Paar komplementärer Transistoren 9 und 10, die mit dem Photokoppler 5 über einen Transistor 8 verbunden sind, eine EIN-Gate-Spannungsquelle 6, die mit dem Transistor 9 in Reihe geschaltet ist, einer AUS-Gate-Spannungsquelle 7, die mit dem Transistor 10 in Reihe geschaltet ist, und einem Widerstand 11.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ist die Überstrom-Detektorsektion bei der Schaltung nach dem Stand der Technik, die aus Diode 15, Zenerdiode 13, Widerstand 17 und Transistor 14 besteht, der die Spannung am Kollektoranschluß des IGBT 4 überwacht und ein Erfassungssignal erzeugt, wenn die Spannung einen vorbestimmten Wert überschreitet, mit einer Spannungsbegrenzungsschaltung verbunden, die in Form einer regelbaren Spannungsquelle ausgebildet ist und mit den Basen der Transistoren 9 und 10 an der Ausgangsstufe der Treibersektion verbunden ist und aus einem Widerstand 18 und einem Kondensator 20 besteht.
Der Kondensator 20 ist mit dem positiven Anschluß der Spannungsquelle 6 über Widerstand 19 verbunden, und die Verbindung zwischen Kondensator 20 und Widerstand 19 ist mit den Basen der Transistoren 9 und 10 an der Ausgangsstufe über eine Diode 21 verbunden, deren Anode zu den Transistoren 9 und 10 gerichtet ist.
Die Basis von Transistor 8 ist mit der Basis von Transistor 23 verbunden, dessen Kollektor sowohl mit der Verbindung zwischen Zenerdiode 13 und Diode 15 in der Überstrom-Detektorsektion, als auch mit dem positiven Anschluß der Spannungsquelle 6 über Widerstand 22 verbunden ist, wobei der Emitter von Transistor 14 mit dem negativen Anschluß der Spannungsouelle 7 verbunden ist, wodurch eine Schaltung gebildet wird, die erfaßt, daß sich der IGBT 4 in der EIN-Periode befindet und diese Information zur Überstrom-Detektorsektion sendet.
Die Tätigkeit der Schaltung aus Fig. 9 vollzieht sich wie folgt. Zunächst wird Kondensator 20 von den Spannungsquellen 6 und 7 über Widerstand 19 aufgeladen, bis die Spannung über dem Kondensator 20 gleich V&sub1; + V&sub2; ist. Wie gezeigt, ist Diode 21 zwischen dem positiven Anschluß des Kondensators 20 und den Basen der Transistoren 9 und 10 derart angeschlossen, daß die Anode zu den Basisanschlüssen der Transistoren gerichtet ist, so daß im wesentlichen kein Einfluß auf die normale Funktion der Treiberschaltung ausgeübt wird.
Wie beim Stand der Technik leitet Transistor 14, wenn ein Überstrom festgestellt wird, und demzufolge wird die Ladung im Kondensator 20 über Widerstand 18 abgeführt. Dann wird die Differenzspannung zwischen V&sub2; und der Spannung über dem Kondensator 20 als Ausgabe über die Diode 21 und den Transistor 9 erzeugt.
Wenn die Widerstände 12, 18 und 19 entsprechende Widerstandswerte R&sub1;, R&sub2; und R&sub3; haben, kann VGE auf einem ausreichend niedrigen Pegel gehalten werden, um den IGBT 4 durch Auswahl dieser Werte abzuschalten, und zwar derart, daß sie die Bedingung R&sub1;&sub1; R&sub3; > R&sub2; erfüllen.
Der Transistor 23 informiert die Überstrom-Detektorsektion über die Tatsache, daß sich der IGBT 4 in der EIN-Periode befindet.
Es sollte hier bemerkt werden, daß der Widerstand 18 durch eine Konstantstromdiode ersetzt werden kann.
Trotz der oben beschriebenen Vorteile, hat die Treiberschaltung aus Fig. 9 die folgenden Probleme bei tatsächlicher Anwendung. Wenn die Überstrom-Detektorsektion einen Überstrom feststellt, leitet der Transistor 14, und die Gate-Emitterspannung des IGBT 4 verringert sich. Wenn jedoch in diesem Zustand ein AUS-Signal empfangen wird, führt die Schaltung den normalen AUS-Vorgang durch. Demzufolge wird der Kurzschlußstrom unterbrochen, bevor er in geeigneter Weise reduziert wird, und die Abnahmerate des Stromes (-di/dt) erhöht sich während der Unterbrechung des Überstromes. Dies kann eine äußerst hohe Spannung erzeugen, die auf die Vorrichtung wirkt.
Die zweite Ausführungsform aus Fig. 10 wurde entwickelt, um dem oben beschriebenen Problem begegnen zu können. Zu diesem Zweck ist der Kollektoranschluß des signalisolierenden Photokopplers 5 mit dem Transistor 14 über eine Diode 24 verbunden.
Die Schaltung aus Fig. 10 gleicht der Schaltung aus Fig. 9 darin, daß der Transistor 14 leitet, wenn die Überstromdetektorsektion einen Überstromfehler erfaßt. Wenn ein bei dieser Gelegenheit ein AUS-Signal empfangen wird, schaltet der Photokoppler 5 ab. Daher wird, wenn Teile derart ausgewählt sind, daß die Basis-Emitterspannung YBE des Transistors 8 oder 23, die Kollektor-Emitterspannung VCB des Transistors 14 und die Vorwärtsspannung VF der Diode 24 die Beziehung VB > VCE + VF erfüllen, der Strom, der von den Spannungsquellen 6 und 7 über den Widerstand 25 zugeführt wird, nicht zu den Basen der Transistoren 8 und 23, sondern in den Transistor 14 über die Diode 24 fließen. Demzufolge schalten die Transistoren 8 und 23 nicht ab, und die Schaltung führt die beabsichtigte Operation zum Schutz der Halbleitervorrichtung vor Überstrom aus.
Während des normalen AUS-Betriebs leitet der Transistor 14 nicht, und es gibt keine nachteiligen Auswirkungen durch fließenden Strom auf die Basen der Transistoren 8 und 23.
Fig. 11 zeigt die dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Bei der oben beschriebenen ersten und zweiten Ausführungsform besteht das Paar der komplementären Transistoren 9 und 10 an der Ausgangsstufe der Treibersektion aus bipolaren Transistoren. Bei der dritten Ausführungsform, die in Fig. 11 gezeigt ist, ist der Transistor 9 für das Einschalten der Halbleitervorrichtung durch einen FET 26 ersetzt. Wie bei der ersten und zweiten Ausführungsform ist der Transistor 10 für das Ausschalten der Halbleitervorrichtung ein bipolarer Transistor, um jedoch den FET 26 ein- und auszuschalten, sind zwei zusätzliche Transistoren 27 und 28 in die Schaltung aus Fig. 11 zusammen mit einer Diode 29 und Widerständen 30, 31, 32 und 33 in die Schaltung eingefügt.
Der Widerstand 30 ist am Drainanschluß des FET 26 und der Widerstand 31 am Kollektor des Transistors 10 eingefügt. Die Basis des Transistors 28 ist mit dem Photokoppler 5 und die Basis des Transistors 27 mit dem Kollektor des Transistors 14 über die Diode 29 verbunden. Der Widerstand 32 ist am Kollektor des Transistors 28 und der Widerstand 33 am Kollektor des Transistors 27 eingefügt.
Die Schaltung aus Fig. 11 wird in folgender Art und Weise einund ausgeschaltet. Wenn ein Strom zur Primärseite des Photokopplers 5 fließt, schaltet sich dieser an und der Transistor 28 ab. Wenn der Transistor 28 abschaltet, schaltet der Transistor 27 ein und die Gate-Source-Strecke des FET 26 wird vorwärts vorgespannt, um diesen einzuschalten.
Wenn der FET 26 einschaltet, führt die Vorwärtsvorspannquelle 6 zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBT 4 über den Widerstand 11 eine Vorspannung zu, wodurch der IGBT 4 eingeschaltet wird. Wie beim Stand der Technik, schaltet der Transistor 10 ab, wenn der Photokoppler 5 einschaltet.
Der IGBT 4 wird abgeschaltet, indem die oben beschriebene Operation für das Einschalten umgekehrt wird. Wenn der Strom, der zur Primärseite des Photokopplers 5 fließt, unterbrochen wird, schaltet dieser ab. Wenn der Photokoppler 5 abschaltet, schaltet der Transistor 28 ein. Schaltet der Transistor 28 ein, dann schaltet der Transistor 27 ab, worauf der FET 26 abschaltet. Wie bei der vierten Ausführungsform, schaltet der Transistor 10 ein, wenn der Photokoppler 5 abschaltet, und eine Rückwärtsvorspannungsquelle 7 führt dem IGBT 4 über den Widerstand 11 eine rückwärtige Vorspannung zu, wodurch der IGBT 4 angeschaltet wird.
Die Schaltung aus Fig. 11 arbeitet in folgender Art und Weise, um die Halbleitervorrichtung vor Überstrom zu schützen. Wenn ein Überstromfehler in gleicher Art und Weise erkannt wird, wie es in Verbindung mit der ersten Ausführungsform beschrieben wurde, schaltet der Transistor 14 ein. Wenn Teile derart gewählt sind, daß die Bedingung:
VBE » V&sub2; + VCE + VF
erfüllt ist (wobei VFE die Basis-Emitterspannung des Transistors 27, VCE die Kollektor-Emitterspannung des Transistors 14 und VF die Vorwärtsspannung ist, die an der Diode 29 anliegt), fließt der Basisstrom des Transistors 27, der von der Spannungsquelle über den Widerstand 32 zugeführt wird, nicht in den Transistor 27, sondern über die Diode 29 in den Transistor 14. Demzufolge schaltet der Transistor 27, wie auch der FET 26, ab. Anschließend schaltet der Transistor 10 ein, und die Schaltung führt die beabsichtigte Schutzoperation aus.
Bei der dritten Ausführungsform sind die Widerstände 30 und 31 enthalten, um den Kurzschlußstrom zu unterdrücken, der aufgrund der Zeitdifferenz fließt, wenn sich der FET 26 einschaltet und der Transistor 10 abschaltet.

Claims

1. Treiberschaltung zur Verwendung mit einer spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung (4), enthaltend

eine Treibersektion, die als Bestandteile wenigstens einen signalisolierenden Photokoppler (5) und ein Paar komplementärer Ausgangstransistoren (9, 10) hat; und

eine Schutzsektion (13, 14, 15, 17) zum Schutz der spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung (4) vor einem Überstrom, der sich entwickelt, wenn ein Kurzschluß in der gesteuerten Halbleitervorrichtung (4) auftritt;

wobei die Schutzsektion aus einer Detektoreinrichtung (13, 14, 15, 17), die die Spannung am Eingangshauptanschluß der spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung (4) in Gegenwart eines Steuersignals überwacht und ein Erfassungssignal erzeugt, wenn die Spannung einen vorbestimmten Pegel überschreitet, und einer regelbaren Spannungsquelle (18, 20) besteht, die allmählich die Spannung mit der Zeit absenkt, während die Detektoreinrichtung (13, 14, 15, 17) in Betrieb ist, mit einer ersten Diode (21), die zwischen die regelbare Spannungsquelle (18,20) und den Basisanschluß der komplementären Ausgangstransistoren (9, 10) geschaltet ist, und deren Anode zu diesen Basisanschlüssen gerichtet ist,

wobei die komplementären Ausgangstransistoren (9, 10) der Treibersektion zwischen der Schutzsektion (13-15, 17) und der Halbleitervorrichtung (4) angeordnet sind,

gekennzeichnet durch

eine Schaltung, die den EIN-Zustand der Halbleitervorrichtung erfaßt (4), enthaltend einen ersten Transistor (23), dessen Basis mit dem Ausgang des Photokopplers (5) und dessen Kollektor mit einem Eingang der Schutzsektion (13, 14, 15, 17) und dem positiven Anschluß einer Festspannungsquelle (6) verbunden ist, und einen zweiten Transistor (14), dessen Emitter mit dem negativen Anschluß einer Festspannungsquelle (7) verbunden ist, und der leitet, wenn die Detektoreinrichtung (13, 14, 15, 17) erfaßt, daß die Spannung am Eingangshauptanschluß der Halbleitervorrichtung (4) einen vorbestimmten Pegel in Gegenwart eines Treibersignales überschritten hat, und dessen Kollektoranschluß mit dem Kollektoranschluß des Photokopplers (5) über eine zweite Diode (24) verbunden ist, deren Vorwärtsrichtung zum zweiten Transistor (14) gerichtet ist,

wobei der positive Anschluß eines Kondensators (20) als ein Bestandteil der regelbaren Spannungsguelle (18, 20) in der Schutzsektion mit den Basisanschlüssen der komplementären Ausgangstransistoren (9, 10) über die erste Diode (21) verbunden ist.

2. Treiberschaltung zur Verwendung mit einer spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung (4), enthaltend:

eine Treibersektion, die als Bestandteile wenigstens einen signalisolierenden Photokoppler (5) und ein Paar Ausgangstransistoren (26,10) enthält; und

wobei die Steuersektion umfaßt: eine Einrichtung (13, 14, 15, 17), die eine Spannung am Eingangshauptanschluß der spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung (4) in Gegenwart eines Steuersignals überwacht, und die ein Erfassungssignal erzeugt, wenn diese Spannung einen vorbestimmten Pegel überschreitet, und eine regelbare Spannungsquelle (18, 20), die allmählich die Spannung mit der Zeit absenkt, während die Detektorsektion (13, 14, 15, 17) arbeitet, mit einer Diode (12), die zwischen die regelbare Spannungsquelle (18, 20) und den Basisanschluß von einem (10) der beiden Ausgangstransistoren (26, 10) geschaltet ist, und deren Anode zu diesem Basisanschluß gerichtet ist,

wobei die Ausgangstransistoren (26, 10) dieser Treibersektion zwischen der Halbleitervorrichtung (4) und der Schutzsektion (13-15, 17) angeordnet sind,

gekennzeichnet durch

eine Schaltung, die den EIN-Zustand der Halbleitervorrichtung (4) erfaßt, enthaltend einen ersten Transistor (23), dessen Basis mit dem Ausgang des Photokopplers (5) und dessen Köllektor mit einem Eingang der Schutzsektion (13, 14, 15, 17) und dem positiven Anschluß einer Festspannungsquelle (6) verbunden ist, und einen zweiten Transistor (14), dessen Emitter mit dem negativen Anschluß einer Festspannungsguelle (7) verbunden ist und leitet, wenn die Detektorsektion (13, 14, 15, 17) erfaßt, daß die Spannung am Eingangshauptanschluß der Halbleitervorrichtung (4) einen vorbestimmten Pegel in Gegenwart eines Steuersignals überschritten hat, und dessen Kollektoranschluß mit dem Kollektoranschluß eines dritten Transistors (28) über eine zweite Diode (29) verbunden ist, deren Vorwärtsrichtung zum zweiten Transistor (14) gerichtet ist, wobei die Basis des dritten Transistors (28) mit dem Kollektoranschluß des Photokopplers (5) und der Kollektor dieses dritten Transistors (28) auch mit der Basis eines vierten Transistors (27) verbunden ist und die Emitteranschlüsse des dritten und vierten Transistors (28, 27) mit dem negativen Anschluß einer Festspannungsquelle (7) verbunden sind, wobei die Ausgangstransistoren (26, 10) in der Treibersektion aus einem FET (26) als Transistor für das Einschalten der Halbleitervorrichtung (4) und einem bipolaren Transistor (10) für das Ausschalten derselben bestehen und der Basisanschluß des letzteren über die erste Diode (21) mit einem positiven Anschluß eines Kondensators (20) als ein Bestandteil der regelbaren Spannungsquelle (18, 20) in der Schutzsektion und der Gateanschluß des FET (26) mit dem Kollektoranschluß des vierten Transistors (27) verbunden ist.