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Die Erfindung betrifft einen elektronischen Schalter mit einem Halbleiter, der
dazu dient, in Serie mit einer Last an die Klemmen einer
Versorgungs-Gleichspannung angeschlossen zu werden, sowie mit auf eine Steuerspannung des
Halbleiters wirkenden Steuermitteln, welche Mittel zur Messung des den
Halbleiter durchfließenden Stroms sowie Mittel zur Regelung der
Steuerspannung des Halbleiters in Abhängigkeit vom genannten Strom umfassen.
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In der Einleitung der Druckschrift FR-A-2.618.276 ist ein Schalter der genannten
Art beschrieben, welcher Mittel umfaßt, die dazu dienen, seine Abschaltung zu
gewährleisten, wenn der über den Schalter fließende Strom über eine bestimmte
Zeitspanne einen festgelegten Wert überschreitet (Leistungsschalterfüniction),
und die den über den Halbleiter fließenden Strom während der Dauer der
Verzögerung durch eine Stromregelung auf einen hohen Wert begrenzen, der
unter den Strom-Grenzwerten des Halbleiters liegt. Um ein ungewolltes
Ansprechen insbesondere beim Einschalten des Schalters unter kapazitiver Last
zu verhindern, muß die Zeitverzögerung ausreichend lang sein. Andererseits ist
die im Fehlerfall entwickelte Verlustleistung im Halbleiter während der
Verzögerungszeit sehr hoch, so daß es wünschenswert ist, diese
Verzögerungszeit zu begrenzen. Um einen Kompromiß zwischen diesen beiden
widersprüchlichen Zielen zu erreichen und eine kontrollierte Schaithandlung mit
Überspannungs und Überstrombegrenzung zu ermöglichen, wird in der
genannten Druckschrift eine insbesondere für die Luftfahrttechnik bestimmte
Schaltanordnung vorgeschlagen, bei der in Abhängigkeit von dem die Anordnung
durchfließenden Strom nacheinander verschiedene Halbleiter aufgeschaltet
werden, denen Widerstände zugeordnet und die zur Bildung eines elektronisch
veränderbaren Widerstands parallelgeschaltet sind.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen elektronischen Schalter,
insbesondere einen leistungselektronischen Schalter zu schaffen, der ohne
Einschränkungen für kapazitive Lasten verwendet werden kann. Eine solche Last
wird beispielsweise durch die Kapazität eines Kabels, durch einen Kondensator
oder durch eine getaktete Stromversorgung gebildet.
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Der erfindungsgemäße Schalter ist dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel
ein Verzögerungsglied, das an einem seiner Eingänge mit einem Einschalt- bzw.
Ausschaltsignal des Schalters beaufschlagt wird, sowie an einen Ausgang des
Verzögerungsglieds angeschlossene Mittel zur Erzeugung einer
Nenn-Steuerspannung des Halbleiters nach dem Ablauf einer, auf die Beaufschlagung des
Eingangs des Verzögerungsglieds mit einem Einschaltsignal folgenden,
festgelegten Verzögerungszeit umfassen, wobei der Halbleiter während der
genannten Verzögerungsdauer mit der durch die Regelungsmittel erzeugten,
geregelten Steuerspannung beaufschlagt wird, derart daß der Halbleiter während
dieser Zeitspanne als Stromquelle wirkt und dabei den Strom auf einen,
wesentlich unter dem Nennstrom des Schalters liegenden, festgelegten Wert
begrenzt.
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Der Strom kann zum Beispiel auf 100 mA über 2s begrenzt werden, bevor er
seinen Nennwert von beispielsweise 30 A annimmt.
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Darüber hinaus umfaßt der Schalter vorzugsweise Mittel zur Verbindung der
Steuerelektrode des Halbleiters mit Masse, wenn der Eingang des
Verzögerungsglieds mit einem Ausschaltsignal des Schalters beaufschlagt wird,
sowie während einer festgelegten, sehr kurzen Zeitspanne nach Beaufschlagung
mit einen Einschaltsignal, derart daß ein Rücksetzen der Regelungsmittel
ermöglicht wird.
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Nach einer Weiterbildung der Erfindung bestehen die Strommeßmittel aus einer,
in Serie mit dem Halbleiter geschalteten Sicherung, wobei die den genannten
Strom abbildende Spannung an den Klemmen der genannten Sicherung dem
Eingang der Regelungsmittel zugefährt wird.
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Die Verwendung eines durch eine Sicherung oder ein vergleichbares
Widerstandselement gebildeten Meßwiderstands erlaubt eine maximale
Verringerung der Wärmeverluste, wenn der Schalter von seinem Nennstrom
durchflossen wird. Bei Einsatz einer Sicherung wird der Schutz im Normalbetrieb
durch diese gewährleistet, wenn der elektronische Leistungsschalterschutz außer
Betrieb ist. Darüber hinaus kann sie auch als kostengünstiger
Strommeßwiderstand mit geringer Genauigkeit dienen. Liegt der geregelte Strom
während der Verzögerungsdauer nach dem Einschalten des Schalters in der
Größenordnung von 100 mA, so beträgt die Spannung an den Klemmen der
Sicherung einige Hunderte Mikrovolt. Diese, dem Eingang der aus einer
Verstärkerschaltung und einem Komparatorglied bestehenden Regelungsmittel
zugeführte, sehr kleine Gleichspannung erfordert grundsätzlich den Einsatz eines,
eine sehr geringe Offsetspannung aufweisenden und damit verhältnismäßig
teuren Verstärkers.
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Nach einer Weiterbildung der Erfindung umfassen die Regelungsmittel eine
Verstärkerschaltung mit automatischer Korrektur der Offsetspannung, so daß
kostengünstige Operationsverstärker eingesetzt werden können, deren
Offsetspannung weit über der Spannung liegt, mit der ihre Eingänge beaufschlagt
werden.
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Eine solche Verstärkerschaltung umfaßt vorzugsweise einen ersten
Operationsverstärker, dessen Ausgang an einen ersten Eingang eines zweiten
Operationsverstärkers sowie an eine schwellwertfreie Diode angeschlossen ist,
deren Kathode mit einem Kondensator verbunden ist, wobei die
Klemmenspannung des Kondensators auf den zweiten Eingang des zweiten
Operationsverstärkers gelegt wird, dessen Ausgang den Ausgang der
Verstärkerschaltung bildet.
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Der Schalter kann als Schütz und/oder als Leistungsschalter arbeiten. Bei der
Funktionsweise des Schalters als Schütz stellen die Einschalt- und
Ausschaltsignale externe Steuersignale dar. Um als Leistungsschalter zu arbeiten, umfaßt
ein, vorzugsweise entsprechend der oben beschriebenen Bauart ausgeführter
Schalter Fehlererfassungsmittel, die bei Erfassung einer Überlast oder eines
Kurzschlusses ein Ausschaltsignal erzeugen, sowie Rückstellmittel, welche ein
Einschaltsignal erzeugen.
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Herkömmlicherweise umfassen die Fehlererfassungsmittel eine Vorrichtling, zum
Beispiel einen Meßwiderstand, zur Messung des Fehlerstroms. Nach einer
Weiterbildung der Erfindung umfassen die Fehlererfassungsmittel des Schalters
Mittel zur Erfassung der Spannung an den Klemmen des Halbleiters sowie Mittel
zur Erzeugung des Ausschaltsignals, wenn diese Spannung während einer
bestimmten Zeit einen festgelegten, eme Überlast abbildenden ersten
Schwellwert überschreitet, oder wenn sie einen zweiten festgelegten Schwellwert
überschreitet, der einen Kurzschluß abbildet und bei dem der Halbleiter gesättigt
ist.
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Dabei ist berücksichtigt, daß der über den Schalter fließende Nennstrom unter
seinem Sättigungsstrom liegt und einer bestimmten, geringen Spannung an den
Klemmen des Halbleiters entspricht, während insbesondere bei einem
Kurzschluß der Halbleiter seinen Sättigungszustand erreicht und die Spannung an
seinen Klemmen ansteigt. Die Sättigung des Halbleiters im Kurzschlußfall
erlaubt es auch, den Fehlerstrom im Schalter zu begrenzen.
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Nach einer besonderen Ausgestaltung der Erfindung umfassen die Mittel zur
Messung der Spannung an den Klemmen des Halbleiters bei Anschluß des
Kollektors des Halbleiters über die Last an die Versorgungs-Gleichspannung eine
Diode, deren Kathode an den Kollektor des Halbleiters angeschlossen und die so
vorgespannt ist, daß sie in den Sperrzustand schaltet, wenn die genannte
Kollektorspannung den zweiten Schwellwert überschreitet, wobei die Mittel zur
Erfassung eines Kurzschlusses bei Sperrung der genannten Diode ein
Ausschaltsignal erzeugen.
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Nach einer vorzugsweisen Ausgestaltung der Erfindung ist der Halbleiter als
Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT-Transistor) ausgeführt, allerdings ist
die Erfindung auch auf einen Bipolartransistor oder einen Transistor vom Typ
MOSFET anwendbar.
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Mehrere Ausfühugsbeispiele der Erfindung sind in den beigefügten
Zeichnungen dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung unter Angabe
weiterer Vorteile und Merkmale näher erläutert. Dabei zeigen
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Figur 1 die schematische Darstellung eines erfindungsgemaßen Schakers;
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Figur 2 die Änderung der Stroms im erfindungsgemäßen Schalter in Abhängigkeit
von der Zeit beim Einschalten;
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Figur 3 bestimmte Einzelheiten einer Ausfürungsvariante eines
erfindungsgemäßen Schalters;
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Figur 4 eine besondere Ausführungsvariante der Verstärkerschaltung des
Schalters aus Figur 1;
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Figur 5 die Strom-Spannungs-Kennilinie eines IGBT-Transistors;
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Figur 6 das Prinzip der Fehlererfassung in einem elektronischen Schalter;
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Figur 7 eine besondere Ausführungsvariante eines erfindungsgemäßen
Schalters/Leistungsschalters.
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Der elektronische Schalter aus Figur 1 dient dazu, in Serie mit einer Last 1 an die
Klemmen einer Versorgungs-Gleichspannung V1 angeschlossen zu werden. Auf
herkömmliche Weise ist eine Diode D1 parallel zur Last geschaltet, um
Überspannungen an den Klemmen dieser Last zu begrenzen. Ein solcher Schalter
ist insbesondere als leistungselektronischer Schalter ausgeführt, der dazu dient,
eine, gegebenenfalls kapazifive, Last mit einer hohen Spannung von
beispielsweise 270 V zu speisen.
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Bei der Ausführungsvariante gemäß Figur 1 umfaßt der Schalter einen Transistor
T1 vom Typ IGBT, der über eine Sicherung F mit Masse verbunden ist. Eine
Versorgungsspannung V2 von beispielsweise etwa 8 V speist die elektronischen
Komponenten der Steuerschaltung des Transistors T1.
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Das Gate des Transistors T1 ist an eine Steuerschaltung angeschlossen, deren
Ausgangsstufe 2 einen den Gateanschluß mit Masse verbindenden Widerstand R1
sowie einen Transistor T2 vom Typ NPN umfaßt, dessen Basis an einen Ausgang
3 eines Verzögerungsglieds 4 angeschlossen ist und der das Gate mit der
Versorgungsspannung V2 verbindet. Ein Einschalt- oder Ausschaltsignal des
Schalters wird über ein Schaltglied 6 dem Eingang 5 des Verzögerungsglieds 4
zugeführt. Das Gate des Transistors T1 ist des weiteren über eine, vom
Eingangssignal des Verzögerungsglieds 4 angesteuerte Rücksetzschaltung mit
Masse verbunden. Die Rücksetzschaltung umfaßt beispielsweise einen
Widerstand, der in Serie mit einem Transistor T3 vom Typ PNP geschaltet ist,
dessen Basis mit dem Eingang 5 des Verzögerungsglieds 4 verbunden ist. Ein
Transistor T4, dessen Basis über ein Invertierglied 7 mit dem Eingang 5 des
Verzögerungsglieds 4 verbunden ist, verbindet die Basis des Transistors T2 mit
Masse. Der Gateanschluß des Transistors T list außerdem über einen Widerstand
R3 mit dem Ausgang einer Regelungsschaltung 8 verbunden, deren Eingang mit
der Klemmenspannung der Sicherung F beaufschlagt wird.
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Die oben beschriebene Schaltungsanordnung arbeitet wie folgt;
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Bei geöffnetem Schaltglied 6 liegt ein logisches Signal mit niedrigem Pegel am
Eingang 5 an und schaltet den Transistor T3 durch. Dieses den Eingang des
Invertierglieds 7 beaufschlagende logische Signal schaltet den Transistor T4
ebenfalls durch, so daß der Transistor T2 gesperrt ist. Die an den Gateanschluß
des Transistors T1 gelegte Steuerspannung ist null und der Transistor T1
gesperrt.
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Bei geschlossenem Schaltglied 6 liegt ein logisches Signal mit hohem Pegel am
Eingang 5 an und sperrt die Transistoren T3 und T4. Das am Ausgang 3 des
Verzögerungsglieds 4 bereitgestellte Signal, welches zunächst auf dem niedrigen
Signalpegel lag und den Transistor T2 sperrte, geht nach einer durch das
Verzögerungsglied vorgegebenen Verzögerungszeit t1 einer bestimmten Dauer
von beispielsweise 2 s auf den hohen Signalpegel über. Nach Ablauf diese
Verzögerungszeit t1 wird der Transistor T2 leitend und die Versorgungsspannung
V2 an das Gate des Transistors T1 gelegt. Diese Versorgungsspannung V2
entspricht der Nenn-Steuerspannung des Transistors T1, und ein bestimmter
Nennstrom von zum Beispiel 30 A fließt zur Einspeisung der Last über den
Transistor T1.
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Nach dem Beaufschlagen der Steuerschaltung des Schalters mit einem
Einschaltsignal sind die Transistoren T2, T3 und T4 während der Dauer der
Verzögerungszeit t1 gesperrt, und die Gatespannung des Transistors T1 wird über
die Regelungsschaltung 8 gesteuert, die den Strom im Schalter auf einen
Referenzwert einstellt. Die Sicherung F dient als Meßwiderstand, wobei die
Spannung an ihren Klemmen dem über den Transistor T1 fließenden Strom
proportional ist. Diese Spannung wird den Klemmen der Regelungsschaltung 8
zugeführt, welche eine Verstärkerschaltung 9 umfaßt, deren Ausgang mit einem
Eingang (-) eines Komparatorglieds 10 verbunden ist. Der andere Eingang (+) des
Komparatorglieds 10 ist an eine Referenzspannung Vref angeschlossen, die
beispielsweise über einen Spannungsteiler oder einen veränderbaren Widerstand
aus der Versorgungsspannung V2 gewonnen wird. Der Transistor T1 arbeitet
dabei als Stromquelle, wobei die Höhe des Stroms auf einen Wert von
beispielsweise 100 mA begrenzt ist, der wesentlich unter dem Nennstrom des
Schalters liegt. Der Wert dieses Einschaltstroms wird über die Referenzspannung
Vref festgelegt.
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Figur 2 zeigt die zeitliche Änderung des Stroms 1 in dem Schalter nach Figur 1
beim Einschalten. Der Schalter arbeitet zunächst als Stromquelle, wobei er über
die Dauer der Verzögerungszeit (2s) einen konstanten Strom von 100 mA
erzeugt, und wird anschließend von einem wesentlichen höheren Nennstrom von
beispielsweise 30 A durchflossen. Die Dauer der Verzögerungszeit wird so
gewählt, daß eine kapazitive Last 1 bei konstantem Strom vor dem Ablauf der
Verzögerungszeit bis zur Gleichspannung V1 aufgeladen werden kann, so daß
jegliche Einschaltüberlasten aufgrund zu schneller Aufladung der kapazifiven
Last verhindert werden.
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Figur 3 ist eine detailliertere Darstellung einer besonderen Ausführungsvariante
des Verzögerungsglieds 4 sowie einer Variante der Ausgangsstufe 2.
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Bei dieser Variante ist der Transistor T3 vom Typ PNP aus Figur 1 durch einen
Transistor TS vom Typ MOS ersetzt, dessen Basis an einen zweiten Eingang 11
des Verzögerungsglieds 4 sowie an den Kollektor eines Transistors T6 vom Typ
PNP angeschlossen ist, dessen Emitter wiederum mit der Versorgungsspannung
V2 und dessen Basis mit dem Eingang 5 des Verzögerungsglieds verbunden sind.
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Das Verzögerungsglied ist so ausgelegt, daß es an seinem zweiten Ausgang 11
ein zum Eingangssignal 5 komplementäres Signal bereitstellt, welches jedoch um
eine festgelegte zweite Verzögerungszeit t2 verzögert ist, die wesentlich kürzer
ist als die zuvor genannte Verzögerungszeit t1. Diese zweite Verzögerungszeit t2
kann beispielsweise etwa ein Zehntel der Verzögerungszeit t1 betragen.
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Bei dieser Ausführunmgsvariante bewirkt ein Ausschaltsignal (Signalpegel 0 an
Eingang 5) des Schalters wie zuvor die Durchschaltung des Transistors T4 und
die Sperrung des Transistors T2. Gleichzeitig werden die Transistoren T5 und T6
durchgeschaltet, so daß das Gate des Transistors T1 zwangsweise auf null gesetzt
wird. Erfolgt zu einem gegebenen Zeitpunkt t0 ein Einschaltsignal (Signalpegel 1
an Eingang 5) schalten die Transistoren T4 und T6 in den Sperrzustand. Der
zunächst auf 1 stehende Ausgang 11 bleibt über die Dauer der Verzögerungszeit
t2 auf 1, und T5 bleibt leitend bis zum Zeitpunkt t0+t2, zu dem er in den
Sperrzustand schaltet. Der zunächst auf 0 stehende Ausgang 3 bleibt über die
Dauer der Verzögerungszeit tl auf 0, und T2 bleibt gesperrt bis zum Zeitpunkt t0
+ t1, zu dem er leitend wird. Der Einschaltzyklus läßt sich also in drei Phasen
unterteilen:
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- eine erste Phase zwischen t0 und t0+t2, in der T2 gesperrt und T5 leitend sind
und das Gate des Transistors T1 zwangsweise auf null gesetzt ist,
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- eine zweite Phase zwischen t0+t2 und t0+t1, in der T2 und T5 gesperrt sind,
wobei die Gatespannung des Transistors T1 über die Regelungsschaltung 8
gesteuert wird und der Transistor T1 als Stromquelle arbeitet,
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- eine dritte Phase ab dem Zeitpunkt t0+t1, in der T5 gesperrt und T2 leitend und
der Transistor T1 bei seiner Nennspannung betrieben wird.
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Die erste Phase dient dazu, die Rücksetzung der Verstärkerschaltung 9 der
Regelungsschaltung 8 zu ermöglichen. In dieser Phase fließt nämlich kein Strom
über die Sicherung F, und die an den Eingang der Verstärkerschaltung angelegte
Spannung ist null.
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Aufgrund der Verwendung der mit einem sehr kleinen Widerstandswert
behafteten Sicherung F als Strommeßwiderstand wird kein nennenswerter
Widerstand in den Stromkreis geschaltet. Allerdings ist die Spannung an den
Klemmen der Sicherung F sehr gering und beträgt bei einem Strom von 100 nA
etwa 200 Mikrovolt.
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Um eine solche Spannung messen zu können, enthält die Verstärkerschaltung 9
gemäß Figur 4 in ihrer vorzugsweisen Ausgestaltung eine automatische Korrektur
der Offsetspannung.
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Diese Verstärkerschaltung umfaßt einen ersten Operationsverstärker OP1. Der
invertierende Eingang des ersten Verstärkers OP1 ist über einen Widerstand R4
mit dem Eingang der Schaltung 9 und über einen Widerstand R5 mit dem
Ausgang des ersten Verstärkers verbunden. Sein nicht-invertierender Eingang ist
an den Verbindungspunkt von zwei Widerständen R6 und R7 angeschlossen, die
in Serie zwischen die Versorgungsspannung V2 und Masse geschaltet sind, derart
daß sie die Offsetspannung V0 des Verstärkers OP1 auf einen bestimmten Wert
von beispielsweise + 10 mV festlegen, der über der vom Hersteller angegebenen
maximalen Offsetspannung (z.B. +/-7 mV) liegt.
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Der Ausgang des Operationsverstärkers OP1 ist über eine schwellwertfreie Diode
12, die in Serie zu einem Kondensator C1 liegt, mit Masse verbunden. Die
Klemmenspannung Vc des Kondensators C1 wird auf den nicht-invertierenden
Eingang eines zweiten Operationsverstärkers OP2 gelegt, dessen invertierender
Eingang über einen Widerstand R8 mit dem Ausgang des ersten
Operationsverstärkers OP1 sowie uber einen Widerstand R9 mit seinem eigenen
Ausgang verbunden ist. Der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers OP2
bildet den Ausgang der Verstärkerschaltung 9. Gemäß der Darstellung in der
Figur besteht die schwellwertfreie Diode 12 aus einem dritten
Operationsverstärker OP3, dessen nicht-invertierender Eingang über einen
Widerstand R10 an den Ausgang des ersten Operationsverstärkers OP1 und
dessen Ausgang an die Anode einer Diode D2 angeschlossen ist, deren Kathode
mit dem Kondensator C1 verbunden ist. Der invertierende Eingang des
Verstärkers OP3 ist an die Kathode der Diode D2 angeschlossen.
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Die Verstärkerschaltung 9 besteht somit aus einem invertierenden Verstärker
(OP1, R4, R5) mit einem Verstärkungsfaktor von K1 = R5/R4, einer
schwellwertfreien Diode 12, einem Kondensator C1 und einem
Differenzverstärker (OP2, R8, R9) mit einem Verstärkungsfaktor von K2 =
R9/R8. Dabei können beispielsweise Werte von K1 = 100 und K2 = 10 gewählt
werden.
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Die Verstärkerschaltung 9 arbeitet wie folgt:
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Ist die Eingangsspannung der Schaltung null (Schalter ausgeschaltet), so wird die
Offsetspannung V0 des ersten Verstärkers OP1 mit seinem Verstärkungsfaktor
K1 multipliziert, und der Kondensator lädt sich auf eine Spannung Vc = V0 K1
auf.
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Dieser der verstärkten Offsetspannung entsprechende Wert wird dann im
Kondensator C1 gespeichert.
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Bei Einschalten des Schalters wird eine der Spannung an den Klemmen der
Sicherung entsprechende positive Spannung Vf an den Eingang der
Verstärkerschaltung 9 gelegt. Die Ausgangsspannung V3 des ersten Verstärkers
ergibt sich dann zu
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V3 = (V0 - Vf)K1.
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Diese Spannung ist kleiner als die Ladespannung Vc des Kondensators C1, und
die schwellwertfreie Diode 12 verhindert dessen Entladung.
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Der Differenzverstärker (OP2, R8, R9) verstärkt die Differenz zwischen den
Spannungen Vc und V3 und stellt am Ausgang eine Spannung V4 gemaß
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V4 = (Vc - V3) K2 = VfK1 K2 bereit.
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Die am Ausgang des zweiten Verstärkers OP2 erhaltende Spannung entspricht
dabei der verstärkten Spannung Vf, wobei die Offsetspannung von OP1
automatisch korrigiert wurde. Die Offsetspannung von OP2 ist im Vergleich zu
VC - V3 vernachlässigbar.
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Bei V0 = 10 mV, Vf = 100µV, K1 = 100 und K2 = 10 ergibt sich beispielsweise:
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Vc = 1V,
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V3 = 990 mV,
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V4 = 100 mV.
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Es kann eine nicht dargestellte Schaltung zur Löschung des Kondensators C1
vorgesehen werden, so daß beim Einschalten ein korrekter Wert der
gespeicherten Offsetspannung vorliegt.
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Das Schaltglied 6 aus Figur 1 kann über externe Steuersignale angesteuert
werden, wobei der Schalter dann als Schütz arbeitet. Die das Verzögerungsglied
4 beaufschlagenden Einschalt- und Ausschaltsignale können auch durch interne
Fehlererfassungsmittel bereitgestellt werden, so daß bei Erfassung einer Überlast
oder eines Kurzschlusses eine Abschaltung des Schalters bewirkt wird, wobei
Rücksetzmittel zum Einschalten des Schalters vorgesehen werden, der in diesem
Fall als Leistungsschalter arbeitet. Die beiden Betriebsarten als Schütz oder
Leistungsschalter können problemlos im gleichen Schalter realisiert werden.
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Die Figuren 5 und 6 zeigen das Prinzip der Fehlererfassung, insbesondere der
Erfassung eines Kurzschlusses, in einem elektronischen Schalter, das sich
insbesondere auf einen Schalter der oben beschrieben Art anwenden läßt.
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Im Gegensatz zu den bekannten Fehlererfassungsschaltungen wird bei dem
nachstehend beschriebenen Prinzip kein Meßwiderstand verwendet, der dazu
dient, den über den Transistor T1 fließenden Strom zu messen. Erfindungsgemaß
wird die Spannung Vce an den Klemmen des Transistors T1 (siehe Figur 6) zur
Erfassung eines Fehlers verwendet. Bei einer bestimmten Gate-Emitter-Spannung
Vge, deren Wert beispielsweise der Versorgungsspannung V2 entspricht, ergibt
sich nämlichfür die Strom-Spannungs-Kennlinie des Transistors T1 der in Figur 5
gezeigte Verlauf. Bei einen Nennbetriebsstrom von beispielsweise 30 A ergibt
sich für die Spannung Vce ein Wert von emigen, z.B. 3 V. Bei einer Überlast
hingegen steigt der Strom, maximal bis zum Sättigungsstrom von beispielsweise
150 A an, und die Spannung steigt erheblich, wobei sie den Wert der
Versorgungs-Gleichspannung V1 des Schalters erreichen kann.
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In Figur 7 ist ein Schalter der in Figur 1 gezeigten Bauart dargestellt, der eine
besondere Ausführungsvariante einer Kurzschluß-Erfassungsschaltung 13 enthält.
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Da der Widerstandswert der Sicherung F vernachlässigbar ist, entspricht die
Kollektorspannung des Transistors T1 annähernd der Spannung Vce des Transistors
und wird zur Fehlererfassung verwendet. Die Kathode einer Diode D3 ist an den
Kollektor des Transistors T1 angeschlossen. Die Anode der Diode ist über einen
Widerstand R11 mit der Versorgungsspannung V2 verbunden. Dieser Widerstand
ist in Serie mit einer Zenerdiode ZD und einem Widerstand R12 zwischen V2
und Masse geschaltet. Ein Transistor T7 ist mit seiner Basis an den
Verbindungspunkt der Zenerdiode ZD und des Widerstands R12, mit seinem
Emitter an Masse und seinem Kollektor über einen Widerstand R13 an die
Versorgungsspannung V2 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors T7 bildet
den Ausgang der Erfassungsschaltung 13 und liefert im Kurzschlußfall ein
Auslösesignal oder Abschaltsignal, das dazu dient, den Eingang 5 des
Verzögerungsglieds 4 zu beaufschlagen. Ein Rückstell-Drucktaster BP ist parallel
zum Widerstand R12 geschaltet.
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Im Normalbetrieb des Schalters ist der Transistor T1 leitend und wird von einem
Nennstrom durchflossen, derart daß die Spannung an seinen Klemmen etwa 2 bis
3 V beträgt. Die über den Widerstand R11 vorgespannte Diode D3 ist leitend.
Die Zenerdiode ZD weist eine Durchbruchspannung auf, die über der zu diesem
Zeitpunkt an der Anode der Diode D3 anliegenden Spannung liegt, und sie ist
gesperrt. Der Transistor T7 ist daher gesperrt, und die Ausgangsspannung der
Erfassungsschaltung 13 liegt auf hohem Signalpegel. Ein Einschaltsignal des
Schalters beaufschlagt weiterhin das Verzögerungsglied 4.
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Bei Auftreten eines Kurzschlusses wird der Strom I im Transistor T1 sehr hoch,
bleibt jedoch nach wie vor auf den Sättigungsstrom begrenzt, und die Spannung
am Kollektor steigt an. Sobald diese Spannung die Polarisationsspannung der
Diode D3 überschreitet, schaltet diese in den Sperrzustand, und die über den
Widerstand R11 und die Versorgungsspannung V2 vorgespannte Zenerdiode ZD
schaltet durch, wodurch der Transistor T7 leitend wird und sein
Kollektorpotential auf null sinkt. Das Ausgangssignal der Erfassungsschaltung 13
geht auf null und bewirkt das Sperren des Transistors T1 sowie das Öffnen des
Schalters. Die Kollektorspannung von T1 bleibt also hoch (V1), und die
Erfassungsschaltung 13 beaufschlagt das Verzögerungsglied weiterhin mit einem
Ausschaltsignal (0).
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Die Durchbruchspannung der Zenerdiode ZD von beispielsweise 6,2 V wird so
festgelegt, daß ein Fehiersignal ausgegeben wird, wenn der Transistor T1
gesättigt ist. Der im Verlauf eines Kurzschlusses auftretende Fehlerstrom wird
also auf den der Gatespannung von T1 entsprechenden Sättigungsstrom begrenzt.
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Zum Rücksetzen des Schalters/Leistungsschalters muß der Transistor T7 gesperrt
sein, so daß das Ausgangssignal der Fehlererfassungsschaltung 13 auf 1 übergeht.
Solche Rücksetzmittel sind in Figur 7 als Drucktaster BP schematisch dargestellt,
dessen Einschalten den Übergang des Transistors T7 in den Sperrzustand
bewirkt. Der Schalter schaltet dann entsprechend dem mit Bezug auf Figur 1
beschriebenen Ablauf ab, und sobald die Kollektorspannung des Transistors T1
ausreichend klein ist, schaltet die Diode D3 erneut durch und erhält den
Sperrzustand des Transistors T7 aufrecht.
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Der Schalter/Leistungsschalter kann durch eine Fehleranzeigeschaltung, durch
eine Überlast-Erfassungsschaltung, die bei Erfassung einer Überlast ein
Ausschaltsignal aussendet, sowie eine externe Steuerschaltung ergänzt werden,
die auch den Betrieb des Schalters als Schütz erlaubt. Die Überlast-
Erfassungsschaltung kann ebenfalls die Änderungen der Kollektorspannung des
Transistors T1 nutzen, wobei das Überschreiten eines bestimmten Schwellwerts
durch die Kollektorspannung des Transistors T1 über einen bestimmten Zeitraum
hinweg eine Überlast abbildet.